CN101145320A - 多灯管驱动电路、平面光源及显示装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种显示装置及其平面光源、多灯管驱动电路。所述多灯管驱动电路包括高漏磁变压器和多个用于分别串接一根灯管的电容，其特征在于，所述多个电容的一端并联后接变压器输出，每个电容的另一端分别串接一根灯管，所述变压器稳态输出电压高于灯管的击穿电压，其与灯管稳态工作电压的商的最小值对应于所述多个灯管电流之间允许的最大误差。本发明多灯管驱动电路结构简单、成本低，并且满足多灯管驱动电路的基本要求。

Description

多灯管驱动电路、平面光源及显示装置

技术领域

本发明涉及一种显示装置及其平面光源、多灯管驱动电路。

背景技术

光源特别是平面光源广泛应用到城市基础设施、室内装修以及电器产品等领域中。相对于点光源或线光源，平面光源的优点是可以大面积发光。其中，由并排的冷阴极荧光灯(CCFL，Cold Cathode Fluorescent Lamp)组成的平面光源亮度高、发光面积大，特别适合于用作大尺寸LCD TV或LCD监视器的背光源。

对于LCD TV或LCD监视器的背光源来说，给CCFL供电的变压器和逆变器需要满足条件：1、可以提供足够高的电压，让每根CCFL击穿放电；2、保证每根CCFL的电流稳定并且基本相等，从而保证亮度的均匀；3、保证每根CCFL中的电流波形基本为正弦，以保证发光效率及CCFL寿命；4、CCFL开路及变压器输出短路时提供保护。目前背光源在设计时都必须参照上述要求。

参阅图1，一种现有技术CCFL背光源包括多根CCFL灯管，每根CCFL各配一个变压器和一个逆变器，或者多根CCFL灯管配多个变压器T1～Tn接一个逆变器。另外，还提供控制电路，测量灯管电流，据此控制逆变器的输出。所述逆变器输入接与电网隔离的低压直流，输出交流给变压器Tl～Tn，变压器T1～Tn升压，每个变压器输出接并联的CCFL和两个电压检测电容C1，C11或Cn，Cn1。所述变压器T1～Tn是高漏磁变压器，分别与电容C1，C11或Cn，Cn1构成振荡电路。其谐振波形见图2所示，工作频率f_w在谐振频率f₀左侧，也即逆变器工作在容性模态。这样，变压器的漏电感和电压检测电容及灯管构成一个串联谐振并联输出的电路。

工作时，变压器T1～Tn输出电压并不能使CCFL击穿，即变压器T1～Tn输出电压相对于CCFL的击穿电压是低压。CCFL的击穿并发光是通过变压器T1或Tn和电容C1，C11或Cn，Cn1构成的振荡电路起振后放大变压器输出电压而实现。因此，流经CCFL的电流是正弦变化的，变压器T1～Tn的输出电压是CCFL的稳态工作电压，对应工作频率f_w。

另外，CCFL的电流是通过控制逆变器的脉冲宽度或频率来控制。具体是将检测到的CCFL灯管的最大电流作为控制电路的输入，并与设置在控制电路的核定值比较，比较结果控制逆变器的脉冲宽度或频率。

上述的背光源基本可以满足给CCFL供电的4点要求，但是存在如下技术缺陷：

一、上述的背光源通过变压器和电容构成的振荡电路起振后放大变压器输出电压而实现CCFL的击穿并发光，但由于变压器设计时只考虑短时间的高压输出以击穿灯管，因此CCFL开路时变压器输出电压会上升，逆变电路必须停止工作。这样，在多个灯管配一个逆变器的电路中，当有一根CCFL开路时，其它CCFL也被迫停止工作，整个背光源失效；

二、在多个灯管配一个逆变器的电路中，为保证每根CCFL的电流稳定并且基本相等，采用一根CCFL接一个变压器、并且将多个灯管中的最大电流反馈给逆变器来控制，但是由于变压器和CCFL等元件参数不完全相同，利用灯管的最大电流反馈控制的方法，灯管电流的平衡度并不好；

