KR101006806B1 - 직류-교류 변환 장치 및 그의 컨트롤러 ｉｃ - Google Patents

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Abstract

2차 코일이 부하에 접속되는 변압기의 1차 코일에 반도체 스위치 회로를 설치하고, 이 반도체 스위치 회로의 각 스위치를 PWM하여 정전류 제어한다. 이 인버터에 있어서, 반도체 스위치 회로의 각 스위치를 PWM하여 정전류 제어하는 동시에, 운전ㆍ정지 신호가 정지를 지시하는 상태로 되면, 제어 회로부의 전원을 차단하여 대기 상태로 한다. 운전ㆍ정지 신호가 정지를 지시하는 상태로 되는 동시에, 반도체 스위치 회로내의 스위치를 온으로 하는 스위치 구동 신호를 오프로 한다. 이로 인해, 대기 상태로 이행할 때의 과대 전류의 발생을 방지한다.

Description

직류-교류 변환 장치 및 그의 컨트롤러 ＩＣ {DC/AC CONVERTER AND ITS CONTROLLER IC}
본 발명은 전기 기기 부속의 전원 어댑터나 배터리 등의 직류 전원으로 부하를 구동하기 위해 교류 전압을 발생하는 직류-교류 변환 장치(이하, 인버터라 함), 및 그의 컨트롤러 IC에 대한 것이다.
노트 퍼스널 컴퓨터의 액정 모니터나 액정 텔레비전 수상기 등의 액정 디스플레이의 백라이트 광원으로서 냉음극 형광등(CCFL)이 사용되고 있다. 이 CCFL은 통상의 냉음극 형광등과 동일하게 효율이 높으며 수명이 길고, 냉음극 형광등이 갖고 있는 필라멘트를 생략하고 있다.
이 CCFL을 시동(starting operation) 및 동작시키기 위해서는 높은 교류 전압이 필요하다. 예를 들면, 시동 전압이 약 1000V이고, 동작 전압이 약 600V이다. 이러한 높은 교류 전압은 인버터를 사용하여 노트 퍼스널 컴퓨터나 액정 텔레비전 수상기 등의 직류 전원으로부터 발생된다.
종래부터, CCFL용 인버터로서 로이어(Royer) 회로가 일반적으로 사용되고 있다. 이 로이어 회로는 가포화 자심 변압기, 제어 트랜지스터 등으로 구성되고, 가포화 자심 변압기의 비선형 투자율과 제어 트랜지스터의 비선형 전류 게인 특성에 의해 자기 발진한다. 로이어 회로 자체는 외부 클록이나 드라이버 회로를 필요로 하지 않는다.
그러나, 로이어 회로는 기본적으로 일정한 전압의 인버터이고, 입력 전압이나 부하 전류가 변화하는 경우에는 일정한 출력 전압을 유지할 수 없다. 따라서 로이어 회로에 전력을 공급하기 위한 레귤레이터를 필요로 한다. 이에 따라, 로이어 회로를 이용한 인버터는 소형화가 어렵고, 또 전력 변환 효율도 낮다.
전력 변환 효율을 높인 CCFL용 인버터가 제안되고 있다(일본 특개평 10-50489호 공보 참조). 이 인버터는 변압기의 1차 코일에 제1 반도체 스위치를 직렬로 접속하고, 직렬 접속된 제2 반도체 스위치와 콘덴서를 변압기의 1차 코일에 병렬로 접속하고, 또한 변압기의 2차 코일에 결합 콘덴서와 부하를 직렬로 접속한다. 그리고, 변압기의 1차측 전류를 제어 회로에 귀환시켜서 기준 전압과 비교하여 제어 신호를 형성한다. 이 제어 신호에 의해 제1, 제2 반도체 스위치를 온ㆍ오프로 제어함으로써 부하에 소정의 교류 전력을 공급하도록 한다.
또한, 4개의 반도체 스위치를 사용한 풀 브리지(H 브리지)형의 CCFL용 인버터가 제안되고 있다(미국 특허 제6259615호 명세서 참조). 이 인버터에서는 변압기의 1차 코일에 공진용 콘덴서를 직렬로 통하게 H 브리지의 출력단을 접속하고, 변압기의 2차 코일에 부하를 접속한다. H 브리지를 구성하는 4개의 반도체 스위치 중에서 제1 조의 2개 반도체 스위치에 의해 변압기의 1차 코일에 제1 방향의 전류 경로를 형성하고, 제2 조의 2개 반도체 스위치에 의해 변압기의 1차 코일에 제2 방향의 전류 경로를 형성한다. 그리고, 변압기의 2차 코일에 흐르는 전류를 제어 회로 에 귀환하여 기준 전압과 비교함으로써, 고정된 동일한 펄스 폭으로 이 펄스의 상대 위치가 제어된 제어 신호를 발생하여 H 브리지의 반도체 스위치에 공급하고, 부하로의 공급 전력을 조정한다. 또, 변압기의 2차 코일의 전압을 검출하여 과전압 보호를 행하도록 한다.
종래의 인버터에서는 일반적으로 CCFL의 동작을 일시 정지하는 경우에, 운전ㆍ정지 신호에 의해 제어 회로부의 전원을 차단하여 대기 상태로 하는 일이 행해진다.
이러한 대기 상태에서는 제어 회로부의 전원 차단에 수반하여 인버터용 반도체 스위치에 대한 구동 신호의 공급이 정지된다. 그러나, 반도체 스위치의 구동 신호가 공급되는 게이트에는 정전 용량이 있어서 도통(온)되는 반도체 스위치의 구동 신호가 정지되는 경우에도 곧바로 부도통(오프)되지 않고 전류가 계속 흐른다. 이 전류는 반도체 스위치의 게이트 정전 용량의 전하가 풀 다운(또는 풀 업) 저항을 통해 방전될 때까지 흐르기 때문에, 통상보다 온 시간이 길어지고, 이 크기는 통상 부하 전류의 수 배의 크기로 된다.
이 과대한 부하 전류가 정지할 때마다 흐르기 때문에, 부하인 CCFL에 강한 스트레스로 되어 수명을 단축시키는 등의 원인으로 된다.
