CN101155454A - 多灯管电流的控制方法及其驱动电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种多灯管电流控制方法以及驱动电路，所述灯管中的每一根串接有电容，所述多根串接了电容的灯管并联，并接在驱动变压器的输出绕组上，所述方法包括步骤：控制变压器输出电压使其落在或接近落在预先设定的电压和频率关系曲线上，该关系曲线是所要求的单根灯管电流值不变情况下所述灯管与电容串联电路的电压和频率关系曲线。本发明可以精确控制灯管的电流，使灯管发光稳定，在存在干扰情况下仍能保持电路工作正常。
Description
技术领域
本发明涉及一种电子驱动电路及其方法，特别是涉及多灯管电流的控制方法及其灯管驱动电路。
背景技术
平面光源可以由多根荧光灯并排而构成，可以应用在LCD TV或LCD监视器等装置中，作为这些装置的背光源。荧光灯的其中一种称为冷阴极荧光灯(CCFL，Cold Cathode Fluorescent Lamp)，业界普遍用其作为平面光源的灯管。
为让CCFL发光，平面光源包括驱动电路，CCFL和其他电子元件是该驱动电路的负载。现有技术灯管驱动电路包括变压器和逆变器。所述包括变压器和逆变器的驱动电路需要满足条件：1、可以提供足够高的电压，让每根CCFL击穿放电；2、保证每根CCFL的电流稳定并且基本相等，从而保证亮度的均匀；3、保证每根CCFL中的电流波形基本为正弦，以保证发光效率及CCFL寿命；4、CCFL开路及变压器输出短路时提供保护。目前背光源在设计时都需要参照上述要求。
现有灯管驱动电路一般都是串联谐振并联输出的电路。图1是一种包括上述类型驱动电路的现有技术平面光源。所述平面光源包括多根CCFL灯管，每根CCFL各配一个变压器和一个逆变器，或者多根CCFL灯管配多个变压器T1～Tn接一个逆变器。另外，还提供控制电路测量灯管电流，据此控制逆变器的输出。所述逆变器输入接与电网隔离的低压直流，输出交流给变压器T1～Tn，变压器T1～Tn升压，每个变压器输出接并联的CCFL和两个电压检测电容C1，C11或Cn，Cn1。所述变压器T1～Tn是高漏磁变压器，分别与电容C1，C11或Cn，Cn1构成振荡电路。其谐振波形见图2所示，工作频率fw在谐振频率f0左侧，也即逆变器工作在容性模态。这样，变压器的漏电感和电压检测电容及灯管构成一个串联谐振并联输出的电路。
工作时，变压器T1～Tn输出电压并不能使CCFL击穿，即变压器T1～Tn输出电压相对于CCFL的击穿电压是低压。CCFL的击穿并发光是通过变压器T1或Tn和电容C1，C11或Cn，Cn1构成的振荡电路起振后放大变压器输出电压而实现。因此，流经CCFL的电流是正弦变化的，变压器T1～Tn的输出电压是CCFL的稳态工作电压，对应工作频率fw。
其中，CCFL的电流是通过控制逆变器的脉冲宽度或频率来控制。具体是将检测到的CCFL灯管的电流作为控制电路的输入，并与设置在控制电路的基准值比较。当灯管电流偏离基准值时，改变逆变器的输出脉宽或频率，使灯管电流回到基准值。但在灯管电流无法或很难检测的情况下，无法很好地稳定灯管电流。
此外，上述的平面光源还存在如下技术缺陷：1)当一根CCFL开路时变压器输出电压会上升，逆变电路必须停止工作，其它CCFL也被迫停止工作，整个背光源失效；2)由于一根CCFL接一个变压器，而且变压器和CCFL等元件参数不完全相同，灯管电流的平衡度并不好；3)每根CCFL各配一个变压器和一个逆变器的电路，当CCFL比较多时，成本高昂；逆变器需要一个电源提供和电网之间安全隔离的低压直流，电源部分成本增加，因此系统成本依然偏高。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种提供稳定灯管电流的多灯管驱动电路。