三、每根CCFL各配一个变压器和一个逆变器的电路，当CCFL比较多时，成本高昂；

四、由于逆变器输入是低压直流，变压器的输入已经是二次侧电压，所以变压器不需要满足安规要求。但该逆变电路需要一个电源提供和电网之间安全隔离的低压直流，电源部分成本增加，因此系统成本依然偏高。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种电路结构简单、成本低的多灯管驱动电路。

本发明要解决的技术问题是还提供一种发光均匀、稳定、成本低的平面光源。

本发明要解决的技术问题是还提供一种显示效果好、成本低的显示装置。

为解决上述第一技术问题，本发明的目的是通过以下技术方案实现的：提供一种多灯管驱动电路，包括高漏磁变压器和电容，所述电容用于串接灯管，所述变压器输出为所述串接的电容和灯管供电，并且其稳态输出电压高于灯管的击穿电压，所述输出电压与灯管稳态工作电压的商的最小值对应于所述多个灯管电流之间允许的最大误差。

优选地，进一步包括逆变器，其输入接直接来自电网的高压直流，输出接所述变压器的输入。

优选地，进一步包括控制电路，所述逆变器包括控制端，所述控制电路的输入接收变压器的输出电压采样值，输出接逆变器的控制端，控制逆变器的输出脉冲宽度或频率。

优选地，所述变压器数量为二，两个变压器原边的输入并联后接逆变器的输出，两个变压器副边的各一异名端构成输出端，另一对异名端互相串接。

优选地，所述变压器输出端并联接有电容，电容的中点接控制电路的控制地，电容的分压值接到控制电路作为变压器输出电压的采样值。

优选地，所述串接的异名端还串接电阻，其电阻电压值输入到所述控制电路，所述控制电路包括电流比较单元和保存的理论总电流值，所述电流比较单元用于比较所述理论总电流值和电阻电压值换算得到的电流值。

优选地，所述变压器为E型变压器，其原边的输入接逆变器的输出，两个副边的各一异名端构成输出端，另一对异名端互相串接。

优选地，所述控制电路的输入还接收灯管的温度信号，输出经过温度补偿的信号到逆变器的控制端。

优选地，进一步包括多个并联的、并且串接灯管的电容，全部串接负载的电容其电容值相等。

优选地，所述变压器输出电压与灯管稳态工作电压的商大于2.0。

优选地，所述串接灯管的电容数量为二，分别串接在灯管两侧。

优选地，所述逆变器输入具体接交流电网直接整流输出或再经由功率因数校正PFC电路升压输出的高压直流。

优选地于，所述串接的电容的阻抗大于灯管的阻抗。

为解决上述第二技术问题，本发明的目的是通过以下技术方案实现的：提供一种平面光源，包括高漏磁变压器、电容和灯管，所述电容和灯管串接，串接的电容和灯管接变压器输出，所述变压器稳态输出电压高于灯管的击穿电压，其与灯管稳态工作电压的商的最小值对应于所述多个灯管电流之间允许的最大误差。

优选地，进一步包括逆变器，其输入接交流电网直接整流输出或再经由功率因数校正PFC电路升压输出的高压直流，输出接所述变压器的输入。

优选地，进一步包括控制电路，所述逆变器包括控制端，所述控制电路的输入接收变压器的输出电压采样值，输出接逆变器的控制端，控制逆变器的输出脉冲宽度或频率。

优选地，所述变压器数量为二，两个变压器原边的输入并联后接逆变器的输出，两个变压器副边的各一异名端构成输出端，另一对异名端互相串接。

优选地，所述分别串接灯管的电容其电容值相等。

优选地，所述变压器输出电压与灯管稳态工作电压的商大于2.0。

为解决上述第三技术问题，本发明的目的是通过以下技术方案实现的：提供一种显示装置，包括背光源，所述背光源包括高漏磁变压器、电容和灯管，所述电容和灯管串接，串接的电容和灯管接变压器输出，所述变压器稳态输出电压高于灯管的击穿电压，其与灯管稳态工作电压的商的最小值对应于所述多个灯管电流之间允许的最大误差。