그래서, 본 발명은 1차 코일이 부하에 접속된 변압기의 1차 코일에 반도체 스위치 회로를 설치하고, 이 반도체 스위치 회로의 각 스위치를 펄스폭 변조(PWM)하여 정전류 제어하는 동시에, 대기 상태로 이행할 때 과대 전류의 발생을 방지하는 인버터 및 이의 컨트롤러 IC를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 인버터는, 직류 전원과, 1차 코일과 적어도 하나의 2차 코일을 구비하는 변압기와, 상기 직류 전원에서부터 상기 1차 코일로 제1 방향 및 제2 방향으로 교대로 전류를 흘리기 위한 반도체 스위치 회로와, 상기 2차 코일에 접속되는 부하와, 상기 부하에 흐르는 전류를 검출하여 전류 검출 신호를 발생하는 전류 검출 회로와, 삼각파 신호를 발생하는 삼각파 신호 발생 회로와, 상기 삼각파 신호 및 상기 전류 검출 신호를 받고, 상기 전류 검출 신호에 근거하는 오차 신호와, 상기 삼각파 신호를 비교하여 PWM 제어 신호를 발생하는 PWM 제어 신호 발생 회로와, 상기 PWM 제어 신호와 운전ㆍ정지 신호가 입력되어 상기 운전ㆍ정지 신호가 운전을 지시하는 상태에 있을 때는 상기 PWM 제어 신호에 따른 스위치 구동 신호를 상기 반도체 스위치 회로에 공급하고, 상기 운전ㆍ정지 신호가 정지를 지시하는 상태에 있을 때는 상기 전원에서부터 상기 1차 코일에 전류를 흘리지 않는 스위치 구동 신호를 상기 반도체 스위치 회로에 공급하는 스위치 구동 회로를 포함하며,
상기 운전ㆍ정지 신호가 정지를 지시하는 상태로 되면, 상기 PWM 제어 신호 발생 회로와 상기 스위치 구동 회로로의 전원 공급을 차단하는 동시에, 상기 스위치 구동 회로는 다시 상기 반도체 스위치 회로내의 스위치를 온으로 하는 스위치 구동 신호의 적어도 하나를 해당 스위치가 오프로 되도록 제어하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 컨트롤러 IC는, 반도체 스위치 회로를 구동하여, 부하에 공급하는 교류 전력을 제어하기 위한 컨트롤러 IC로서, 외부 장착의 발진용 콘덴서와 발진용 저항이 접속되어 삼각파 신호를 발생하는 삼각파 신호 발생 블록과, 상기 삼각파 신호 및 상기 부하에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출 신호를 받고, 상기 전류 검출 신호에 근거하는 오차 신호와 상기 삼각파 신호를 비교하여 PWM 제어 신호를 발생하는 PWM 제어 신호 발생 회로와, 상기 PWM 제어 신호와 운전ㆍ정지 신호가 입력되어 상기 운전ㆍ정지 신호가 운전을 지시하는 상태에 있을 때는 상기 PWM 제어 신호에 따른 스위치 구동 신호를 상기 반도체 스위치 회로에 공급하고, 상기 운전ㆍ정지 신호가 정지를 지시하는 상태에 있을 때는 상기 전원에서부터 상기 1차 코일에 전류를 흘리지 않는 스위치 구동 신호를 상기 반도체 스위치 회로에 공급하는 스위치 구동 회로를 포함하고, 상기 운전ㆍ정지 신호가 정지를 지시하는 상태로 되면 운전ㆍ정지 신호를 접수하는 회로 이외의 모든 회로로의 전원 공급을 차단하는 동시에, 상기 스위치 구동 회로는 다시 상기 반도체 스위치 회로내의 스위치를 온으로 하는 스위치 구동 신호의 적어도 하나를 해당 스위치가 오프로 되도록 제어하는 것을 특징으로 한다.
또, 상기 반도체 스위치 회로내의 스위치는 MOS 전계효과형 트랜지스터인 것을 특징으로 한다.
또, 상기 스위치 구동 회로는 상기 PWM 제어 신호와 상기 운전ㆍ정지 신호가 입력되는 논리 회로를 포함하고, 이 논리 회로의 출력에 따라 상기 스위치 구동 신호를 형성한 것을 특징으로 한다.
또, 상기 스위치 구동 회로는 상기 PWM 제어 신호와 상기 운전ㆍ정지 신호가 입력되는 논리 회로와, 이 논리 회로를 통과한 상기 PWM 제어 신호와 상기 삼각파 신호와 동기하는 클록에 근거하여 소정의 로직에 따라 스위치 구동 신호를 발생하는 로직 블록과, 상기 스위치 구동 신호를 증폭하여고 상기 게이트 구동 신호를 출력하는 출력 블록을 포함하는 것을 특징으로 한다.
또, 상기 출력 블록은 입력되는 상기 스위치 구동 신호가 반전된 상기 게이트 구동 신호를 출력하는 동시에, 그의 출력단에 상기 게이트 구동 신호를 소정 전위로 인장하는 풀 저항을 포함하고, 상기 운전ㆍ정지 신호가 정지를 지시하는 상태로 될 때에, 해당 풀 저항을 단락시키는 것을 특징으로 한다.
또, 상기 부하는 냉음극 형광등인 것을 특징으로 한다.
본 발명에 의하면, 반도체 스위치 회로의 각 스위치를 PWM하여 정전류 제어하는 동시에, 운전ㆍ정지 신호에 의해 제어 회로부의 전원을 차단하여 대기 상태로 하는 인버터나 이를 위한 컨트롤러 IC에 있어서, 대기 상태로 이행할 때 과대 전류의 발생을 방지할 수 있다.
또, PWM 제어 신호와 운전ㆍ정지 신호를 입력으로 하는 논리 회로의 출력에 따라 스위치 구동 신호를 형성함으로써 구성을 간편하게 할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시형태에 따른 인버터의 전체 구성도.
도 2는 도 1을 위한 컨트롤러 IC의 내부 구성도.
도 3은 시동시, 정지시의 동작에 대한 설명용의 회로도.
도 4는 출력 블록의 구성예를 반도체 스위치 회로와 함께 나타내는 도면.
도 5는 본 발명의 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트.
이하, 도면을 참조하여 본 발명의 직류 전원으로 부하를 구동하기 위한 교류 전압을 발생하는 인버터 및 이 컨트롤러 IC의 실시형태에 대해 설명한다.