本发明要解决的技术问题是还提供一种发光稳定的平面光源。
为解决上述第一技术问题，本发明的目的是通过以下技术方案实现的：提供一种多灯管电流控制方法，所述灯管中的每一根串接有电容，所述多根串接了电容的灯管并联，并接在驱动变压器的输出绕组上，包括步骤：控制变压器输出电压使其落在或接近落在预先设定的电压和频率关系曲线上，该关系曲线是所要求的单根灯管电流值不变情况下所述灯管与电容串联电路的电压和频率关系曲线。
优选地，进一步包括接所述变压器的输入的逆变器，所述变压器输出电压是灯管与所述电容串联后的电压，所述变压器是高漏磁变压器，其漏感与所述电容构成谐振电路，所述控制变压器输出电压的步骤是通过控制逆变器开关频率来实现。
优选地，所述变压器输出端还并联有分压检测电容，所述通过控制逆变器开关频率来控制变压器输出电压，使其落在或接近落在预先设定的电压和频率关系曲线上的步骤具体包括：
通过测量所述分压检测电容电压而获得变压器输出电压测量值；
比较上述的电压测量值与当前逆变器开关频率下所对应所述预先设定的电压和频率关系曲线的电压值；
如果电压测量值大于所述曲线所对应的电压值，提高逆变器开关频率，否则降低逆变器开关频率；或者，在所述曲线所对应的电压值与电压测量值之间差距过大情况下，如果电压测量值大于所述曲线所对应的电压值，提高逆变器输出频率，否则降低逆变器输出频率。
优选地，在改变逆变器开关频率的步骤之前进一步包括步骤：判断变压器的输出电压是否为逆变器开关频率的负指数函数，是则继续改变逆变器开关频率的步骤，否则将逆变器开关频率迅速改变到系统设定的最大值，然后再逐渐降低至所述关系曲线所对应的电压和频率值或者让逆变器停止工作。
优选地，在所述关系曲线上的不同工作点对应于参与谐振电路并正常工作的不同的灯管数量，还包括步骤：在当前工作点等于或接近于所述对应不同灯管数量的工作点时，获得所述灯管数量的数据。
为解决上述第二技术问题，本发明的目的是通过以下技术方案实现的：提供一种多灯管驱动电路，所述多根灯管中的每一根串接有电容，所述多根串接了电容的灯管并联接在驱动变压器的输出绕组上，其特征在于，包括工作状态控制单元，储存有在所要求的单根灯管电流值不变情况下所述灯管与电容串联电路的电压和频率关系曲线的数据，并存储有控制软件，用于控制变压器输出电压使其落在或接近落在所述电压和频率关系曲线上。
优选地，进一步包括接所述变压器输入的逆变器，所述变压器输出端还并联接有至少两个串接的分压检测电容，所述至少两个分压检测电容之间接地，所述变压器是高漏磁变压器，其漏感和所有串接灯管的电容和分压检测电容构成谐振电路，所述控制软件通过调整逆变器的开关频率来控制变压器的输出电压，所述开关频率高于所述谐振电路的谐振频率。
优选地，进一步包括电压检测单元，所述分压检测电容的分压值通过电压检测单元采样获得并输入到所述工作状态控制单元，作为判断所述变压器的输出电压是否为当前逆变器开关频率下所述关系曲线所对应的电压的依据。
优选地，所述工作状态控制单元包括存储单元和电压比较单元，所述存储单元存储有所述电压和频率关系曲线的数据和控制软件，所述电压比较单元用于根据输入的电压检测值与当前逆变器开关频率下所述关系曲线所对应的电压值比较，根据比较结果输出频率控制信号到逆变器控制其开关频率，在所述比较结果表明所述关系曲线所对应的电压值与电压测量值之间差距过大情况下，如果电压测量值大于所述关系曲线所对应的电压值，所述控制软件用于发出提高逆变器开关频率的频率控制信号，否则发出降低逆变器开关频率的频率控制信号。
优选地，所述储存单元还储存有在所述关系曲线上的不同工作点对应于参与谐振电路并正常工作的不同的灯管数量的数据，在当前工作点等于或接近于所述对应不同灯管数量的工作点时，控制软件获得所述灯管数量的数据。