以上第一技术方案可以看出，本发明改变了现有技术用电流来控制灯管发光的方法，改为采用变压器的输出电压来控制灯管发光。本发明将现有技术的变压器副边侧的串联谐振并联输出的方式改为全新的串联谐振串联输出方式。在电路结构上则是电容和负载灯管串接后接变压器副边高压输出，形成谐振电路，灯管串接在此谐振电路上，因此灯管电流是正弦的。另外，由于变压器稳态输出电压高于灯管的击穿电压，因而可以使灯管击穿发光。由于串接电容的阻抗大于灯管的阻抗，灯管电流基本上由电容的阻抗决定，能方便实现多个灯管之间电流的平衡。在变压器的输出电压被控制的情况下，一到多个灯管的开路不会影响其他灯管的正常工作。本发明采用一个变压器和一个逆变器可以接多根灯管的电路，成本低，并且能满足多灯管驱动电路的四点要求。

以上第二技术方案可以看出，由于本发明平面光源采用上述的多灯管驱动电路，电容和灯管串接后接变压器副边高压输出的电路结构，可以形成谐振电路；灯管串接在此谐振电路上，因此灯管电流是正弦的；由于变压器稳态输出电压高于灯管的击穿电压，因而可以使灯管发光。由于串接电容的阻抗大于灯管的阻抗，灯管电流基本上由电容的阻抗决定，能方便实现多个灯管之间电流的平衡。在变压器的输出电压被控制的情况下，一到多个灯管的开路不会影响其他灯管的正常工作。变压器稳态输出电压高于灯管的击穿电压，因而可以使灯管击穿发光；因此本发明平面光源结构简单、发光稳定；另外，本发明一个变压器可以接多根灯管，因而成本低。

以上第三技术方案可以看出，由于本发明显示装置采用上述的平面光源，因而显示效果好、成本低。

附图说明

图1是现有技术CCFL背光源的电路图；

图2是图1中灯管的频率-电压曲线图；

图3是本发明平面光源第一实施方式的电路图；

图4是图3中灯管的频率-电压曲线图；

图5是本发明平面光源第二实施方式的电路图；

图6是本发明平面光源第三实施方式的电路图；

图7是本发明平面光源第二、三实施方式中变压器的结构图；

图8是本发明平面光源第二、三实施方式中变压器另一种的结构图。

具体实施方式

本发明基本原理是：改变现有技术用电流来控制灯管发光的方法，改为采用变压器的输出电压来控制灯管发光，将现有技术的变压器副边侧的串联谐振并联输出的方式改为全新的串联谐振串联输出方式。在电路结构上则是电容和灯管串接后接变压器副边高压输出，形成谐振电路，同时灯管串接在此谐振电路上。

本发明一个基本实施方式可以描述如下：一种多灯管驱动电路，包括高漏磁变压器和电容，所述电容用于串接灯管，所述变压器输出为所述串接的电容和灯管供电，并且其稳态输出电压高于灯管的击穿电压，所述输出电压与灯管稳态工作电压的商的最小值对应于所述多个灯管电流之间允许的最大误差。

本发明根据以上电路结构推导出以下公式：

$I_{\mathrm{lamp}}=\mathrm{Ic}=\mathrm{\ωCVc}=\mathrm{\ωC}\√({V_{\mathrm{Tr}}}^2-{V_{\mathrm{lamp}}}^2)$

其中，I_lamp是灯管电流，C是和灯管串接电容的电容值，Vc是所述电容的电压值，V_Tr是变压器副边电压输出值，V_lamp是灯管稳态工作电压值。

可以知道，在频率不变的情况下流经灯管的电流I_lamp由变压器副边输出电压V_Tr和灯管稳态工作电压V_lamp共同控制。由于灯管稳态工作电压V_lamp是稳定值，因此灯管电流仅由变压器副边输出电压V_Tr控制。