도 l은 절연 변압기, 풀 브리지의 스위치 회로를 이용하여 PWM 제어하는 본 발명의 제1 실시형태에 따른 인버터의 전체 구성을 나타내는 도면이고, 도 2는 그를 위한 컨트롤러 IC(즉, 인버터 제어용 IC)의 내부 구성을 나타내는 도면이다.
도 1에 있어서, 제1 스위치인 P형 MOSFET(이하, PMOS)(101)과 제2 스위치인 N형 MOSFET(이하, NMOS)(102)에 변압기 TR의 1차 코일(105)로의 제1 방향 전류 경로를 형성한다. 또, 제3 스위치인 PMOS(103)과 제4 스위치인 NMOS(104)에 변압기 TR의 1차 코일(105)로의 제2 방향 전류 경로를 형성한다. 이러한 PMOS(101, 103), NMOS(102, 104)는 각각 바디 다이오드(즉, 백게이트 다이오드)를 갖고 있다. 이 바디 다이오드에 의해 본래의 전류 경로와 역방향의 전류를 흐르게 할 수 있다. 또한, 바디 다이오드와 동일한 기능을 수행하는 다이오드를 별도로 설치해도 된다.
직류 전원 BAT의 전원 전압 VCC가 PMOS(101, 103), NMOS(102, 104)를 통해 변압기 TR의 1차 코일(105)에 공급되고, 이 2차 코일(106)에 코일 비에 따라 고전압이 유기된다. 이 유기된 고전압이 냉음극 형광등 FL에 공급되어 냉음극 형광등 FL이 점등한다.
콘덴서(111), 콘덴서(112)는 저항(117), 저항(118)과 함께, 냉음극 형광등 FL에 인가되는 전압을 검출하여 컨트롤러 IC(200)에 피드백한다. 저항(114), 저항(115)은 냉음극 형광등 FL에 흐르는 전류를 검출하여 컨트롤러 IC(200)에 피드백한 다. 또, 콘덴서(111)는 이 캐패시턴스와 변압기 TR의 인덕턴스 성분으로 공진시키기 위한 것이며, 이 공진에는 냉음극 형광등 FL의 기생 캐패시턴스도 기여한다. 113, 116, 119,l20은 다이오드이다. 또, 151, 152는 전원 전압 안정용의 콘덴서이다.
컨트롤러 IC(200)는 복수의 입출력 핀을 갖고 있다. 제1 핀 1P는 PWM 모드와 간헐 동작(이하, 버스트) 모드의 전환 단자이다. 제1 핀 1P에는 외부로부터 이러한 모드의 전환 및 버스트 모드시의 듀티 비를 결정하는 듀티 신호 DUTY가 입력된다. 제2 핀 2P는 버스트 모드 발진기(BOSC)의 발진 주파수 설정용의 콘덴서를 접속하는 용량 접속단자이다. 이 제2 핀 2P에는 설정용 콘덴서(131)가 접속되고, 여기서 버스트용 삼각파 신호 BCT가 발생한다.
제3 핀 3P는 PWM 모드 발진기(OSC)의 발진 주파수 설정용의 콘덴서를 접속하는 용량 접속단자이다. 이 제3 핀 3P에는 설정용 콘덴서(132)가 접속되고, 여기서 PWM용 삼각파 신호 CT가 발생한다. 제4 핀 4P는 제3 핀 3P의 충전 전류를 설정하는 설정 저항 접속단자이다. 이 제4 핀 4P에는 설정용 저항(133)이 접속되고, 이 전위 RT와 저항치에 따라 전류가 흐른다. 제5 핀 5P는 접지 단자이며 그라운드 전위 GND에 있다.
제6 핀 6P는 제3 핀 3P의 충전 전류를 설정하는 설정 저항 접속단자이다. 이 제6 핀 6P에는 설정용 저항(134)이 접속되고, 컨트롤러 IC(200)의 내부 회로의 제어에 의해 이 저항(134)이 설정용 저항(133)에 병렬로 접속되거나 또는 분리된다. 이 제6 핀 6P의 전위 SRT는 그라운드 전위 GND이거나, 제4 핀 4P의 전위 RT로 된 다. 제7 핀 7P는 타이머 래치를 설정하기 위한 설정 용량 접속단자이다. 이 제7 핀 7P에는 내부의 보호 동작용의 동작 시한을 결정하기 위한 콘덴서(135)가 접속되고, 콘덴서(135)의 전하에 따라 전위 SCP가 발생한다.
제9 핀 9P는 제1 오차 증폭기용 입력단자이다. 이 제9 핀 9P에는 저항(140)을 통해 냉음극 형광등 FL에 흐르는 전류에 따라 전류 검출 신호(이하, 검출 전류) IS가 입력된다. 이 검출 전류 IS가 제1 오차 증폭기에 입력된다. 제8 핀 8P는 제1 오차 증폭기용 출력 단자이다. 이 제8 핀 8P와 제9 핀 9P와의 사이에 콘덴서(136)가 접속된다. 제8 핀 8P의 전위가 귀환 전압 FB로 되어 PWM 제어를 위한 제어 전압으로 된다. 이하, 각 전압은 특별한 이의가 없는 한 그라운드 전위를 기준으로 한다.
제10 핀 10P는 제2 오차 증폭기용 입력단자이다. 이 제10 핀 10P에는 저항(139)을 통해 냉음극 형광등 FL에 인가되는 전압에 따라 전압 검출 신호(이하, 검출 전압) VS가 입력된다. 그리고, 이 검출 전압 VS가 제2 오차 증폭기에 입력된다. 제10 핀 10P에는 콘덴서(137)가 제8 핀 8P와의 사이에 접속된다.
제11 핀 11P는 시동 및 시동시간 설정 단자이다. 이 제11 핀 11P에는 저항(143)과 콘덴서(142)에 의해 시동 신호 ST가 지연되고, 노이즈가 억제된 신호 STB가 인가된다. 제12 핀 12P는 슬로우 스타트 시간을 설정하기 위한 용량을 접속하는 용량 접속단자이다. 이 제12 핀 12P에는 콘덴서(141)가 그라운드와의 사이에 접속되고, 시동시에 서서히 상승하는 슬로우 스타트용 전압 SS가 발생한다.