以上第一技术方案可以看出，由于本发明多灯管电流控制方法是基于变压器、以及接变压器负载的串接灯管的电容的振荡电路来驱动灯管，这样的振荡电路其振荡曲线满足预定的所要求的单根灯管电流值不变情况下电压和频率关系曲线，控制变压器输出电压使其落在或接近落在所述电压和频率关系曲线上，就能保证流过灯管的电流稳定，保证灯管发光稳定正常，不会因电路的异常而使得灯管发光不稳定或不能工作；同时通过判断电路工作点在所述曲线的位置，就能得知正常工作的灯管数量，为故障排除提供依据。
以上第二技术方案可以看出，由于本发明多灯管驱动电路包括变压器、工作状态控制单元以及接变压器负载的串接灯管的电容的振荡电路来驱动灯管，这样的振荡电路其振荡曲线满足预定的所要求的单根灯管电流值不变情况下电压和频率关系曲线，工作状态控制单元储存有所述曲线的数据，并存储有控制软件，通过控制变压器输出电压使其落在或接近落在所述电压和频率关系曲线上，就能保证流过灯管的电流稳定，保证灯管发光稳定正常，不会因电路的异常而使得灯管发光不稳定或不能工作；同时通过判断电路工作点在所述曲线的位置，就能得知正常工作的灯管数量，为故障排除提供依据。
附图说明
图1是现有技术CCFL背光源的电路图；
图2是图1中变压器输出的频率-电压曲线图；
图3是本发明灯管驱动电路原理图；
图4是本发明灯管驱动电路中在保持所要求的单根灯管电流不变条件下所要求的变压器输出的电压-频率曲线图；
图5是图3中电路所固有的变压器输出的电压-频率曲线图；
图6是图4和图5的合成图；
图7是根据图3所做出的本发明灯管驱动电路图；
图8是图7中工作状态控制单元的原理框图；
图9是图7电路驱动不同灯管数量所固有的变压器输出的电压-频率曲线图组；
图10是图4和图9的合成图。
具体实施方式
本发明基本原理是：对于采用包括变压器漏感和串接灯管的电容的谐振来驱动灯管的灯管驱动电路，变压器的输出电压就是电容和灯管的串联电压，为保持灯管电流不变，变压器的输出电压和频率需符合一定的关系曲线，即每个频率对应特定的变压器输出电压才能保持灯管电流不变。另外，在灯管特性确定并且各电器元件参数固定的情况下，该驱动电路变压器的输出电压和频率存在固有的一个谐振曲线。上述两条曲线存在交点，控制灯管工作状态使其位于此两曲线的交点上，即能控制灯管电流到设定值。
当变压器输出驱动多个灯管时，如某灯管开路或谐振电路参数发生改变，变压器输出电压和频率的固有谐振曲线就会跟着改变，这时需要控制灯管工作点使其回到所述保持灯管电流不变条件下变压器输出电压和频率关系曲线上，这样就能保证其他灯管电流回到设定值。由于不同灯管数量，驱动电路的工作点不一样，因此判断电路工作在哪一个频率点，有助于判断实际正常工作的灯管数量，以作为故障排除依据下面会详细说明本发明原理。
参阅图3，本发明以灯管串接电容并作为变压器负载的电路结构为例详细说明本发明内容。另外，所述变压器是高漏磁变压器，其漏感作为所述振荡电路的电感，和所述电容一起构成振荡电路。所述变压器的输入接逆变器的输出。逆变器的开关频率输出接变压器的输入，变压器的稳态输出电压高于灯管的击穿电压，因此能击穿灯管，并让灯管工作频率fw位于谐振频率f0之上，如图4所示。
图3中变压器的输出电压就是电容和灯管的串联电压，根据电路知识可知：
Ilamp＝Ic＝ωCVc＝ωC√(VTr 2-Vlamp 2)等式1
其中，Ilamp是灯管电流，C是和一根灯管串接电容的电容值或等效电容值，Vc是所述电容的电压值，VTr是变压器副边电压输出值，Vlamp是灯管稳态工作电压值。