又推导出公式：

$K=\√\left\{\right[{(1+a)}^2-{(1-b)}^2]/[1-{(1-b)}^2\left]\right\}$

其中，V_Tr＝KV_lamp，由于各个灯管特性差异，V_lamp有a倍误差；b是流过每个冷阴极荧光灯管的电流误差系数ΔIc/Ic＝b。上述公式可以描述为：输出电压与灯管稳态工作电压的商的最小值对应于所述多个灯管电流之间允许的最大误差。

明显，相对于现有技术，本发明多灯管驱动电路采用的变压器较少，结构简单，因而成本低。并且容易控制灯管电流平衡；变压器、电容和灯管构成谐振电路；变压器稳态输出电压高于灯管的击穿电压，因此满足多灯管驱动电路的基本要求。

在此基础上，本发明还给出了并联的灯管组结构、变压器结构以及控制电路结构，以更全面地描绘本发明较佳实施方式。

以下结合实施方式和附图，对本发明进行详细描述。

参阅图3，本发明平面光源第一实施方式包括多根并联的冷阴极荧光灯管及其驱动电路。所述驱动电路包括整流电路、功率因数校正电路(PFC)、逆变器、高漏磁变压器T1，T2、，串接冷阴极荧光灯管的电容C_n、控制电路以及检测电路。

逆变器的输入接直接来自电网的高压直流，具体是接交流电网直接整流输出或再经由功率因数校正PFC电路升压输出的380～400V的高压直流，其输出接到两个高漏磁变压器T1，T2的并联的原边。两个变压器T1，T2副边的各一异名端构成输出端，直接驱动串接了电容的冷阴极荧光灯管。另，变压器T1，T2输出端并联接有4个串接的电容C01、C11、C21、C02电容连接的中点接到控制地。变压器T1，T2输出端的另一对异名端互相串接，并且串接了两个一样的电阻R1、R2。两电阻R1、R2之间接控制地。这两个变压器T1，T2的原边属于热地，副边属于冷地，因此这两个变压器T1，T2需要满足安规要求。

所述多根并联的冷阴极荧光灯管每根串接两个电容值相等的电容C_n，两个电容C_n分别串接在冷阴极荧光灯管两侧。串接的电容C_n的阻抗大于灯管的阻抗。因所述变压器T1，T2是高漏磁变压器，所以变压器T1，T2的漏感和串接冷阴极荧光灯管的电容C_n构成谐振电路，也是串联谐振串联输出电路。

所述控制电路是单片计算机和其外围电路，其输入接收变压器T1，T2的输出电压采样值，输出接逆变器的控制端，控制逆变器的输出脉冲宽度或频率。所述检测电路包括电流检测电路和电压检测电路。具体上，并联在变压器输出端的电容C01、C11之间，以及电容C21、C02之间分别引一条导线到电压检测电路的输入端，这些电容C01、C11、C21、C02的电压经电压检测电路处理后，用作变压器T1，T2的输出电压采样值，输出到控制电路。控制电路将其内保存的变压器输出电压设置值与采样值比较，根据比较结果输出控制信号到逆变器控制其输出脉冲宽度或频率。

所述电阻R1，R2两端各引一导线到电流检测电路的输入端，经处理后转换成电压值输入到所述控制电路。在控制电路的单片计算机内固化有软件，根据输入的电阻R1，R2电压值换算得到实际总电流值。所述控制电路包括电流比较单元和保存的理论总电流值。所述电流比较单元则用于比较所述理论总电流值和实际总电流值，根据差异可以求解出有多少冷阴极荧光灯管没有电流，因此可以知道有多少冷阴极荧光灯灯管是开路。在知道灯管故障或其他电路故障后输出故障信号给其他处理器进行分析处理。