제13 핀 13P는 동기용 단자이며, 다른 컨트롤러 IC와 협동시키는 경우에 그 것과 접속된다. 제14 핀 14P는 내부 클록 입출력 단자이며, 다른 컨트롤러 IC와 협동시키는 경우에 그것과 접속된다.
제15 핀 15P는 외부 장착 FET 드라이브 회로의 그라운드 단자이다. 제16 핀 16P는 NMOS(102)의 게이트 구동 신호 N1을 출력하는 단자이다. 제17 핀 17P는 NMOS(104)의 게이트 구동 신호 N2를 출력하는 단자이다. 제18 핀 18P는 PMOS(103)의 게이트 구동 신호 P2를 출력하는 단자이다. 제19 핀 19P는 PMOS(101)의 게이트 구동 신호 P1을 출력하는 단자이다. 제20 핀 20P는 전원 전압 VCC를 입력하는 전원 단자이다.
컨트롤러 IC(200)의 내부 구성을 나타내는 도 2에 있어서, OSC 블록(201)은 제3 핀 3P에 접속된 콘덴서(132)와 제4 핀 4P에 접속된 저항(l33, 134)에 의해 주기가 결정되는 PWM 삼각파 신호 CT를 발생하여 PWM 비교기(214)에 공급한다. 또한, OSC 블록(201)은 삼각파 신호 CT에 동기하는 내부 클록을 로직 블록(203)에 공급한다.
BOSC 블록(202)은 버스트용 삼각파 신호 발진 회로이고, 제2 핀 2P에 접속된 콘덴서(131)에 의해 결정되는 버스트용 삼각파 신호 BCT를 발생한다. 버스트용 삼각파 신호 BCT의 주파수는 PWM 삼각파 신호 CT의 주파수보다 현저하게 낮게 설정된다(BCT 주파수<CT 주파수). 제1 핀 1P에 공급되는 아날로그(직류 전압) 듀티 신호 DUTY와 버스트용 삼각파 신호 BCT를 비교기(221)에서 비교한다. 이 비교기(221)의 비교 출력으로 OR 회로(239)를 통해 NPN 트랜지스터(이하, NPN)(234)를 구동한다. 또한, 제1 핀 1P에 디지털(PWM 형식) 듀티 신호 DUTY가 공급된 경우에는 제2 핀 2P 에 저항을 접속하여 BOSC 블록(202)으로부터 버스트용 소정 전압을 발생시킨다.
로직 블록(203)은 PWM 제어 신호 등이 입력되고, 소정의 로직에 따라 스위치 구동 신호를 생성한다. 출력 블록(204)은 로직 블록(203)으로부터의 스위치 구동 신호에 따라 게이트 구동 신호 P1, P2, Nl, N2를 생성하여 PMOS(101), 103), NMOS(102, 104)의 게이트에 인가한다.
슬로우 스타트 블록(205)은 시동 신호 ST가 입력되고, 콘덴서(142), 저항(143)에 의해 완만하게 상승하는 전압 STB인 비교기(217)로의 입력이 상기 기준 전압 Vref6을 넘으면 비교기(217)의 출력에 의해 시동한다. 비교기(217)의 출력은 로직 블록(203)을 구동할 수 있도록 한다. 또한, 249는 반전 회로이다. 또한, 비교기(217)의 출력으로 OR 회로(243)를 통해 플립플롭(FF) 회로(242)를 리셋한다. 스타트 블록(205)이 시동되면, 슬로우 스타트 전압 SS가 서서히 상승하며 PWM 비교기(214)에 비교 입력으로서 입력된다. 따라서 시동시에 PWM 제어는 슬로우 스타트 전압 SS에 따라 행해진다.
또한, 시동시에 비교기(216)는 입력이 기준 전압 Vref5를 넘은 시점에서 OR 회로(247)를 통해 NMOS(246)를 오프로 한다. 이로 인해, 저항(134)을 분리하고, PWM용 삼각파 신호 CT의 주파수를 변경한다. 또, OR 회로(247)에는 비교기(213)의 출력도 입력된다.
제1 오차 증폭기(211)는 냉음극 형광등 FL의 전류에 비례하는 검출 전류 IS와 기준 전압 Vref2(예, 1.25V)를 비교하여 이 오차에 따른 출력에 의해 정전류원 I1에 접속된 NPN(235)을 제어한다. 이 NPN(235)의 컬렉터는 제8 핀 8P에 접속되고, 이 접속점(즉, 제8 핀 8P)의 전위가 귀환 전압 FB로 되며, PWM 비교기(214)에 비교 입력으로서 입력된다.
PWM 비교기(214)에서는 삼각파 신호 CT와, 귀환 전압 FB 또는 슬로우 스타트 전압 SS 중에서 낮은 쪽의 전압을 비교하여 PWM 제어 신호를 발생하고, AND 회로(248)를 통해 로직 블록(203)에 공급한다. 시동 종료 후의 정상 상태에서는 삼각파 신호 CT와 귀환 전압 FB가 비교되고, 설정된 전류가 냉음극 형광등 FL에 흐르도록 자동적으로 제어된다.
또한, 제8 핀 8P와 제9 핀 9P와의 사이에는 콘덴서(136)가 접속되어 있기 때문에, 귀환 전압 FB는 서서히 증가 또는 감소한다. 따라서 PWM 제어는 쇼크 없이 원활하게 행해진다.
제2 오차 증폭기(212)는 냉음극 형광등 FL의 전압에 비례하는 검출 전압 VS와 기준 전압 Vref3(예, 1.25V)를 비교하여 이 오차에 따른 출력에 의해 더블 컬렉터 중에서 한 쪽이 정전류원 I1에 접속된 더블 컬렉터 구조의 NPN(238)을 제어한다. 이 NPN(238)의 컬렉터는 역시 제8 핀 8P에 접속되어 있기 때문에, 검출 전압 VS에 의해서도 귀환 전압 FB가 제어된다. 따라서 비교기(212) 및 NPN(238)은 귀환 신호 FB를 제어하는 귀환 신호 제어 회로를 구성한다.
또한, 귀환 전압 FB가 기준 전압 Vref1(예, 3V)을 넘으면, PNP 트랜지스터(이하, PNP)(231)가 온으로 되어 귀환 전압 FB의 과상승을 제한한다.