由于灯管电压在点亮状态下基本不变，而且串联的电容也不变，为使灯管电流不变，即保持灯管发光稳定，变压器的输出电压和频率必须满足上述关系式。图4表示了在所要求的单根灯管电流不变的情况下，振荡电路输入电压即变压器的输出电压与频率之间必须满足的关系曲线。图中可以看出，振荡电路的输入电压即变压器输出电压与频率成指数单调下降形态，控制变压器输出电压使其落在或接近落在该预先设定的电压和频率关系曲线上，才能保持所要求的单根灯管电流不变。而所述控制变压器输出电压则是通过控制逆变器开关频率来实现。如果所要求的单根灯管电流有多个，那么也对应多条曲线。
在图3的电路中，变压器的副边绕组漏感和并接电容Cp以及灯管的串联电容C谐振，变压器的输出电压是输入电压Vin及频率f、副变漏感L、灯管的串联电容C和并接电容Cp以及灯管等效阻抗R的函数，如下式：
V＝F(Vin，f，L，C+Cp，R)等式2
其中，f是振荡频率，L是变压器的漏电感，C+Cp是所有串接电容和旁路电容之总电容，R是灯管内阻，Vin是变压器原边电压。
等式2表示了驱动电路所固有的电路特性，图5是等式2的曲线表达。当Vin不变，灯管稳态工作时，VTr随fw单调变化。本发明设定电路工作在谐振频率之上，VTr与fw成负指数函数关系，fw上升则VTr下降。
上面公式可用图5的变压器输出电压与频率关系曲线来表示。将图4和图5的曲线放入同一个坐标系中，可以得到图6。参阅图6，图5曲线与图4曲线的交点，就是灯管稳态工作点，灯管在这点上工作，可以保证灯管电流为设定值，并保持不变。
将图3的电路具体化，则可以得到如图7所示的电路。
所述电路是多灯管驱动电路，包括多根并联的冷阴极荧光灯管及其驱动电路。所述驱动电路包括整流电路、功率因数校正电路(PFC)、逆变器、高漏磁变压器T1，T2、，串接冷阴极荧光灯管的电容Cn、控制电路以及检测电路。
逆变器的输入接直接来自电网的高压直流，具体是接交流电网直接整流输出或再经由功率因数校正PFC电路升压输出的380～400V的高压直流，其输出接到两个高漏磁变压器T1，T2的并联的原边。两个变压器T1，T2副边的各一异名端构成输出端，直接驱动串接了电容的冷阴极荧光灯管。另，变压器T1，T2输出端并联接有4个串接的电容C01、C11、C21、C02，4个电容连接的中点接到控制地。变压器T1，T2输出端的另一对异名端互相串接，并且串接了两个一样的电阻R1、R2。两电阻R1、R2之间接控制地。这两个变压器T1，T2的原边属于热地，副边属于冷地，因此这两个变压器T1，T2需要满足安规要求。
所述多根并联的冷阴极荧光灯管每根串接两个电容值相等的电容Cn，两个电容Cn分别串接在冷阴极荧光灯管两侧。串接的电容Cn的阻抗大于灯管的阻抗。因所述变压器T1，T2是高漏磁变压器，所以变压器T1，T2的漏感和串接冷阴极荧光灯管的电容Cn构成谐振电路，是串联谐振串联输出电路。
所述控制电路是单片计算机和其外围电路，其输入接收变压器T1，T2的输出电压采样值，输出接逆变器的控制端。所述控制电路包括工作状态控制单元，其储存有在所要求的单根灯管电流值不变情况下所述灯管与电容串联电路的电压和频率关系曲线的数据，并固化有控制软件，用于发出频率控制信号，通过控制逆变器开关频率来控制变压器输出电压、使其落在或接近落在所述电压和频率关系曲线上。
所述检测电路包括电流检测电路和电压检测电路。具体上，并联在变压器输出端的分压检测电容C01、C11之间，以及分压检测电容C21、C02之间分别引一条导线到电压检测电路的输入端，这些分压检测电容C01、C11、C21、C02的电压经电压检测电路处理后，用作变压器T1，T2的输出电压采样值，输出到控制电路中的工作状态控制单元，作为判断所述变压器的输出电压是否为当前逆变器开关频率下所述关系曲线所对应的电压的依据。
所述电阻R1，R2两端各引一导线到电流检测电路的输入端，经处理后转换成电压值输入到所述控制电路。