电流检测电路和电压检测电路可以是简单的整流滤波电路，将高频交流信号转化为直流信号，然后输入到单片计算机的A/D接口。单片计算机内保存有标准电压值，输入被测电压信号后由A/D电路转换成数字信号，在单片计算机内将检测值和标准值比较，并根据比较结果输出逆变器的控制信号。

在冷阴极荧光灯管附近，设置有温度传感器(图未示)，所述控制电路的输入端接收此温度传感器传来的冷阴极荧光灯管的温度信号，输出经过温度补偿的信号到逆变器的控制端。

工作时，来自电网的电流经过整流电路和功率因数校正电路后转变为380～400V的直流高压。逆变器将所述直流高压转变为高频交流电压输出到两个变压器T1，T2。两个变压器T1，T2副边串联以后的输出电压高于冷阴极荧光灯的击穿电压，并通过单片机控制电路一直稳定在这个设定的高压。两个变压器T1，T2的漏电感和串接在每一根冷阴极荧光灯中的电容C_n谐振，使通过每一根冷阴极荧光灯中的电流为正弦波。逆变器的工作频率高于这个谐振频率，因此逆变器中的开关晶体管可以方便地实现零电压开关，降低开关损耗。

参阅图4，冷阴极荧光灯被高压击穿后，稳定工作在谐振频率f₀的右侧。因此逆变器工作在感性模态，此时变压器T1，T2的输出电压V_Tr大于冷阴极荧光灯稳态工作电压，是其2.0倍。在其他实施方式中，变压器的输出电压V_Tr是冷阴极荧光灯稳态工作电压的1.8～3.0倍，具体可以是1.8、1.9、2.1、2.2、2.3、2.4、2.5、2.6.....倍。

下面详细描述本发明原理：

在图3的电路中，每一根冷阴极荧光灯管的电流是由变压器T1，T2输出电压和串接的电容C_n决定的。冷阴极荧光灯管本身的阻抗作用不大，因此，只要串接的电容C_n相等，每根冷阴极荧光灯管的电流基本是相等的，在频率不变的情况下，冷阴极荧光灯管的电流是由变压器的输出电压控制的。其原理推导如下：

如图所示，V_Tr是两个变压器T1，T2的串联输出电压；Vc是串接在每个冷阴极荧光灯管中的两个电容上的总电压；V_lamp是冷阴极荧光灯管工作电压。

其中，已知V_Tr不变，设V_Tr＝KV_lamp，由于各个灯管特性差异，V_lamp有a倍误差，即：V’_lamp＝(1+a)V_lamp，串接的电容的容值为C，则：

$\text{Vc=\√}({V_{\mathrm{Tr}}}^2-{V_{\mathrm{lamp}}}^2)=V_{\mathrm{Tr}}\√(1-1/K^2)$

I_lamp＝ω CVc

由上面两公式得出：

$\text{Ic=}{I}_{\mathrm{lamp}}=\mathrm{\ωC}\√({V_{\mathrm{Tr}}}^2-{V_{\mathrm{lamp}}}^2)=\mathrm{\ωC}{V}_{\mathrm{Tr}}\√(1-1/K^2)=\mathrm{\ωC}{V}_{\mathrm{lamp}}\√(K^2-1)$

因为V’_lamp＝(1+a)V_lamp，I_lamp＝ωCVc，所以：

$V^{\text{'}}c=\√({V_{\mathrm{Tr}}}^2-{{V\text{'}}_{\mathrm{lamp}}}^2)=\√\[{V_{\mathrm{Tr}}}^2-{(1+a)}^2{V_{\mathrm{Tr}}}^2/K^2\]=V_{\mathrm{Tr}}\√\[1-{(1+a)}^2/K^2\]$