비교기(215)는 전원 전압 VCC를 저항(240, 241)으로 분압한 전압과 기준 전압 Vref7(예, 2.2V)을 비교하여 상기 전원 전압 VCC가 소정치에 이른 시점에서 이 출력을 반전하고, OR 회로(243)를 통해 FF 회로(242)를 리셋한다.
비교기(218)는 슬로우 스타트 전압 SS를 기준 전압 Vref8(예, 2.2V)과 비교하여 전압 SS가 높게 되면, AND 회로(244) 및 OR 회로(239)를 통해 NPN(234)을 온으로 한다. NPN(234)을 온으로 함으로써, 다이오드(232)가 전류원 I2에 의해 역바이어스되고, 그 결과 제1 오차 증폭기(211)의 통상 동작을 가능하게 한다. 따라서 NPN(234), 다이오드(232) 및 전류원 I2는 버스트 제어와 펄스폭 제어를 전환하는 제어 모드 전환 회로를 구성하고 있다. 또한, 다이오드(237) 및 PNP(236)는 과전압 제한용이다.
비교기(219)는 더블 컬렉터 중에서 다른 쪽이 정전류원 I3에 접속된 NPN(238)이 제2 오차 증폭기(212)에 의해 온으로 되면, 이 컬렉터의 전압이 기준 전압 Vref9(예, 3.0V)보다 저하되어 비교 출력이 반전된다. 비교기(220)는 귀환 전압 FB를 기준 전압 Vref10(예, 3.0V)과 비교하여 귀환 전압 FB가 높게 되면 비교 출력이 반전한다. 비교기(219, 220)의 출력 및 비교기(218)의 출력의 반전 신호를 OR 회로(245)를 통해 타이머 블록(206)에 인가하고 소정 시간을 계측하여 출력한다. 이 타이머 블록(206)의 출력에 의해 FF(242)를 세트하고, 이 FF 회로(242)의 Q 출력에 의해 로직 블록(203)의 동작을 정지한다.
다음에, 이상과 같이 구성된 인버터의 동작, 특히 시동시, 통상 운전시 및 정지시의 동작은 도 3, 도 4 및 도 5를 참조하여 설명한다. 도 3은 도 1 및 도 2에 도시된 시동시, 정지시의 동작에 대한 부분을 인출한 설명용의 회로도이다. 도 4는 출력 블록(204)의 구성예를 반도체 스위치 회로와 함께 나타내는 도면이다. 도 5는 이러한 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트이다.
도 4의 출력 블록(204)에 있어서, 게이트 구동 신호 P1∼N2를 출력하는 드라이브 회로(204-1∼204-4)를 구비한다. 각 드라이브 회로(204-1∼204-4)는 PMOS Qp와 NMOS Qn으로 이루어지는 CMOS형 반전 회로와, 풀 업 혹은 풀 다운용의 저항 Rp로 구성된다. 또한, Cp는 반도체 스위치(101∼104)의 게이트 소스 사이에 형성되는 정전 용량이다. 이 정전 용량 Cp는 게이트 구동 신호 P1∼N2의 크기에 따라 충전되고, 이 정전 용량 Cp의 충전 전하는 저항 Rp를 통해 방전된다.
그러나, 도 3을 참조하면, 전원 전압 VCC가 컨트롤러 IC(200)에 공급되는 상태에서 시동 신호 ST가 H 레벨로 되면, 저항(143), 콘덴서(142)에 의해 시(時)정수에 따른 신호 STB가 상승한다. 이 신호 STB가 기준 전압 Vref6을 넘으면, 비교기(217)의 출력이 H 레벨에서 L 레벨로 된다. 이로 인해, 시스템 오프가 해제되고, 컨트롤러 IC(200)내의 다른 부분으로 전원 전압이 공급된다.
비교기(217)로부터 L 레벨의 출력이 슬로우 스타트 회로인 스타트 블록(205)으로 공급되면, 스타트 블록(205) 내부의 정전류원이 구동되고, 이 정전류가 콘덴서(141)에 흘러 들어가기 시작한다. 이 정전류에 의해 콘덴서(141)가 충전되고, 슬로우 스타트 전압 SS가 상승하기 시작한다. 즉, 시동시의 슬로우 스타트가 시작된다.
PWM 비교기(214)의 2개의 (-)입력단자의 한 쪽에 입력되는 귀환 전압 FB는 전원 전압 VCC가 공급되고, 정전류원 Il, NPN(235), NPN(238)으로 구성되는 공통화 회로에 의해 높은 값(상한치)으로 된다. 또한, 이 귀환 전압 FB의 값은 PNP(231)와 기준 전압 Vref1에 의해 상한치로 제한된다.
PWM 비교기(214)에서는 서서히 상승하는 슬로우 스타트 전압 SS와 삼각파 신호 CT가 비교되고, 슬로우 스타트 전압 SS의 값에 따라 PWM 제어 신호 PWM1이 출력된다. 또한, PWM 비교기(214)는 삼각파 신호 CT가 슬로우 스타트 전압 SS와 귀환 전압 FB를 밑돌고 있을 때에 H 레벨의 PWM 제어 신호 PWM1을 출력한다. 한편, 반전 회로(249)의 출력은 H 레벨로 되어 있기 때문에, PWM 제어 신호 PWM1이 AND 회로(248)를 통과하여 PWM 제어 신호 PWM2로 된다. 이 PWM 제어 신호 PWM2에 근거하여 로직 블록(203), 출력 블록(204)에서 게이트 구동 신호 Pl∼N2가 형성되고, MOSFET(101∼104)에 공급되어 인버터 동작이 행해진다.
인버터의 부하인 냉음극 형광등 FL은 인가되는 전압이 소정치로 될 때까지 점등하지 않기 때문에, 슬로우 스타트의 최초 단계에서는 출력 전압 Vo가 슬로우 스타트 전압 SS의 상승에 동반하여 상승한다. 따라서 종래와 같이 상한치에 있는 귀환 전압 FB에 따라 과대한 출력 전압 Vo(예를 들면, 2000∼2500V)가 냉음극 형광등 FL에 인가되는 일이 없다. 또, 과대한 출력 전압 Vo의 인가에 수반하는 돌입 전류의 발생도 없으므로, 냉음극 형광등 FL이나 인버터의 주회로 부품(MOSFET(101∼104), 변압기 TR, 전지 BAT 등)에 가해지는 손상이나 스트레스를 현저하게 절감한다.