参阅图8，控制电路中包括工作状态控制单元，所述工作状态控制单元包括存储单元810和电压比较单元820。所述存储单元810存储有电压与频率关系曲线数据811，所述电压与频率关系曲线数据是在所要求的单根灯管电流值不变情况下所述灯管与电容串联电路的电压和频率关系曲线的数据。所述存储单元810还存储有固化的控制软件812，用于控制变压器输出电压使其落在或接近落在所述电压和频率关系曲线上。
所述电压比较单元820根据输入的电压检测值与当前逆变器开关频率下所述关系曲线所对应的电压值比较，根据比较结果输出频率控制信号到逆变器控制其开关频率，在所述比较结果表明所述关系曲线所对应的电压值与电压测量值之间差距过大情况下，如果电压测量值大于所述关系曲线所对应的电压值，所述控制软件用于发出提高逆变器开关频率的频率控制信号，否则发出降低逆变器开关频率的频率控制信号。
所述储存单元810还储存有在所述关系曲线上的不同工作点对应于参与谐振电路并正常工作的不同的灯管数量的数据，在当前工作点等于或接近于所述对应不同灯管数量的工作点时，控制软件812获得所述灯管数量的数据。
在冷阴极荧光灯管附近，设置有温度传感器(图未示)，所述控制电路的输入端接收此温度传感器传来的冷阴极荧光灯管的温度信号，输出经过温度补偿的信号到逆变器的控制端。
工作时，来自电网的电流经过整流电路和功率因数校正电路后转变为380～400V的直流高压。逆变器将所述直流高压转变为高频交流电压输出到两个变压器T1，T2。两个变压器T1，T2副边串联以后的输出电压高于冷阴极荧光灯的击穿电压，并通过单片机控制电路一直稳定在一个设定的高压。两个变压器T1，T2的漏电感和串接在每一根冷阴极荧光灯中的电容Cn谐振，使通过每一根冷阴极荧光灯中的电流为正弦波。逆变器的工作频率高于这个谐振频率，因此逆变器中的开关晶体管可以方便地实现零电压开关，降低开关损耗。
基于上述电路结构和原理描述，本发明灯管驱动方法主要是控制灯管工作状态使其位于：所要求的单根灯管电流值不变情况下所述变压器输出电压和频率关系曲线上。具体包括以下步骤：
一、通过测量所述分压检测电容电压而获得变压器输出电压测量值；
二、比较上述的电压测量值与当前逆变器开关频率下所对应所述预先设定的电压和频率关系曲线的电压值；
三、如果电压测量值大于所述曲线所对应的电压值，提高逆变器开关频率，否则降低逆变器开关频率；或者，在所述曲线所对应的电压值与电压测量值之间差距过大情况下，如果电压测量值大于所述曲线所对应的电压值，提高逆变器输出频率，否则降低逆变器输出频率。
步骤三所述的所述曲线所对应的电压值与电压测量值之间差距过大情况，可以是由于某灯管损坏使得实际正常工作的灯管数减少而造成，也可以是其他电路干扰造成。因为实际工作的灯管数减少会导致灯管串联的等效电容C和灯管的等效阻抗R产生变化，对应等式2的变压器的输出电压和频率的函数关系相应会发生变化，图9表示了一组不同正常工作的灯管数的灯管和电容串连电压和频率的关系曲线。
为使灯管电流稳定不变，变压器的输出电压和频率必须同时满足等式1。但如果某根灯管坏掉，则由于等式2曲线的变化，使得振荡电路的频率上升，当前变压器输出电压会离开等式1中对应当前振荡频率的工作点，即当前变压器的输出电压即使没有变化，仍然不能满足等式1，那样流过灯管的电流会突然增加，有可能烧毁灯管。图10将等式1和等式2所代表的曲线画在了同一个坐标系中，等式1的曲线与等式2的每个曲线有两个交点，一个低于谐振频率，一个高于谐振频率，这说明变压器的输出电压和频率同时满足等式1和等式2是可行的，实际工作点选高于谐振频率的点。
当由于灯管数变化而造成变压器输出电压和频率的关系曲线从A变化到B时，只要变压器的输出电压和频率从与曲线A的交点改为与曲线B的交点，灯管的电流就会保持不变。比如，当多根并联的灯管坏掉一根时，等式2对应的曲线向右上推移，表示如果要保持变压器输出电压不变，电路振荡频率会更高。但从图9中可以看出，即使变压器输出电压不变，流过其他正常工作的灯管的电流已经大于灯管坏掉前的电流。因此，需要降低变压器输出电压VTr，但降到何种程度，需要满足等式1表示的电路本身属性，才能稳定电流到合适位置，精确控制灯管的电流，使其发光稳定。
