JP2007074794A - 過電流保護回路、負荷駆動装置、モータ駆動装置、電気機器、電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、保護対象（負荷や装置の内部素子など）を必要かつ十分に保護することが可能な過電流保護回路を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明に係る過電流保護回路２３において、検出電圧Ｖａ（Ｖｂ）とＶｒｅｆＬ、ＶｒｅｆＨとの比較結果に応じて過電流保護信号ＥＮを生成するタイマ回路ＴＭＲは、Ｖａ（Ｖｂ）がＶｒｅｆＬに達したときにＴ１の計時を開始し、Ｖａ（Ｖｂ）がＶｒｅｆＬを下回ることなくＴ１が経過したときには、ＥＮをディセーブルに遷移させるとともにＴ２の計時を開始し、Ｔ２が経過したときにＥＮをイネーブルに復帰させる一方、Ｖａ（Ｖｂ）がＶｒｅｆＬに達してＴ１の計時が開始された後、Ｖａ（Ｖｂ）がＶｒｅｆＨに達したときには、Ｔ１の経過を待つことなく、その計時を強制的に完了させ、ＥＮをディセーブルに遷移させるとともにＴ２の計時を開始する構成とされている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、モータ駆動装置などの負荷駆動装置や電源装置に関するものであり、特にその過電流保護回路に関するものである。

従来より、モータ駆動装置などの負荷駆動装置や電源装置の多くは、その安全性を向上すべく、様々な保護回路（過電流保護回路、過電圧保護回路、温度保護回路など）を搭載して成る。

上記保護回路のうち、従来の過電流保護回路は、一般に、保護対象（負荷や装置の内部素子など）に流れる駆動電流を監視対象とし、前記駆動電流が所定閾値に達して以後、その状態が所定時間（ノイズマスク時間）にわたって継続された時点で、装置に過電流が生じていると判断し、装置の動作をシャットダウンさせる構成とされていた。

なお、本願発明に関連するその他の従来技術の一つとして、特許文献１には、短期間でもその電流が流れた場合には半導体スイッチが破損するおそれのある大電流に対応した第１の閾値をコンパレータに持たせ、当該第１の閾値よりも低い第２の閾値をメモリに格納し、検出電流値が第１の閾値以上になったとき、または、ＣＰＵによって第２の閾値以上の電流が一定期間以上継続して流れたと判断された場合に、半導体スイッチをオフ制御するインテリジェントパワースイッチ及びスイッチング装置が開示・提案されている。

また、特許文献２には、直流電圧入力端子と接地端子との間に、ヒューズ、トランスの１次側巻線、スイッチ素子、及び、電流検出抵抗を直列接続して成り、制御回路部にて、トランスの２次側巻線に接続された整流平滑回路の出力電圧を一定電圧に保つようにスイッチ素子をオン／オフ制御し、さらに、電流検出抵抗による電流検出電圧が所定の閾値を超えたときに保護動作を行うスイッチング電源装置であって、電流検出抵抗と並列に、スイッチ素子のショート故障時に逆耐圧を超える電圧を受けてショート破壊することによりヒューズに大電流を流して切断するための保護用ダイオードを逆極性に接続したスイッチング電源装置が開示・提案されている。

また、特許文献３には、負荷電流に応じてＨブリッジ回路の動作モードを切替制御する半導体集積回路及びモータ駆動制御システムが開示・提案されている。

特開平９−３３１６２５号公報 特開２００１−１４５３３９号公報 特許第３６６５５６５号明細書

確かに、上記従来の過電流保護回路であれば、過電流の発生に際して装置の動作をシャットダウンすることができるので、保護対象（負荷や装置の内部素子など）が破壊に至る危険性を低減することが可能である。

また、上記従来の過電流保護回路は、所定閾値以上の駆動電流が所定時間にわたって流れたときに初めて、装置に過電流が生じていると判断する構成とされているため、瞬時的なノイズ等によっては誤動作を生じにくい、という特長も備えている。

しかしながら、上記従来の過電流保護回路では、負荷のインピーダンス成分が小さい場合や、負荷に接続される出力端子が天絡或いは地絡した場合など、監視対象である駆動電流が所定閾値を大幅に超えている場合でも、ノイズマスク用に設定された所定時間が経過しない限り、過電流が発生していると判断されることはなく、装置はシャットダウンされなかった。そのため、上記従来の過電流保護回路では、上記の所定時間が経過するまで保護対象（負荷や装置の内部素子など）に過大な電流が流れ続け、その安全動作領域を超えて破壊に至るおそれがあった。

なお、特許文献１の従来技術は、上記の課題を解決し得る一手法ではあるが、当該従来技術では、その過電流保護動作を実現するに当たってＣＰＵやメモリを設ける必要があるため、装置規模の増大やコストアップが招来されていた。

また、特許文献２の従来技術も、上記の課題を解決し得る一手法ではあるが、当該従来技術では、ヒューズの溶断を誘引して装置をシャットダウンさせるため、一旦装置がシャットダウンされると、それ以後に装置の自動復帰を試みることはできなかった。

また、特許文献３の従来技術は、あくまで、負荷電流の脈流を小さくして、ノイズの発生量を低減すべく、負荷電流に応じてＨブリッジ回路の動作モードを切替制御するものであり、上記の課題を解決し得るものではなかった。