출력 전압 Vo, 출력 전류 Io가 검출되고, 이 검출 전압 VS, 검출 전류 IS가 제1 오차 증폭기(2l1), 제2 오차 증폭기(212)에서 기준 전압 Vref2, 기준 전압 Vref3과 비교되고, 이 비교 출력으로 NPN(235), NPN(238)을 제어한다. NPN(235), NPN(238)이 제어되면, 귀환 전압 FB가 상한치에서 저하된다.
출력 전압 Vo가 상승하여 시동 전압(약 100OV)에 이르면, 출력 전류 Io가 흐르기 시작하여 냉음극 형광등 FL이 점등하는 동시에, 출력 전압 Vo는 동작 전압(약 600V)으로 저하된다. 이 시점에서도 과대한 돌입 전류가 흐르는 일은 없다. 그리고, 출력 전류 Io가 서서히 상승하는 한편, 출력 전압 Vo는 거의 일정한 동작 전압으로 유지된다. 또, 귀환 전압 FB는 출력 전압 Vo 또는 출력 전류 Io가 상승하여 NPN(235), NPN(238)이 제어되면, 귀환용의 콘덴서(136, 137)를 통한 귀환 작용에 의해 상한치에서 서서히 저하된다.
슬로우 스타트 전압 SS가 상승하는 동시에, 출력 전류 Io가 증가하고 귀환 전압 FB가 저하된다. 귀환 전압 FB가 슬로우 스타트 전압 SS와 같아진 시점에 있어서, PWM 비교기(214)에서의 삼각파 신호 CT의 비교 대상이 그때까지의 슬로우 스타트 전압 SS에서 귀환 전압 FB로 이전된다. 이로 인해, 슬로우 스타트가 종료된다. 이 슬로우 스타트에 필요한 시간은 냉음극 형광등 FL이 정지하고 있는 상태에서 일어나기 때문에 비교적 길다.
출력 전류 Io는 기준 전압 Vref2에서 정해지는 소정치로 일정하게 제어된다. 냉음극 형광등 FL의 밝기는 그것에 흐르는 전류에 의해 결정되고, 이 전류를 유지하기 위해 거의 일정한 동작 전압이 인가된다. 따라서, 전압 Vo는 시동시에 냉음극 형광등 FL을 점등하기 위해 높은 전압이 인가되고, 일단 점등한 후에는 낮은 동작 전압이어도 된다. 이 때문에, 정상 상태에서는 귀환 전압 FB가 출력 전류 Io에 근거하여 결정된다.
도 5에 도시된 바와 같이 슬로우 스타트가 종료되면 정상 상태로 된다. 시동 신호 ST가 H 레벨에 있기 때문에, PWM 제어 신호 PWM1 및 OSC 블록(201)으로부터의 내부 클록에 근거하여 형성된 게이트 구동 신호 P1∼N2에 의해 반도체 스위치 회로가 구동된다. 변압기 TR의 1차 코일(105)에 흐르는 전류(여기서 부하 전류 Io로서 표현함)는 제1 방향, 제2 방향으로 교대로 흐른다.
제1 방향의 전류 Io는 게이트 구동 신호 P1이 L 레벨일 때, 또한 게이트 구동 신호 N1이 H 레벨일 때에 흐른다. 즉, 제1 방향의 전류 Io는 게이트 구동 신호 N1이 H 레벨로 될 때에 흐르기 시작하고, 게이트 구동 신호 N1이 H 레벨인 동안에는 증가한다. 게이트 구동 신호 N1이 H 레벨에서 L 레벨로 되면, 제1 방향의 전류 Io는 감소로 전환되고, 1차 코일(105)에 축적된 에너지를 방출한다.
제2 방향의 전류 Io는 게이트 구동 신호 N2가 H 레벨로 될 때에 흐르기 시작하고, 게이트 구동 신호 N2가 H 레벨인 동안에는 증가한다. 게이트 구동 신호 N2가 H 레벨에서 L 레벨로 되면, 제2 방향의 전류 Io는 감소로 전환되고, 1차 코일(105)에 축적된 에너지를 방출한다. 이에 따라, PWM 제어 신호 PWM1에 따른 크기의 전류 Io가 교대로 1차 코일(105)에 흘러서 인버터 동작이 행해진다. 또한, Toff는 관통 전류를 방지하기 위해 설정된 기간이다.
이 반도체 스위치 회로의 각 스위치(101∼104)는 도 5와 같이 온ㆍ오프로 된다. NMOS(102)는 하나 건너의 삼각파 신호 CT의 한 쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후에 삼각파 신호 CT와 귀환 신호 FB가 같아질 때까지 온을 계속한다. PMOS(101)는 NMOS(102)가 온으로 되는 시점의 소정 시간 전에 온으로 하고, NMOS(102)가 오프로 된 직후에 삼각파 신호 CT의 다른 쪽 정점의 시점까지 온을 계속한다. NMOS(104)는 NMOS(102)가 온으로 되는 삼각파 신호 CT와는 다른 하나 건너의 삼각파 신호 CT의 한 쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호 CT와 귀환 신호 FB가 같아질 때까지 온을 계속한다. PMOS(103)는 NMOS(102)가 오프이고 PMOS(101)이 온인 시점에 있어서, NMOS(104)가 온으로 되는 소정 기간 전부터 온으로 하고, NMOS(104)가 오프로 된 직후의 삼각파 신호 CT의 다른 쪽 정점의 시점까지 온을 계속한다. 그리고, PMOS(101)와 PMOS(103)는 항상 상기 어느 하나의 스위치가 온으로 있도록 소정 기간의 각각의 길이가 설정되어 있다.
그러나, 인버터의 운전중에 대기 상태로 있기 위해서 시동 신호 ST가 H 레벨에서 L 레벨로 변경된다. 이 시동 신호 ST 레벨의 변경은 임의의 시점에서 행해지므로 PWM 제어 동작과는 비동기이다.
대기 상태에서 컨트롤러 IC(200)는 대기 상태시에도 전원을 공급하는 일부의 회로를 제외하고 전원 공급이 정지된다. 다른 한편, PMOS(101, 103), NMOS(102, 104)로 구성되는 반도체 스위치 회로에는 전원 공급이 계속된다.