降低变压器输出电压VTr，可以通过提高逆变器开关频率，直至检测的电压测量值落在所述预设的满足等式1的关系曲线上，反之，降低逆变器开关频率，直至检测的电压测量值落在所述预设的满足等式1的关系曲线上。具体上，如果电压测量值大于所述曲线所对应的电压值，提高逆变器开关频率，否则降低逆变器开关频率。实际中，可能不需要严格控制变压器输出电压使其落在所要求的单根灯管电流值不变情况下所述灯管与电容串联电路的电压和频率关系曲线上，这时只需要控制变压器输出电压使其接近落在所述关系曲线上即可，比如，预先设定某振荡频率下所述曲线所对应的电压值与电压测量值之间的最大误差，比如正负5％，在当前频率下所述曲线所对应的电压值与电压测量值之间差距大于5％情况下，才调整逆变器的开关频率进而调整变压器的输出电压，换句话说，在当前频率下所述曲线所对应的电压值与电压测量值之间差距过大时，调整变压器的输出电压在使其接近落在所述预先设定的电压和频率关系曲线上，这个“接近”可以是5％的误差范围内。
通过判断变压器的输出电压和频率工作在曲线A，曲线B或其他曲线，还可以推测出变压器所驱动的灯管数量。因为在谐振频率之上的所述两曲线的不同交点对应接所述振荡电路并正常工作的不同的灯管数量，因此根据灯管位于所述两曲线的不同交点所对应的工作状态，获得正常工作的灯管数量。
由于采用单片计算器控制多灯管驱动电路，因此通过调整逆变器的频率或脉宽，检测输出电压，代入等式1验算，通过逼近就可以间接准确控制灯管电流，实现灯管电流的智能闭环控制。由于灯管电压随温度变化，因此代入上述公式进行验算的灯管电压是经过温度补偿以后的。
图9可知，由于谐振频率与灯管数有关，当有灯管开路时，谐振频率会上升，当谐振频率超过逆变器的开关频率时，逆变电路就工作在容性模态。此时，逆变器中功率晶体管零电压开通的特性将丧失，这将会危及功率晶体管的安全。同时VTr将会变成f的正指数函数，控制规律完全颠倒。若继续原控制规律，则VTr将升到谐振电压峰值而损坏电路或使VTr降到最小值导致系统无法工作。
这时候，本发明提出一种极端情况下稳定电路的方法，包括：
判断变压器的输出电压是否为逆变器开关频率的负指数函数，是则继续执行上述本发明灯管驱动方法步骤三中改变逆变器开关频率的步骤，否则将逆变器输出频率迅速改变到系统设定的最大值，然后再逐渐降低至所述关系曲线所对应的电压和频率值。此额外措施保证了驱动电路在极端情况下也能保持工作稳定。除上述方法外，本发明还可以让逆变器停止工作，然后重新启动并调整到稳态工作点。
本发明其他方面：
在图7的电路中，每一根冷阴极荧光灯管的电流是由变压器T1，T2输出电压、频率和串接的电容Cn决定的。冷阴极荧光灯管本身的阻抗作用不大，因此，只要串接的电容Cn相等，每根冷阴极荧光灯管的电流基本是相等的，在频率不变的情况下，冷阴极荧光灯管的电流是由变压器的输出电压控制的。
实验表明，当变压器输出电压是灯管稳态工作电压的2.13倍时，即使灯管稳态电压有10％的差异，但灯管电流只有3％的差异。因此，根据灯管稳态电压的差异和希望的电流均衡度，可以推算出本方案中所需要的变压器T1，T2的输出电压。换句话说，多个灯管电流之间允许的最大误差为3％时，对应于变压器输出电压与灯管稳态工作电压的商的最小值2.13。在串连的电容其电容值固定，工作频率也可以固定的情况下，灯管电流仅由变压器输出电压一个参数控制，所以，本发明只要控制变压器T1，T2的输出电压，就可以轻易地控制灯管电流在最佳水平。