本発明は、上記の問題点に鑑み、保護対象（負荷や装置の内部素子など）を必要かつ十分に保護することが可能な過電流保護回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る過電流保護回路は、保護対象に流れる電流に応じた検出電圧を生成するセンス抵抗と、前記検出電圧と第１閾値電圧とを比較する第１コンパレータと、前記検出電圧と第１閾値電圧よりも大きい第２閾値電圧とを比較する第２コンパレータと、第１、第２コンパレータの比較出力信号に応じて過電流保護信号を生成するタイマ回路と、を有して成る過電流保護回路であって、前記タイマ回路は、前記検出電圧が第１閾値電圧に達したときに第１閾値時間の計時を開始し、前記検出電圧が第１閾値電圧を下回ることなく第１閾値時間が経過したときには、前記過電流保護信号をディセーブルに遷移させるとともに第２閾値時間の計時を開始し、第２閾値時間が経過したときに前記過電流保護信号をイネーブルに復帰させる一方、前記検出電圧が第１閾値電圧に達して第１閾値時間の計時が開始された後、前記検出電圧が第２閾値電圧に達したときには、第１閾値時間の経過を待つことなく、その計時を強制的に完了させ、前記過電流保護信号をディセーブルに遷移させるとともに第２閾値時間の計時を開始する構成（第１の構成）とされている。

なお、上記第１の構成から成る過電流保護回路にて、前記タイマ回路は、一端から充電電圧が引き出されるコンデンサと；前記コンデンサの充電手段である第１定電流源と；前記コンデンサの放電手段である第２定電流源と；第１コンパレータの比較出力信号及び前記過電流保護信号に応じて前記コンデンサの充電／放電を切り替える第１スイッチと；第２コンパレータの比較出力信号及び前記過電流保護信号に応じて前記コンデンサの一端と電源ラインとの間を短絡／開放する第２スイッチと；前記充電電圧と所定の下限設定電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する第３コンパレータと；前記充電電圧と所定の上限設定電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する第４コンパレータと；第３、第４コンパレータの各比較出力信号が入力され、自身の出力信号が前記過電流保護信号として引き出されるＲＳフリップフロップと；を有して成り、第１スイッチは、前記検出電圧が第１閾値電圧に達しているときには、第１定電流源により前記コンデンサの充電を行い、前記検出電圧が第１閾値電圧に達していないとき、或いは、前記過電流保護信号がディセーブルに遷移されたときには、第２定電流源により前記コンデンサの放電を行うように制御され、第２スイッチは、前記検出電圧が第２閾値電圧に達しているときには、前記コンデンサの一端と電源ラインとの間を短絡し、前記検出電圧が第２閾値電圧に達していないとき、或いは前記過電流保護信号がディセーブルに遷移されたときには、前記コンデンサの一端と電源ラインとの間を開放するように制御される構成（第２の構成）にするとよい。

また、上記第１または第２の構成から成る過電流保護回路において、前記センス抵抗、及び、第１、第２コンパレータは、前記保護対象の電流経路上に複数組設けられている構成（第３の構成）にするとよい。

また、本発明に係る負荷駆動装置は、負荷に接続された出力スイッチ素子を有して成る出力回路と；前記出力スイッチ素子の開閉制御に応じて前記負荷に駆動電流を供給する制御回路と；前記駆動電流を監視して過電流保護信号を生成する過電流保護回路と；を有して成る負荷駆動装置であって、前記過電流保護回路として、上記第１〜第３いずれかの構成から成る過電流保護回路を備えて成り、前記制御回路は、前記過電流保護信号のディセーブルに応じて前記出力スイッチ素子の開閉制御が禁止される構成（第４の構成）とされている。

また、本発明に係るモータ駆動装置は、モータの駆動制御を行うモータ駆動装置であって、前記モータを構成するモータコイルに駆動電流を供給する手段として、上記第４の構成から成る負荷駆動装置を備えて成る構成（第５の構成）とされている。

また、本発明に係る電気機器は、モータと、前記モータの駆動制御を行うモータ駆動装置と、を有して成る電気機器であって、前記モータ駆動装置として、上記第５の構成から成るモータ駆動装置を備えて成る構成（第６の構成）とされている。

また、本発明に係る電源装置は、入出力端子間に接続された出力スイッチ素子を有して成る出力回路と；前記出力スイッチ素子の開閉制御に応じて入力電圧から所望の出力電圧を生成する制御回路と；前記出力スイッチ素子に流れる電流を監視して過電流保護信号を生成する過電流保護回路と；を有して成る電源装置であって、前記過電流保護回路として上記第１〜第３いずれかの構成から成る過電流保護回路を備えて成り、前記制御回路は前記過電流保護信号のディセーブルに応じて、前記出力スイッチ素子の開閉制御が禁止される構成（第７の構成）とされている。

本発明によれば、監視対象の電流値に応じて保護動作の緊急度を判断し、その判断結果に基づいて、保護対象を必要かつ十分に保護することが可能となる。

図１は、本発明に係るモータ駆動装置を備えた電気機器の一実施形態を示すブロック図（一部に回路素子を含む）である。

本図に示すように、本実施形態の電気機器は、モータ１と、モータ１の駆動制御を行うモータ駆動装置２と、を有して成る。

モータ１は、モータコイルＬに流す駆動電流に応じた方向に回転する単相のＤＣモータであり、モータ駆動装置２によって、４つの動作モード（正転、逆転、ブレーキ、空転）が切り替えられる。

なお、上記可逆転のモータ１を備えた電気機器の一機構例としては、トレイ開閉機構、ビデオデッキのカセット排出機構、プリンタの自動ペーパカット機構、カメラのフォーカス機構、エアコンのルーバ開閉機構などを挙げることができ、その搭載対象は極めて多岐にわたるものである。

モータ駆動装置２は、モータ１を構成するモータコイルＬに駆動電流を供給する手段として、Ｈブリッジ回路２１と、制御回路２２と、過電流保護回路２３と、を備えた負荷駆動装置を備えて成る。

Ｈブリッジ回路２１は、モータ１を構成するモータコイルＬ（リアクタンス負荷）に対してＨブリッジ型に接続された４つのスイッチ素子（Ｐチャネル電界効果トランジスタＱＨ１、ＱＨ２と、Ｎチャネル電界効果トランジスタＱＬ１、ＱＬ２）を有して成る。