$I^{,}c=\mathrm{\ωC}{V}^{,}c=\mathrm{\ωC}{V}_{\mathrm{Tr}}\√[1-{(1+a)}^2/k^2]$

这样可以算出灯管电流误差：

$\text{\Δ\Ι}\text{c=Ic-}{I}^{,}c=\mathrm{\ω}\text{C}{V}_{\mathrm{Tr}}\{\√(1-1/K^2)-\√\[1-{(1+a)}^2/K^2]\}$

$\mathrm{\Δ\Ι}\text{c}\text{/\Ι}\text{c}\text{={\√}(1-1/{\mathrm{\&Kgr;}}^2)-\√\[1-{(1+\mathrm{\α})}^2/{\mathrm{\&Kgr;}}^2\]\}/\√(1-1/{\mathrm{\&Kgr;}}^2)=1-\√\{\[{\mathrm{\&Kgr;}}^2-{(1+\mathrm{\α})}^2\]/({\mathrm{\&Kgr;}}^2-1)\}$

设流过每个冷阴极荧光灯管的电流误差系数ΔIc/Ic＝b，则：

$1-b=\√\left\{\right[K^2-{(1+a)}^2]/(K^2-1)\}$

${(1+a)}^2-K^2={(1-b)}^2(1-K^2)={(1-b)}^2-{(1-b)}^2{K}^2$

$K^2\[1-{(1-b)}^2\]={(1+a)}^2-{(1-b)}^2$

$K=\√\{\[{(1+a)}^2-{(1-b)}^2\]/\[1-{(1-b)}^2\]\}$

举例说明，设a＝10％、b＝3％，则K＝2.13，即：当变压器输出电压是灯管稳态工作电压的2.13倍时，即使灯管稳态电压有10％的差异，但灯管电流只有3％的差异。因此，根据灯管稳态电压的差异和希望的电流均衡度，可以推算出本方案中所需要的变压器T1，T2的输出电压。换句话说，多个灯管电流之间允许的最大误差为3％时，对应于变压器输出电压与灯管稳态工作电压的商的最小值2.13。在串连的电容其电容值固定，工作频率也可以固定的情况下，灯管电流仅由变压器输出电压一个参数控制，所以，本发明只要控制变压器T1，T2的输出电压，就可以轻易地控制灯管电流在最佳水平。

在决定了变压器输出电压后，根据灯管所需要的额定电流和逆变器的工作频率，可推算出串接电容的值：

$C=I_{\mathrm{lamp}}=\[\mathrm{\ω}{V}_{\mathrm{lamp}}\√(K^2-1)\]$

若I＝4.5mA、f＝60KHz、Vlamp＝1240V、K＝2.15，则C＝5.1PF。本实施方式用两个10PF的电容串联组成电容。

从以上分析可知，在串连的电容和工作频率选定情况下，本发明的灯管电流由变压器输出电压控制，并且是自动平衡的，这样就满足了灯管电流稳定且基本相等的特征；

由于变压器输出电压较高，并且高于灯管的击穿电压，因此变压器T1，T2是设计在高电压输出下工作的，因此不存在另外需要高压击穿灯管的问题；

由于是变压器漏感和电容谐振工作，灯管电流是正弦的；

由于本发明的灯管电流由变压器输出电压控制，并且变压器输出是高压，因此当某一灯管开路时，只要维持变压器输出电压稳定，其它灯管工作不会受到影响，不需要停止逆变电路的工作，从而保证背光源不会因一只灯管的开路而完全失效，系统的冗余度得到增加，可靠性及使用寿命都得到提高。

由此可见，本发明完全满足冷阴极荧光多灯管驱动电路需要满足的4个条件，并且，比现有技术有更优的技术效果：

一、灯管电流由变压器输出电压控制，完全不同于现有技术直接控制灯管电流的方法，是一种全新的更优的设计。现有技术实现灯管电流的均衡依赖于变压器参数的一致性，精度不足；而本发明串接电容的阻抗大于灯管的阻抗，在系数K为2.13时，灯管的稳态工作电压即使有10％的差异，灯管电流才有3％的差异，灯管电流可以自动平衡，很明显灯管稳态工作时电压对灯管电流影响并不大。因此很容易实现每根冷阴极荧光灯电流基本一致，每根灯管发光均匀，因此整个平面光源发光均匀。