从以上分析可知，在串连的电容和工作频率选定情况下，本发明的灯管电流由变压器输出电压控制，并且是自动平衡的，这样就满足了灯管电流稳定且基本相等的特征；
由于变压器输出电压较高，并且高于灯管的击穿电压，因此变压器T1，T2是设计在高电压输出下工作的，因此不存在另外需要高压击穿灯管的问题；
由于是变压器漏感和电容谐振工作，灯管电流是正弦的；
由于本发明的灯管电流由变压器输出电压控制，并且变压器输出是高压，因此当某一灯管开路时，只要控制变压器输出电压和频率满足上述等式1，其它灯管工作不会受到影响，不需要停止逆变电路的工作，从而保证背光源不会因一只灯管的开路而完全失效，系统的冗余度得到增加，可靠性及使用寿命都得到提高。
由此可见，本发明完全满足冷阴极荧光多灯管驱动电路需要满足的4个条件；并且，比现有技术有更优的技术效果，即实现上述的灯管电流的智能闭环控制；光源发光稳定，不易受故障影响；同时，采用较少的变压器，降低了成本；系统的冗余度得到增加，可靠性及使用寿命都得到提高；逆变电路中的开关晶体管可以方便地实现零电压开关，能耗降低；并且实现灯管故障自动检测。
以上对本发明所提供的一种灯管驱动电路及其方法进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
Claims (10)
1.一种多灯管电流控制方法，所述灯管中的每一根串接有电容，所述多根串接了电容的灯管并联，并接在驱动变压器的输出绕组上，其特征在于，包括步骤：控制变压器输出电压使其落在或接近落在预先设定的电压和频率关系曲线上，该关系曲线是所要求的单根灯管电流值不变情况下所述灯管与电容串联电路的电压和频率关系曲线。
2.根据权利要求1所述的多灯管电流控制方法，其特征在于，进一步包括接所述变压器的输入的逆变器，所述变压器输出电压是灯管与所述电容串联后的电压，所述变压器是高漏磁变压器，其漏感与所述电容构成谐振电路，所述控制变压器输出电压的步骤是通过控制逆变器开关频率来实现。
3.根据权利要求2所述的多灯管电流控制方法，其特征在于，所述变压器输出端还并联有分压检测电容，所述通过控制逆变器开关频率来控制变压器输出电压，使其落在或接近落在预先设定的电压和频率关系曲线上的步骤具体包括：
通过测量所述分压检测电容电压而获得变压器输出电压测量值；
比较上述的电压测量值与当前逆变器开关频率下所对应所述预先设定的电压和频率关系曲线的电压值；
如果电压测量值大于所述曲线所对应的电压值，提高逆变器开关频率，否则降低逆变器开关频率；或者，在所述曲线所对应的电压值与电压测量值之间差距过大情况下，如果电压测量值大于所述曲线所对应的电压值，提高逆变器输出频率，否则降低逆变器输出频率。
4.根据权利要求3所述的多灯管电流控制方法，其特征在于，在改变逆变器开关频率的步骤之前进一步包括步骤：判断变压器的输出电压是否为逆变器开关频率的负指数函数，是则继续改变逆变器开关频率的步骤，否则将逆变器开关频率迅速改变到系统设定的最大值，然后再逐渐降低至所述关系曲线所对应的电压和频率值或者让逆变器停止工作。
5.根据权利要求1所述的多灯管电流控制方法，其特征在于，在所述关系曲线上的不同工作点对应于参与谐振电路并正常工作的不同的灯管数量，还包括步骤：在当前工作点等于或接近于所述对应不同灯管数量的工作点时，获得所述灯管数量的数据。
6.一种多灯管驱动电路，所述多根灯管中的每一根串接有电容，所述多根串接了电容的灯管并联接在驱动变压器的输出绕组上，其特征在于，包括工作状态控制单元，储存有在所要求的单根灯管电流值不变情况下所述灯管与电容串联电路的电压和频率关系曲线的数据，并存储有控制软件，用于控制变压器输出电压使其落在或接近落在所述电压和频率关系曲线上。