Ｈブリッジ回路２１の内部構成について具体的に説明する。

上側スイッチ素子であるトランジスタＱＨ１、ＱＨ２のソースは、いずれも電源電圧Ｖｃｃが印加される電源入力端子に接続されている。下側スイッチ素子であるトランジスタＱＬ１、ＱＬ２のソースは、いずれも接地端子に接続されている。トランジスタＱＨ１、ＱＬ１のドレインは互いに接続されており、その接続ノードは、モータコイルＬの一端が接続される第１の出力端子に接続されている。トランジスタＱＨ２、ＱＬ２のドレインは互いに接続されており、その接続ノードは、モータコイルＬの他端が接続される第２の出力端子に接続されている。トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２の各ゲートは、それぞれ制御回路２２のゲート信号出力端に接続されている。

なお、図１に示すように、上記各トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２には、それぞれ、ダイオードＤＨ１、ＤＨ２、ＤＬ１、ＤＬ２が図示の向きで並列接続されており、モータコイルＬの逆起電力吸収素子として機能する。なお、各トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２に寄生ダイオードが付随している場合には、その寄生ダイオードを逆起電力吸収素子として用いても構わない。

制御回路２２は、上記各トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２の制御主体であり、装置外部から入力される動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮに応じてオンすべきトランジスタを選択すべく、上記各トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２のゲート信号を生成する手段である。また、制御回路２２は、過電流保護回路２３から入力される過電流保護信号ＥＮのイネーブルに応じて、各トランジスタの開閉制御を許可される一方、そのディセーブルに応じて、各トランジスタの開閉制御を禁止される構成とされている。なお、制御回路２２によるモータ１の動作モード切替制御については、後ほど詳細な説明を行うことにする。

過電流保護回路２３は、保護対象（Ｈブリッジ回路２１の各トランジスタ、或いは、モータコイルＬ）に流れる駆動電流ｉａ、ｉｂを監視して過電流保護信号ＥＮを生成する手段である。

過電流保護回路２３の内部構成について具体的に説明する。

図１に示すように、過電流保護回路２３は、センス抵抗Ｒａ〜Ｒｂと、第１コンパレータＣＭＰ１ａ〜ＣＭＰ１ｂと、第２コンパレータＣＭＰ２ａ〜ＣＭＰ２ｂと、第１論理和回路ＯＲ１と、第２論理和回路ＯＲ２と、タイマ回路ＴＭＲと、を有して成る。

センス抵抗Ｒａ〜Ｒｂは、電源端子とＨブリッジ回路２１との間、及び、Ｈブリッジ回路２１と接地端子との間に各々接続され、当該電流経路に流れる駆動電流ｉａ、ｉｂに応じた検出電圧（両端電圧）Ｖａ、Ｖｂを各々生成する。

第１コンパレータＣＭＰ１ａ〜ＣＭＰ１ｂは、検出電圧Ｖａ、Ｖｂと第１閾値電圧ＶｒｅｆＬとの大小に応じて、その出力論理が変遷する比較手段である。なお、第１コンパレータＣＭＰ１ａ〜ＣＭＰ１ｂの各比較出力信号は、検出電圧Ｖａ、Ｖｂが第１閾値電圧ＶｒｅｆＬよりも大きいときにハイレベルとなり、小さいときにローレベルとなる２値信号である。

第２コンパレータＣＭＰ２ａ〜ＣＭＰ２ｂは、検出電圧Ｖａ、Ｖｂと第１閾値電圧ＶｒｅｆＬよりも大きい第２閾値電圧ＶｒｅｆＨとの大小に応じて、その出力論理が変遷する比較手段である。なお、第２コンパレータＣＭＰ２ａ〜ＣＭＰ２ｂの各比較出力信号は、検出電圧Ｖａ、Ｖｂが第２閾値電圧ＶｒｅｆＨよりも大きいときにハイレベルとなり、小さいときにローレベルとなる２値信号である。

なお、上記した第１、第２閾値電圧ＶｒｅｆＬ、ＶｒｅｆＨは、いずれも、Ｈブリッジ回路２１を構成する各トランジスタの安全動作範囲内で設定されている。

第１論理和回路ＯＲ１は、第１コンパレータＣＭＰ１ａ〜ＣＭＰ１ｂの各比較出力信号の論理和演算を行い、その演算結果信号（以下、第１論理和信号と呼ぶ）をタイマ回路ＴＭＲに送出する手段である。

第２論理和回路ＯＲ２は、第２コンパレータＣＭＰ２ａ〜ＣＭＰ２ｂの各比較出力信号の論理和演算を行い、その演算結果信号（以下、第２論理和信号と呼ぶ）をタイマ回路ＴＭＲに送出する手段である。

タイマ回路ＴＭＲは、第１、第２論理和信号（延いては第１、第２コンパレータの比較出力信号）に応じて、過電流保護信号ＥＮを生成する手段である。なお、タイマ回路ＴＭＲの構成及び動作については、後ほど詳細に説明する。

上記した通り、本実施形態の過電流保護回路２３では、保護対象となるＨブリッジ回路２１の電流経路上に、駆動電流検出手段（センス抵抗及び第１、第２コンパレータ）が複数組（本実施形態では２組）設けられている。このような構成とすることにより、駆動電流の検出精度を高めることができる。また、本実施形態のように、Ｈブリッジ回路２１の電源端子側と接地端子側に各々駆動電流検出手段を設けた構成であれば、モータコイルＬに接続される出力端子が天絡或いは地絡した場合に生じる過電流についても、その検出を適切に行うことが可能となる。ただし、上記の駆動電流検出手段を複数組設けることは、必須の構成要件ではない。

続いて、上記したタイマ回路ＴＭＲの具体的な内部構成について、図２を参照しながら詳細に説明する。

図２は、タイマ回路ＴＭＲの一構成例を示すブロック図である。

図２に示すように、本実施形態のタイマ回路ＴＭＲは、コンデンサＣ１と、第１定電流源Ｉ１と、第２定電流源Ｉ２と、第１スイッチＳＷ１と、第２スイッチＳＷ２と、第１直流電圧源Ｅ１と、第２直流電圧源Ｅ２と、第３コンパレータＣＭＰ３と、第４コンパレータＣＭＰ４と、ＲＳフリップフロップＦＦと、を有して成る。