二、降低成本。本发明可以用一个变压器和一个逆变器配合多根冷阴极荧光灯管，比现有技术一根灯管需要一个变压器和一个控制电路的结构大幅节省变压器和控制电路，明显简化电路和降低成本；此外，现有技术逆变器输入为低压直流，变压器的输入已经是二次侧电压，显然变压器不需要满足安规要求，但该逆变电路的供电电源必须是安全隔离的直流电，电源部分成本增加了，因此系统成本偏高，本发明逆变器的输入即为直流高压，变压器的原边属于热地，副边属于冷地，不需要安全隔离的直流电，对交流电网的隔离由符合安规的变压器实现，成本降低。

三、光源发光稳定，不易受故障影响。现有技术由于在一根灯管开路时整个背光源失效，光源发光不可靠。本发明由于变压器设计为高压输出，因此当某一灯管开路时，只要维持变压器输出电压稳定，其它灯管工作不会受到影响，不需要停止逆变电路的工作，从而保证背光源不会因一只灯管的开路而完全失效，系统的冗余度得到增加，可靠性及使用寿命都得到提高。

四、实现温度补偿。本发明在冷阴极荧光灯管附近设置有温度传感器，由控制电路输出经过温度补偿的信号到逆变器的控制端，较现有技术增加温度补偿功能，使得灯管发光更为稳定可靠。

五、能耗降低。现有技术逆变器工作在容性模态，逆变电路中的开关晶体管无法实现零电压开关，开关损耗大。本发明的灯管稳态工作频率在谐振频率之上，即逆变器是在感性模态工作，因此逆变电路中的开关晶体管可以方便地实现零电压开关，降低了开关损耗。

六、实现灯管故障自动检测。

由于对每个灯管的电流有了准确的控制，因此本发明的电路中通过检测变压器副边绕组中的电流与理论值的差异可以判断出有多少个灯管开路没有电流。由图3可知，变压器副边串接有电阻，该电阻上的电压反映了流过该电阻的电流。本发明电路中的单片计算器通过检测变压器副边串接电阻上的电压，可推算出灯管电流之和，然后与理论值相比，根据差异求解出有多少个灯管没有了电流。

本发明更多实施方式可参阅图5和图6。图5显示的本发明平面光源第二实施方式与本发明第一实施方式不同之处在于：只用一个变压器，变压器只有一个原边，原边的输入接逆变器的输出，两个副边的各一异名端构成输出端，另一对异名端互相串接。

图6显示的本发明平面光源第三实施方式与本发明第二实施方式不同之处在于：与冷阴极荧光灯串接的电容只有一个，电容的一端并联后接变压器输出，每个电容的另一端分别串接一根灯管。

所述变压器结构可以是如图7所示的E型变压器，也可以是如图8所示的U型变压器。

本发明还提供一种显示装置，包括背光源，所述背光源采用上述的平面光源，包括高漏磁变压器和多根串接电容的灯管，所述多根灯管并联后接变压器输出，所述变压器稳态输出电压高于灯管的击穿电压，其与灯管稳态工作电压的商的最小值对应于所述多个灯管电流之间允许的最大误差。

可以看出，本发明显示装置由于背光源成本低、易于控制、发光稳定，因而显示质量稳定、效果好，同时成本低。

以上对本发明所提供的一种多灯管驱动电路、平面光源及显示装置进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (20)

1.一种多灯管驱动电路，包括高漏磁变压器和电容，其特征在于，所述电容用于串接灯管，所述变压器输出为所述串接的电容和灯管供电，并且其稳态输出电压高于灯管的击穿电压，所述输出电压与灯管稳态工作电压的商的最小值对应于所述多个灯管电流之间允许的最大误差。