게이트 구동 신호 N1이 H 레벨에서부터, 제1 방향의 전류 Io가 흐르고 있는 시점 t1에서 시동 신호 ST가 L 레벨로 변경된 경우를 상정한다. 또한, 시동 신호 ST가 변화한 후 비교기(217)의 출력이 반전하기까지는 다소의 시간이 경과되지만, 비교기(217)의 출력이 반전하는 시점이 기준으로 되기 때문에, 이 시간은 문제로 되지 않는다.
시동 신호 ST가 L 레벨로 변경되면, 시스템 오프 신호 SYSTEM OFF가 발생된 다. 이 시스템 오프 신호 SYSTEM OFF에 의해 컨트롤러 IC(200)의 대기시에도 전원을 공급하는 부분(비교기(217) 등) 이외의 부분에 대한 전원 전압의 공급이 정지된다. 그러나, 이 전원 공급이 정지되고, 각 구성 요소(예컨대, PWM 비교기(214), 로직 블록(203), 출력 블록(204) 등)에 공급되는 전압이 저하되고, 이러한 동작이 정지하기까지는 시점 t1에서부터 수 10∼수 100㎲의 시스템 오프 시간이 경과한다.
본 발명에서는 시동 신호 ST가 L 레벨로 변경된 시점 t1에서 AND 회로(248)가 닫혀지기 때문에, AND 회로(248)의 출력 PWM2는 H 레벨에서 곧바로 L 레벨로 된다. 이로 인해 로직 블록(203)에서부터 드라이브 회로(204-2)의 반전 회로로 공급되는 신호 레벨이 L 레벨에서 H 레벨로 반전하고, 그때까지 온으로 있던 PMOS Qp가 오프로 되고, 오프로 있던 NMOS Qn이 온으로 된다.
이로 인해, NMOS(102)의 정전 용량 Cp에 충전되어 있던 전하는 저항 Rp를 이용하는 일 없이, NMOS Qn을 통과하여 방전된다. 이 방전에 필요한 시간은 극히 짧으며 예를 들어 500ns 정도이다. 그 결과, 제1 방향의 전류 Io는 시점 t1까지 증가하지만, NMOS(102)가 오프로 됨으로써 시점 t1에서부터 곧바로 감소한다.
그 시스템 오프 시간의 경과 후에, 드라이브 회로(204-2)의 PMOS Qp, NMOS Qn은 모두 오프로 된다. 이 시스템 오프 시간(수 10∼수 100㎲)은 정전 용량 Cp에 충전된 전하가 NMOS Qn을 통과하여 방전되는데 필요한 시간(예를 들면 500ns 정도)에 비해 극히 짧기 때문에, NMOS(102)를 시점 t1에서 곧바로 오프로 하는 데에는 지장이 없다.
이에 따라, 본 발명에서는 대기 상태로 이행할 때에 부하 전류 Io가 과도하 게 증가하는 일이 없다.
이에 비해 종래의 인버터에서는 역시 대기시에도 전원을 공급하는 부분 이외의 부분에 대한 전원 전압의 공급을 정지한다. 그러나, 종래의 인버터는 본 발명과 같이 PWM 제어 신호 PWM을 시동 신호 ST에 의해 컨트롤하지 않는다.
이 종래의 인버터에 있어서 대기 상태로 이행할 때의 동작은 도 4, 도 5를 참조하여 드라이브 회로(204-2)와 NMOS(102)에 대해 동일하게 고찰한다. 전원 전압의 공급 정지에 의해 드라이브 회로(204-2)의 전원 전압 VCC는 서서히 저하된다. 그러나, PWM 제어 신호 PWM1을 시동 신호 ST에 의해 컨트롤하지 않는다. 따라서, 잠시동안은 드라이브 회로(204-2)의 PMOS Qp가 계속 온으로 된 후에 오프로 되며, 또 드라이브 회로(204-2)의 NMOS Qn은 계속 오프 상태 그대로 있다.
이 경우에, 정전 용량 Cp의 충전 전하는 저항 Rp를 통해 방전될 뿐, 게이트 구동 신호 N1은 도 5에서 파선으로 도시된 바와 같이, 상기 시정수 CpㆍRp에 따라 완만하게 감소한다. 그리고, 게이트 구동 신호 N1의 크기가 NMOS(102)를 온으로 하는 한계치 전압 이하로 된 시점 t2에서 NMOS(102)가 오프로 된다. 이와 같은 동작은 다른 드라이브 회로에 있어서도 동일하다.
따라서, 종래의 인버터에서는 부하 전류 Io는 도 5의 파선으로 도시된 바와 같이, 시점 t1 이후에도 NMOS(102)가 오프로 되는 시점 t2까지 증가를 계속한다. 시점 t2 이후에 부하 전류 Io는 서서히 감소한다. 이 때 부하 전류 Io의 크기는 1 펄스이지만, 통상의 부하 전류의 수 배(실시예에서는 4배)에 이른다.
이상과 같이 본 발명에서는 대기 상태로 이행할 때에, 시동 신호 ST에 의해 시스템 오프 신호 SYSTEM OFF를 발생하고, 대기시에도 전원을 공급하는 부분 이외의 부분에 대한전원 전압의 공급을 정지하는 동시에, 스위치 구동 회로부인 출력 블록(204)으로부터의 온 상태에 있는 스위치 구동 신호를 오프 상태로 한다. 이로 인해, 대기 상태로 이행할 때에, 종래의 인버터에서는 발생한 과대 전류를 없앨 수 있다.
또한, 이로 인해 필요하게 된 구성 요소는 PWM 제어 신호 PWMl과 시동 신호 ST와의 AND를 취하는 것만으로 되기 때문에 간편하게 구성할 수 있다.
또한, 시동 신호 ST가 정지를 지시하는 상태로 되면, 스위치 구동 신호 P1∼N2 중에서 반도체 스위치 회로내의 스위치를 온으로 하는 스위치 구동 신호의 적어도 하나를 해당 스위치가 오프로 되도록 하면 된다. 따라서, AND 회로(248)나 반전 회로(249)를 설치하는 대신에, 시동 신호 ST를 로직 블록(203)이나 출력 블록(204)에 직접 입력하여 동일한 작용을 행하도록 해도 된다.