コンデンサＣ１の一端は、第１スイッチＳＷ１の共通端と、第２スイッチＳＷ２の一端と、第３コンパレータＣＭＰ３の反転入力端（−）と、第４コンパレータＣＭＰ４の非反転入力端（＋）と、に各々接続されており、当該一端から充電電圧Ｖｃが引き出されている。なお、コンデンサＣ１の他端は接地されている。

第１定電流源Ｉ１は、コンデンサＣ１の充電手段であり、一端が電源端子に接続され、他端が第１スイッチＳＷ１の第１選択端に接続されている。

第２定電流源Ｉ２は、コンデンサＣ１の放電手段であり、一端が第１スイッチＳＷ１の第２選択端に接続され、他端が接地されている。

第１スイッチＳＷ１は、第１論理和信号（延いては、第１コンパレータＣＭＰ１ａ、ＣＭＰ１ｂの各比較出力信号）、及び、過電流保護信号ＥＮに応じて、コンデンサＣ１の充電／放電を切り替える手段である。

具体的に述べると、本実施形態の第１スイッチＳＷ１は、第１論理和信号がハイレベルであるとき（すなわち、検出電圧Ｖａ、Ｖｂのいずれか一が第１閾値電圧ＶｒｅｆＬに達しているとき）には、第１定電流源Ｉ１によりコンデンサＣ１の充電を行うべく、その共通端を第１選択端に接続するように制御される。一方、第１論理和信号がローレベルであるとき（すなわち、検出電圧Ｖａ、Ｖｂがいずれも第１閾値電圧ＶｒｅｆＬに達していないとき）、或いは、過電流保護信号ＥＮがディセーブル（本実施形態では、ローレベル）に遷移されたときには、第２定電流源Ｉ２によりコンデンサＣ１の放電を行うべく、その共通端を第２選択端に接続するように制御される。

第２スイッチＳＷ２は、第２論理和信号（延いては、第２コンパレータＣＭＰ２ａ、ＣＭＰ２ｂの各比較出力信号）、及び、過電流保護信号ＥＮに応じて、コンデンサＣ１の一端と電源ラインとの間を短絡／開放する手段である。

具体的に述べると、本実施形態の第２スイッチＳＷ２は、第２論理和信号がハイレベルであるとき（すなわち、検出電圧Ｖａ、Ｖｂのいずれか一が第２閾値電圧ＶｒｅｆＨに達しているとき）には、コンデンサＣ１の一端と電源ラインとの間を短絡するようにオン状態とされる。一方、第２論理和信号がローレベルであるとき（すなわち、検出電圧Ｖａ、Ｖｂがいずれも第２閾値電圧ＶｒｅｆＨに達していないとき）、或いは、過電流保護信号ＥＮがディセーブル（本実施形態ではローレベル）に遷移されたときには、コンデンサＣ１の一端と電源ラインとの間を開放するようにオフ状態とされる。

第１直流電圧源Ｅ１は、充電電圧Ｖｃの下限設定電圧Ｖｔｈ１を生成する手段であり、その正極端が第３コンパレータＣＭＰ３の非反転入力端（＋）に接続され、負極端が接地されている。なお、下限設定電圧Ｖｔｈ１をゼロとするのであれば、第１直流電圧源Ｅ１は不要であり、第３コンパレータＣＭＰ３の非反転入力端（＋）を接地すれば足りる。

第２直流電圧源Ｅ２は、充電電圧Ｖｃの上限設定電圧Ｖｔｈ２（＞Ｖｔｈ１）を生成する手段であり、その正極端が第４コンパレータＣＭＰ４の反転入力端（−）に接続され、負極端が接地されている。

第３コンパレータＣＭＰ３は、下限設定電圧Ｖｔｈ１と充電電圧Ｖｃとの高低に応じてその出力論理が変遷する比較手段である。なお、第３コンパレータＣＭＰ１の比較出力信号は、下限設定電圧Ｖｔｈ１が充電電圧Ｖｃよりも高いときにハイレベルとなり、低いときにローレベルとなる２値信号である。

第４コンパレータＣＭＰ４は、充電電圧Ｖｃと上限設定電圧Ｖｔｈ２との高低に応じてその出力論理が変遷する比較手段である。なお、第４コンパレータＣＭＰ４の比較出力信号は、充電電圧Ｖｃが上限設定電圧Ｖｔｈ２よりも高いときにハイレベルとなり、低いときにローレベルとなる２値信号である。

ＲＳフリップフロップＦＦは、そのセット端（Ｓ）に入力される第３コンパレータＣＭＰ３の比較出力信号と、そのリセット端（Ｒ）に入力される第４コンパレータＣＭＰ４の比較出力信号に基づき、出力端（Ｑ）から過電流防止信号ＥＮを送出する手段である。より具体的に述べると、ＲＳフリップフロップＦＦの出力論理は、充電電圧Ｖｃが上限設定電圧Ｖｔｈ２に達したときにローレベル（ディセーブル）となり、その後、下限設定電圧Ｖｔｈ１に達したときにハイレベル（イネーブル）に復帰するように、その状態遷移を繰り返すものとなる。

続いて、上記構成から成るタイマ回路ＴＭＲの動作について、図３及び図４を参照しながら詳細に説明する。

図３及び図４は、いずれも、タイマ回路ＴＭＲの一動作例を示す波形図である。なお、両図において、左端に記載された符号「Ｖａ、Ｖｂ」、及び、「Ｖｃ」は、それぞれ、検出電圧Ｖａ、Ｖｂ、及び、充電電圧Ｖｃの電圧波形を示しており、符号「ＯＲ１」、「ＯＲ２」、及び、「ＥＮ」は、それぞれ、第１、第２論理和信号、及び、過電流保護信号ＥＮの論理状態を示している。また、符号「ＳＷ１」は、第１スイッチＳＷ１の選択状態を示しており、符号「ＳＷ２」は、第２スイッチＳＷ２の開閉状態を示している。