2.根据权利要求1所述的多灯管驱动电路，其特征在于，进一步包括逆变器，其输入接直接来自电网的高压直流，输出接所述变压器的输入。

3.根据权利要求2所述的多灯管驱动电路，其特征在于，进一步包括控制电路，所述逆变器包括控制端，所述控制电路的输入接收变压器的输出电压采样值，输出接逆变器的控制端，控制逆变器的输出脉冲宽度或频率。

4.根据权利要求3所述的多灯管驱动电路，其特征在于，所述变压器数量为二，两个变压器原边的输入并联后接逆变器的输出，两个变压器副边的各一异名端构成输出端，另一对异名端互相串接。

5.根据权利要求4所述的多灯管驱动电路，其特征在于，所述变压器输出端并联接有电容，电容的中点接控制电路的控制地，电容的分压值接到控制电路作为变压器输出电压的采样值。

6.根据权利要求4所述的多灯管驱动电路，其特征在于，所述串接的异名端还串接电阻，其电阻电压值输入到所述控制电路，所述控制电路包括电流比较单元和保存的理论总电流值，所述电流比较单元用于比较所述理论总电流值和电阻电压值换算得到的电流值。

7.根据权利要求3所述的多灯管驱动电路，其特征在于，所述变压器为E型变压器，其原边的输入接逆变器的输出，两个副边的各一异名端构成输出端，另一对异名端互相串接。

8.根据权利要求3所述的多灯管驱动电路，其特征在于，所述控制电路的输入还接收灯管的温度信号，输出经过温度补偿的信号到逆变器的控制端。

9.根据权利要求1至8任一项所述的多灯管驱动电路，其特征在于，进一步包括多个并联的、并且串接灯管的电容，全部串接灯管的电容其电容值相等。

10.根据权利要求1至8任一项所述的多灯管驱动电路，其特征在于，所述变压器输出电压与灯管稳态工作电压的商大于2.0。

11.根据权利要求1至8任一项所述的多灯管驱动电路，其特征在于，所述串接一根灯管的电容数量为二，分别串接在灯管两侧。

12.根据权利要求1至8任一项所述的多灯管驱动电路，其特征在于，所述逆变器输入具体接交流电网直接整流输出或再经由功率因数校正PFC电路升压输出的高压直流。

13.根据权利要求1至8任一项所述的多灯管驱动电路，其特征在于，所述串接的电容的阻抗大于灯管的阻抗。

14.一种平面光源，包括高漏磁变压器、电容和灯管，其特征在于，所述电容和灯管串接，串接的电容和灯管接变压器输出，所述变压器稳态输出电压高于灯管的击穿电压，其与灯管稳态工作电压的商的最小值对应于所述多个灯管电流之间允许的最大误差。

15.根据权利要求14所述的平面光源，其特征在于，进一步包括逆变器，其输入接交流电网直接整流输出或再经由功率因数校正PFC电路升压输出的高压直流，输出接所述变压器的输入。

16.根据权利要求15所述的平面光源，其特征在于，进一步包括控制电路，所述逆变器包括控制端，所述控制电路的输入接收变压器的输出电压采样值，输出接逆变器的控制端，控制逆变器的输出脉冲宽度或频率。

17.根据权利要求16所述的平面光源，其特征在于，所述变压器数量为二，两个变压器原边的输入并联后接逆变器的输出，两个变压器副边的各一异名端构成输出端，另一对异名端互相串接。

18.根据权利要求14至17任一项所述的平面光源，其特征在于，所述分别串接灯管的电容其电容值相等。

19.根据权利要求14至17任一项所述的平面光源，其特征在于，所述变压器输出电压与灯管稳态工作电压的商大于2.0。

20.一种显示装置，包括背光源，所述背光源包括高漏磁变压器、电容和灯管，其特征在于，所述电容和灯管串接，串接的电容和灯管接变压器输出，所述变压器稳态输出电压高于灯管的击穿电压，其与灯管稳态工作电压的商的最小值对应于所述多个灯管电流之间允许的最大误差。

Images