이상과 같이 본 발명에 따른 직류-교류 변환 장치 및 이 컨트롤러 IC는 낮은 직류 전압으로 높은 교류 전압을 필요로 하는 액정 표시 장치의 백라이트용 광원으로서 이용하는데 적합하다.

Claims (10)

  1. 직류 전원과,
    1차 코일과 적어도 하나의 2차 코일을 포함하는 변압기와,
    상기 직류 전원에서부터 상기 1차 코일로 제1 방향 및 제2 방향으로 교대로 전류를 흘리기 위한 반도체 스위치 회로와,
    상기 2차 코일에 접속되는 부하와,
    상기 부하에 흐르는 전류를 검출하여 전류 검출 신호를 발생하는 전류 검출 회로와,
    삼각파 신호를 발생하는 삼각파 신호 발생 회로와,
    상기 삼각파 신호 및 상기 전류 검출 신호를 받고, 상기 전류 검출 신호에 근거하는 오차 신호와 상기 삼각파 신호를 비교하여 PWM 제어 신호를 발생하는 PWM 제어 신호 발생 회로와,
    상기 PWM 제어 신호와 운전ㆍ정지 신호가 입력되고, 상기 운전ㆍ정지 신호가 운전을 지시하는 상태에 있을 때는 상기 PWM 제어 신호에 따른 스위치 구동 신호를 상기 반도체 스위치 회로에 공급하고, 상기 운전ㆍ정지 신호가 정지를 지시하는 상태에 있을 때는 상기 전원에서부터 상기 1차 코일에 전류를 흘리지 않는 스위치 구동 신호를 상기 반도체 스위치 회로에 공급하는 스위치 구동 회로를 포함하고,
    상기 운전ㆍ정지 신호가 정지를 지시하는 상태로 되면, 상기 PWM 제어 신호 발생 회로와 상기 스위치 구동 회로로의 전원 공급을 차단하는 동시에, 상기 스위치 구동 회로는 다시 상기 반도체 스위치 회로내의 스위치를 온으로 하는 스위치 구동 신호의 적어도 하나를 해당 스위치가 오프로 되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 반도체 스위치 회로내의 스위치는 M0S 전계효과형 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 스위치 구동 회로는 상기 PWM 제어 신호와 상기 운전ㆍ정지 신호가 입력되는 논리 회로를 포함하고, 이 논리 회로의 출력에 따라 상기 스위치 구동 신호를 형성하는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 스위치 구동 회로는 상기 PWM 제어 신호와 상기 운전ㆍ정지 신호가 입력되는 논리 회로와,
    이 논리 회로를 통과한 상기 PWM 제어 신호와 상기 삼각파 신호와 동기하는 클록에 근거하여 소정의 로직에 따라 스위치 구동 신호를 발생하는 로직 블록과,
    상기 스위치 구동 신호를 증폭하고 게이트 구동 신호를 출력하는 출력 블록을 포함하는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 출력 블록은 입력되는 상기 스위치 구동 신호가 반전된 상기 게이트 구동 신호를 출력하는 동시에, 그의 출력단에 상기 게이트 구동 신호를 소정 전위로 인장(引張)하는 풀 저항을 포함하고,
    상기 운전ㆍ정지 신호가 정지를 지시하는 상태로 될 때에, 해당 풀 저항을 단락시키는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 부하는 냉음극 형광등인 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  7. 반도체 스위치 회로를 구동하여, 부하에 공급하는 교류 전력을 제어하기 위한 컨트롤러 IC에 있어서,
    외부 장착의 발진용 콘덴서와 발진용 저항이 접속되고 삼각파 신호를 발생하는 삼각파 신호 발생 블록과,
    상기 삼각파 신호 및 상기 부하에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출 신호를 받고, 상기 전류 검출 신호에 근거하는 오차 신호와 상기 삼각파 신호를 비교하여 PWM 제어 신호를 발생하는 PWM 제어 신호 발생 회로와,
    상기 PWM 제어 신호와 운전ㆍ정지 신호가 입력되고, 상기 운전ㆍ정지 신호가 운전을 지시하는 상태에 있을 때는 상기 PWM 제어 신호에 따른 스위치 구동 신호를 상기 반도체 스위치 회로에 공급하고, 상기 운전ㆍ정지 신호가 정지를 지시하는 상태에 있을 때는 전원에서부터 변압기의 1차 코일에 전류를 흘리지 않는 스위치 구동 신호를 상기 반도체 스위치 회로에 공급하는 스위치 구동 회로를 포함하고,
    상기 운전ㆍ정지 신호가 정지를 지시하는 상태로 되면, 운전ㆍ정지 신호를 접수하는 회로 이외의 모든 회로로의 전원 공급을 차단하는 동시에, 상기 스위치 구동 회로는 다시 상기 반도체 스위치 회로내의 스위치를 온으로 하는 스위치 구동 신호의 적어도 하나를 해당 스위치가 오프로 되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 컨트롤러 IC.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 스위치 구동 회로는 상기 PWM 제어 신호와 상기 운전ㆍ정지 신호가 입력되는 논리 회로를 포함하고, 이 논리 회로의 출력에 따라 상기 스위치 구동 신호를 형성하는 것을 특징으로 하는 컨트롤러 IC.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 스위치 구동 회로는 상기 PWM 제어 신호와 상기 운전ㆍ정지 신호가 입력되는 논리 회로와,
    이 논리 회로를 통과한 상기 PWM 제어 신호와 상기 삼각파 신호와 동기하는 클록에 근거하여 소정의 로직에 따라 스위치 구동 신호를 발생하는 로직 블록과,
    상기 스위치 구동 신호를 증폭하고 게이트 구동 신호를 출력하는 출력 블록을 포함하는 것을 특징으로 하는 컨트롤러 IC.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 출력 블록은 입력되는 상기 스위치 구동 신호가 반전된 상기 게이트 구동 신호를 출력하는 동시에, 그의 출력단에 상기 게이트 구동 신호를 소정 전위로 인장하는 풀 저항을 포함하고,
    상기 운전ㆍ정지 신호가 정지를 지시하는 상태로 될 때에, 해당 풀 저항을 단락시키는 것을 특징으로 하는 컨트롤러 IC.
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