まず、図３に示す場合（検出電圧Ｖａ、Ｖｂのいずれか一が第１閾値電圧ＶｒｅｆＬには達するものの、第２閾値電圧ＶｒｅｆＨには達しない場合）について説明する。

時刻ｔ１０において、モータ駆動装置２が起動された後、時刻ｔ１１にて、検出電圧Ｖａ、Ｖｂのいずれか一が第１閾値電圧ＶｒｅｆＬに達すると、第１論理和信号がハイレベルとなり、第１スイッチＳＷ１がその共通端を第１選択端に接続する。その結果、コンデンサＣ１は、第１定電流源Ｉ１によって充電される形となり、充電電圧Ｖｃの上昇が開始される。

なお、第１定電流源Ｉ１にて生成される定電流（充電電流）は、コンデンサＣ１の充電電圧Ｖｃを下限設定電圧Ｖｔｈ１から上限設定電圧Ｖｔｈ２まで引き上げるに際し、第１閾値時間Ｔ１（例えば１０［μｓ］）を必要とする電流値に調整されている。すなわち、コンデンサＣ１の充電開始は、第１閾値時間Ｔ１の計時開始に相当する。

時刻ｔ１１以後、検出電圧Ｖａ、Ｖｂが共に第１閾値電圧ＶｒｅｆＬを下回ることなく第１閾値時間Ｔ１が経過し、時刻ｔ１２にて、充電電圧Ｖｃが上限設定電圧Ｖｔｈ２に達すると、第４コンパレータＣＭＰ４の比較出力信号がハイレベルとなり、ＲＳフリップフロップＦＦがリセットされて、過電流保護信号ＥＮがディセーブル（ローレベル）に遷移される。これにより、制御回路２２では、Ｈブリッジ回路２１を構成する各トランジスタの開閉制御が禁止され、モータ１の駆動が停止されるため、検出電圧Ｖａ、Ｖｂは急速に下降し、第１論理和信号はローレベルに立ち下がる。

このとき、第１スイッチＳＷ１は、第１論理和信号のローレベル遷移よりも先に、過電流保護信号ＥＮのディセーブル遷移に応じて、その共通端を第２選択端に接続する。その結果、コンデンサＣ１は、第２定電流源Ｉ２によって放電される形となり、充電電圧Ｖｃの下降が開始される。

なお、第２定電流源Ｉ２にて生成される定電流（放電電流）は、コンデンサＣ１の充電電圧Ｖｃを上限設定電圧Ｖｔｈ２から下限設定電圧Ｖｔｈ１まで引き下げるに際して、第２閾値時間Ｔ２（例えば２９０［μｓ］）を必要とする電流値に調整されている。すなわち、コンデンサＣ１の放電開始は、第２閾値時間Ｔ２の計時開始に相当する。

時刻ｔ１２以後、第２閾値時間Ｔ２が経過し、時刻ｔ１３にて、充電電圧Ｖｃが下限設定電圧Ｖｔｈ１に達すると、第３コンパレータＣＭＰ３の比較出力信号がハイレベルとなり、ＲＳフリップフロップＦＦがセットされて、過電流保護信号ＥＮがイネーブル（ハイレベル）に復帰される。これにより、制御回路２２では、Ｈブリッジ回路２１を構成する各トランジスタの開閉制御が再許可され、モータ１の駆動復帰が試行される。

時刻ｔ１３にて、モータ駆動装置２が再起動された後についても、上記と同様の過電流保護動作が反復継続される。

すなわち、時刻ｔ１４にて、検出電圧Ｖａ、Ｖｂのいずれか一が第１閾値電圧ＶｒｅｆＬに達すると、再び第１閾値時間Ｔ１の計時が開始され、時刻ｔ１５にて、第１閾値時間Ｔ１の計時が完了されると、過電流保護信号ＥＮがディセーブルに遷移されて、モータ１の駆動が再停止される。

なお、図３では、先述した通り、検出電圧Ｖａ、Ｖｂのいずれか一が第１閾値電圧ＶｒｅｆＬには達するものの、第２閾値電圧ＶｒｅｆＨには達しない場合を示しているため、第２論理和信号がハイレベルに立ち上がることはなく、延いては、第２スイッチＳＷ２がオン状態とされることもない。

次に、図４に示す場合（検出電圧Ｖａ、Ｖｂのいずれか一が第２閾値電圧ＶｒｅｆＨにも達する場合）について説明する。

時刻ｔ２０において、モータ駆動装置２が起動された後、時刻ｔ２１にて、検出電圧Ｖａ、Ｖｂのいずれか一が第１閾値電圧ＶｒｅｆＬに達すると、第１論理和信号がハイレベルとなり、第１スイッチＳＷ１がその共通端を第１選択端に接続する。その結果、コンデンサＣ１は、第１定電流源Ｉ１によって充電される形となり、充電電圧Ｖｃの上昇（すなわち、第１閾値時間Ｔ１の計時）が開始される。

一方、第１閾値時間Ｔ１の計時開始後、時刻ｔ２２にて、検出電圧Ｖａ、Ｖｂのいずれか一が第２閾値電圧ＶｒｅｆＨに達すると、第２論理和信号がハイレベルとなり、第２スイッチＳＷ２がオン状態とされる。その結果、コンデンサＣ１は、電源ラインに短絡されて急速充電される形となり、充電電圧Ｖｃが上限設定電圧Ｖｔｈ２まで一気に引き上げられる。このようにして、充電電圧Ｖｃが上限設定電圧Ｖｔｈ２に達すると、第４コンパレータＣＭＰ４の比較出力信号がハイレベルとなり、ＲＳフリップフロップＦＦがリセットされて、過電流保護信号ＥＮがディセーブル（ローレベル）に遷移される。これにより、制御回路２２では、Ｈブリッジ回路２１を構成する各トランジスタの開閉制御が禁止されて、モータ１の駆動が停止されるため、検出電圧Ｖａ、Ｖｂは急速に下降し、第１、第２論理和信号は、ともにローレベルに立ち下がる。