7.根据权利要求6所述的多灯管驱动电路，其特征在于，进一步包括接所述变压器输入的逆变器，所述变压器输出端还并联接有至少两个串接的分压检测电容，所述至少两个分压检测电容之间接地，所述变压器是高漏磁变压器，其漏感和所有串接灯管的电容和分压检测电容构成谐振电路，所述控制软件通过调整逆变器的开关频率来控制变压器的输出电压，所述开关频率高于所述谐振电路的谐振频率。
8.根据权利要求7所述的多灯管驱动电路，其特征在于，进一步包括电压检测单元，所述分压检测电容的分压值通过电压检测单元采样获得并输入到所述工作状态控制单元，作为判断所述变压器的输出电压是否为当前逆变器开关频率下所述关系曲线所对应的电压的依据。
9.根据权利要求8所述的多灯管驱动电路，其特征在于，所述工作状态控制单元包括存储单元和电压比较单元，所述存储单元存储有所述电压和频率关系曲线的数据和控制软件，所述电压比较单元用于根据输入的电压检测值与当前逆变器开关频率下所述关系曲线所对应的电压值比较，根据比较结果输出频率控制信号到逆变器控制其开关频率，在所述比较结果表明所述关系曲线所对应的电压值与电压测量值之间差距过大情况下，如果电压测量值大于所述关系曲线所对应的电压值，所述控制软件用于发出提高逆变器开关频率的频率控制信号，否则发出降低逆变器开关频率的频率控制信号。
10.根据权利要求8所述的多灯管驱动电路，其特征在于，所述储存单元还储存有在所述关系曲线上的不同工作点对应于参与谐振电路并正常工作的不同的灯管数量的数据，在当前工作点等于或接近于所述对应不同灯管数量的工作点时，控制软件获得所述灯管数量的数据。
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|---|---|---|---|---|
| CN101541124B (zh) * | 2009-01-24 | 2014-01-29 | 深圳麦格米特电气股份有限公司 | 一种lcd屏背光供电结构电路故障检测方法 |
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| KR100919717B1 (ko) * | 2002-08-19 | 2009-10-06 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 인버터 구동 장치 및 그 방법 |
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| JP4560680B2 (ja) * | 2004-11-12 | 2010-10-13 | ミネベア株式会社 | バックライトインバータ及びその駆動方法 |
| JP2005312284A (ja) * | 2005-01-12 | 2005-11-04 | Masakazu Ushijima | 電流共振型放電管用インバータ回路 |
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Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101541124B (zh) * | 2009-01-24 | 2014-01-29 | 深圳麦格米特电气股份有限公司 | 一种lcd屏背光供电结构电路故障检测方法 |
| CN104076199A (zh) * | 2013-03-28 | 2014-10-01 | 艾默生网络能源系统北美公司 | 检测谐振频率的方法及装置 |
| CN104076199B (zh) * | 2013-03-28 | 2017-04-26 | 艾默生网络能源系统北美公司 | 检测谐振频率的方法及装置 |
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