このとき、第１スイッチＳＷ１は、第１論理和信号のローレベル遷移よりも先に、過電流保護信号ＥＮのディセーブル遷移に応じてその共通端を第２選択端に接続する。また、第２スイッチＳＷ２は、第２論理和信号のローレベル遷移よりも先に、過電流保護信号ＥＮのディセーブル遷移に応じてオフ状態となる。その結果、コンデンサＣ１は、第２定電流源Ｉ２によって放電される形となり、充電電圧Ｖｃの下降（すなわち、第２閾値時間Ｔ２の計時）が開始される。

時刻ｔ２２以後、第２閾値時間Ｔ２が経過し、時刻ｔ２３にて、充電電圧Ｖｃが下限設定電圧Ｖｔｈ１に達すると、第３コンパレータＣＭＰ３の比較出力信号がハイレベルとなり、ＲＳフリップフロップＦＦがセットされて、過電流保護信号ＥＮがイネーブル（ハイレベル）に復帰される。これにより、制御回路２２では、Ｈブリッジ回路２１を構成する各トランジスタの開閉制御が再許可され、モータ１の駆動復帰が試行される。

時刻ｔ２３にて、モータ駆動装置２が再起動された後についても、上記と同様の過電流保護動作が反復継続される。

すなわち、時刻ｔ２４にて、検出電圧Ｖａ、Ｖｂのいずれか一が第１閾値電圧ＶｒｅｆＬに達すると、再び第１閾値時間Ｔ１の計時が開始され、時刻ｔ２５にて、さらに検出電圧Ｖａ、Ｖｂのいずれか一が第２閾値電圧ＶｒｅｆＨに達すると、第１閾値時間Ｔ１の経過を待つことなく、その計時を強制的に完了させ、過電流保護信号ＥＮがディセーブルに遷移されて、モータ１の駆動が再停止される。

上記した通り、本実施形態の過電流保護回路２３において、タイマ回路ＴＭＲは、検出電圧Ｖａ、Ｖｂのいずれか一が第１閾値電圧ＶｒｅｆＬに達したときに第１閾値時間Ｔ１の計時を開始し、検出電圧Ｖａ、Ｖｂが共に第１閾値電圧ＶｒｅｆＬを下回ることなく第１閾値時間Ｔ１が経過したときには、過電流保護信号ＥＮをディセーブルに遷移させるとともに第２閾値時間Ｔ２の計時を開始し、第２閾値時間Ｔ２が経過したときに過電流保護信号ＥＮをイネーブルに復帰させる一方、検出電圧Ｖａ、Ｖｂのいずれか一が第１閾値電圧ＶｒｅｆＬに達して第１閾値時間Ｔ１の計時が開始された後、検出電圧Ｖａ、Ｖｂのいずれか一が第２閾値電圧ＶｒｅｆＨに達したときには、第１閾値時間Ｔ１の経過を待つことなく、その計時を強制的に完了させ、過電流保護信号ＥＮをディセーブルに遷移させるとともに第２閾値時間Ｔ２の計時を開始する構成とされている。

このような構成とすることにより、モータコイルＬのインピーダンス成分が小さい場合や、モータコイルＬに接続される出力端子が天絡或いは地絡した場合など、監視対象である駆動電流ｉａ、ｉｂが過大となった場合には、ノイズマスク用に設定された第１閾値時間Ｔ１の経過を待たずに、モータ１の駆動を即時にシャットダウンすることができる。

従って、本実施形態の過電流保護回路２３であれば、第１閾値時間Ｔ１が経過するまで過大な駆動電流ｉａ、ｉｂが保護対象に過電流が流れ続け、その安全動作領域を超えて破壊に至る危険性を効果的に低減することができる（図４中、符号「Ｖａ」、「Ｖｂ」の一点鎖線を参照）。

また、本実施形態の過電流保護回路２３であれば、検出電圧Ｖａ、Ｖｂが第２閾値電圧ＶｒｅｆＨに達しない限り、第１閾値時間Ｔ１の経過を待機してからモータ１の駆動がシャットダウンされるため、瞬時的なノイズ等によっては誤動作を生じにくい、という特長も備えている。

さらに、本実施形態の過電流保護回路２３であれば、その過電流保護動作を実現するに当たってＣＰＵやメモリを設ける必要がないため、装置規模の増大やコストアップを招きにくい、という利点もある。

また、本実施形態の過電流保護回路２３であれば、モータ１の駆動を一旦シャットダウンした後も、第２閾値時間Ｔ２の経過を待機してからその自動復帰を試行することができるので、過電流の発生原因が解消されれば、何らの復旧作業を要することなく、モータ駆動装置２を正常動作に復帰させることが可能である。

以上で述べたように、本発明によれば、監視対象の電流値に応じて保護動作の緊急度を判断し、その判断結果に基づいて保護対象を必要かつ十分に保護することが可能となる。

次に、制御回路２２による動作モード切替制御について、図５及び図６を参照しながら詳細な説明を行う。

図５は、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮに応じたゲート信号生成動作を説明するための図であり、図６は、各動作モード（正転、逆転、ブレーキ、空転）における駆動電流経路を説明するための図である。

なお、図５において、左端に記載された符号「ＦＩＮ」、「ＲＩＮ」は、それぞれ、装置外部から入力される動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮの論理状態を示しており、符号「ＱＨ１」、「ＱＨ２」、「ＱＬ１」、「ＱＬ２」は、それぞれ、Ｈブリッジ回路２１を構成するトランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２のゲート信号の論理状態を示している。また、符号「モード」は、モータ１の動作モードを示している。

動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮがそれぞれハイレベル、ローレベルである場合、制御回路２２は、モータ１を「正転モード」とすべく、トランジスタＱＨ１、ＱＬ２をオンとし、トランジスタＱＨ２、ＱＬ１をオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このようなゲート信号の生成により、モータ１を構成するモータコイルＬには、Ｈブリッジ回路２１を介して、図６（ａ）に示す経路で駆動電流が流され、モータ１が正転駆動される形となる。

一方、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮがそれぞれローレベル、ハイレベルである場合、制御回路２２は、モータ１を「逆転モード」とすべく、トランジスタＱＨ２、ＱＬ１をオンとし、トランジスタＱＨ１、ＱＬ２をオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このようなゲート信号の生成により、モータ１を構成するモータコイルＬには、Ｈブリッジ回路２１を介して、図６（ｂ）に示す経路で駆動電流が流され、モータ１が逆転駆動される形となる。

なお、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮがいずれもハイレベルである場合、制御回路２２は、モータ１を「ブレーキモード」とすべく、トランジスタＱＬ１、ＱＬ２をオンとし、トランジスタＱＨ１、ＱＨ２をオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このようなゲート信号の生成により、モータ１を構成するモータコイルＬからは、Ｈブリッジ回路２１を介して、図６（ｃ）に示す経路で接地端子に駆動電流が引き抜かれ、モータ１がブレーキされる形となる。

また、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮがいずれもローレベルである場合、制御回路２２は、モータ１を「空転モード」とすべく、トランジスタＱＨ１、ＱＨ２、ＱＬ１、ＱＬ２を全てオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このようなゲート信号の生成により、Ｈブリッジ回路２１には、モータ１を構成するモータコイルＬの逆起電力に応じて、図６（ｃ）に示す経路で電流が流れ、モータ１が空転される形となる。

上記した通り、本実施形態のモータ駆動装置では、Ｈブリッジ回路２１のスイッチ素子として、電界効果トランジスタを用いているので、バイポーラトランジスタを用いた構成に比べて、そのオン／オフ制御に対する応答性を高めることが可能となる。ただし、スイッチ素子としてバイポーラトランジスタを用いても、上記本発明の効果を奏することは可能であり、電界効果トランジスタの使用が必須の構成要件というわけではない。

なお、上記の実施形態では、単相のＤＣモータを駆動対象とした構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、その他のモータ（ボイスコイルモータやステッピングモータなど）を駆動対象とするモータ駆動装置にも広く適用することが可能である。

また、本発明の適用対象は、モータ駆動装置に限定されるものではなく、その他の負荷（特にインダクタンス負荷）を駆動対象とする負荷駆動装置全般に適用可能である。

また、本発明は、図７に示すように、電源装置の過電流保護手段としても適用することができる。なお、図７に示す電源装置は、入出力端子間に接続された出力スイッチ素子ＱＨ１、ＱＨ２を有して成る出力回路３１と；出力スイッチ素子ＱＨ１、ＱＨ２の開閉制御に応じて両スイッチ素子間の接続ノードに繋がるＬＣフィルタ（コイルＬｅｘ、コンデンサＣｅｘ）を駆動し、入力電圧Ｖｉｎから所望の出力電圧Ｖｏｕｔを生成する制御回路３２と；出力スイッチ素子ＱＨ１、ＱＨ２に流れる電流ｉａ、ｉｂを監視して過電流保護信号ＥＮを生成する過電流保護回路３３（先述した過電流保護回路２３と同様の構成）と；を有して成る電源装置であって、制御回路３２は、過電流保護信号ＥＮのディセーブルに応じて、出力スイッチ素子ＱＨ１、ＱＨ２の開閉制御が禁止される構成とされている。

また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

例えば、上記実施形態では、第１、第２閾値時間Ｔ１、Ｔ２の計時手段として、コンデンサＣ１の充放電回路を用いた場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、カウンタ等を用いてその計時を行っても構わない。

また、上記実施形態では、コンデンサＣ１の充放電切替手段として、第１、第２定電流源Ｉ１、Ｉ２とコンデンサＣ１との接続を第１スイッチＳＷ１で選択的に切り替える構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、第１、第２定電流源Ｉ１、Ｉ２の動作可否自体を選択的に切り替える構成としても構わない。

また、上記実施形態では、第１、第２スイッチＳＷ１、ＳＷ２の切替制御について、第１、第２論理和信号のローレベル遷移よりも先に、過電流保護信号ＥＮのディセーブル遷移に応じて、その切替制御を行う構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、回路構成の簡略化を優先するのであれば、第１、第２論理和信号のみに応じて、第１、第２スイッチＳＷ１、ＳＷ２の切替制御を行う構成としても構わない。ただし、第１、第２論理和信号は、過電流保護信号ＥＮのディセーブル遷移から若干遅れてローレベルに立ち下がるため、第２閾値時間Ｔ２の計時を遅滞なく開始する観点から言えば、上記実施形態の構成を採用することが望ましい。

本発明は、モータ駆動装置などの負荷駆動装置や電源装置につき、その過電流に対する安全性を高める有用な技術であり、特に高信頼性を要求されるアプリケーション（車載機器など）に好適な技術である。

は、本発明に係るモータ駆動装置を備えた電気機器の一実施形態を示すブロック図である。 は、タイマ回路ＴＭＲの一構成例を示すブロック図である。 は、タイマ回路ＴＭＲの一動作例を示す波形図である。 は、タイマ回路ＴＭＲの一動作例を示す波形図である。 は、動作モード制御信号ＦＩＮ、ＲＩＮに応じたゲート信号生成動作を説明するための図である。 は、各動作モード（正転、逆転、ブレーキ、空転）における駆動電流経路を説明するための図である。 は、本発明に係る電源装置の一実施形態を示すブロック図である。

符号の説明

１ モータ
２ モータ駆動装置
３ 電源装置
２１、３１ Ｈブリッジ回路、出力回路
２２、３２ 制御回路
２３、３３ 過電流保護回路
ＱＨ１、ＱＨ２ Ｐチャネル電界効果トランジスタ（上側スイッチ素子）
ＱＬ１、ＱＬ２ Ｎチャネル電界効果トランジスタ（下側スイッチ素子）
ＤＨ１、ＤＨ２、ＤＬ１、ＤＬ２ ダイオード
Ｌ モータコイル
Ｒａ、Ｒｂ センス抵抗
ＣＭＰ１ａ、ＣＭＰ１ｂ 第１コンパレータ
ＣＭＰ２ａ、ＣＭＰ２ｂ 第２コンパレータ
ＯＲ１ 第１論理和回路
ＯＲ２ 第２論理和回路
ＴＭＲ タイマ回路
Ｃ１ コンデンサ
Ｉ１ 第１定電流源
Ｉ２ 第２定電流源
ＳＷ１ 第１スイッチ
ＳＷ２ 第２スイッチ
ＣＭＰ３ 第３コンパレータ
ＣＭＰ４ 第４コンパレータ
Ｅ１ 第１直流電圧源
Ｅ２ 第２直流電圧源
ＦＦ ＲＳフリップフロップ
Ｌｅｘ コイル
Ｃｅｘ コンデンサ

Claims (7)

1. 保護対象に流れる電流に応じた検出電圧を生成するセンス抵抗と、前記検出電圧と第１閾値電圧とを比較する第１コンパレータと、前記検出電圧と第１閾値電圧よりも大きい第２閾値電圧とを比較する第２コンパレータと、第１、第２コンパレータの比較出力信号に応じて過電流保護信号を生成するタイマ回路と、を有して成る過電流保護回路であって、前記タイマ回路は、前記検出電圧が第１閾値電圧に達したときに第１閾値時間の計時を開始し、前記検出電圧が第１閾値電圧を下回ることなく第１閾値時間が経過したときには、前記過電流保護信号をディセーブルに遷移させるとともに第２閾値時間の計時を開始し、第２閾値時間が経過したときに前記過電流保護信号をイネーブルに復帰させる一方、前記検出電圧が第１閾値電圧に達して第１閾値時間の計時が開始された後、前記検出電圧が第２閾値電圧に達したときには、第１閾値時間の経過を待つことなく、その計時を強制的に完了させ、前記過電流保護信号をディセーブルに遷移させるとともに第２閾値時間の計時を開始することを特徴とする過電流保護回路。
2. 前記タイマ回路は、一端から充電電圧が引き出されるコンデンサと；前記コンデンサの充電手段である第１定電流源と；前記コンデンサの放電手段である第２定電流源と；第１コンパレータの比較出力信号及び前記過電流保護信号に応じて前記コンデンサの充電／放電を切り替える第１スイッチと；第２コンパレータの比較出力信号及び前記過電流保護信号に応じて前記コンデンサの一端と電源ラインとの間を短絡／開放する第２スイッチと；前記充電電圧と所定の下限設定電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する第３コンパレータと；前記充電電圧と所定の上限設定電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する第４コンパレータと；第３、第４コンパレータの各比較出力信号が入力され、自身の出力信号が前記過電流保護信号として引き出されるＲＳフリップフロップと；を有して成り、第１スイッチは、前記検出電圧が第１閾値電圧に達しているときには、第１定電流源により前記コンデンサの充電を行い、前記検出電圧が第１閾値電圧に達していないとき、或いは、前記過電流保護信号がディセーブルに遷移されたときには、第２定電流源により前記コンデンサの放電を行うように制御され、第２スイッチは、前記検出電圧が第２閾値電圧に達しているときには、前記コンデンサの一端と電源ラインとの間を短絡し、前記検出電圧が第２閾値電圧に達していないとき、或いは、前記過電流保護信号がディセーブルに遷移されたときには、前記コンデンサの一端と電源ラインとの間を開放するように制御されることを特徴とする請求項１に記載の過電流保護回路。
3. 前記センス抵抗、及び、第１、第２コンパレータは、前記保護対象の電流経路上に複数組設けられていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の過電流保護回路。
4. 負荷に接続された出力スイッチ素子を有して成る出力回路と；前記出力スイッチ素子の開閉制御に応じて前記負荷に駆動電流を供給する制御回路と；前記駆動電流を監視して過電流保護信号を生成する過電流保護回路と；を有して成る負荷駆動装置であって、前記過電流保護回路として、請求項１〜請求項３のいずれかに記載の過電流保護回路を備えて成り、前記制御回路は、前記過電流保護信号のディセーブルに応じて前記出力スイッチ素子の開閉制御が禁止されることを特徴とする負荷駆動装置。
5. モータの駆動制御を行うモータ駆動装置であって、前記モータを構成するモータコイルに駆動電流を供給する手段として、請求項４に記載の負荷駆動装置を備えて成ることを特徴とするモータ駆動装置。
6. モータと、前記モータの駆動制御を行うモータ駆動装置と、を有して成る電気機器であって、前記モータ駆動装置として、請求項５に記載のモータ駆動装置を備えて成ることを特徴とする電気機器。
7. 入出力端子間に接続された出力スイッチ素子を有して成る出力回路と；前記出力スイッチ素子の開閉制御に応じて入力電圧から所望の出力電圧を生成する制御回路と；前記出力スイッチ素子に流れる電流を監視して過電流保護信号を生成する過電流保護回路と；を有して成る電源装置であって、前記過電流保護回路として、請求項１〜請求項３のいずれかに記載の過電流保護回路を備えて成り、前記制御回路は、前記過電流保護信号のディセーブルに応じて前記出力スイッチ素子の開閉制御が禁止されることを特徴とする電源装置。

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