JP3665565B2 - 半導体集積回路およびモータ駆動制御システム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体集積回路（ＩＣ）およびモータ駆動制御システムに係り、特にリアクタンス負荷の駆動に適したＨブリッジ回路の制御回路およびそれを用いたモータ駆動制御システムに関するもので、例えばプリンタなどに用いられるステッピングモータやＤＣモータなどの駆動に使用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＩＣに形成されたＨブリッジ回路により、モータコイルなどの誘導性負荷を電流駆動する際、理想的な駆動を行うためには、駆動電流の安定性（定電流制御）と共に必要な値まで駆動電流を変化させる可変能力（可変電流制御）が必要とされる。この定電流制御および可変電流制御を効率的に行うために、パルス幅変調（Pulse Width Modulation;PWM）制御を用いることが多い。PWM 制御は、リアクタンス負荷（誘導性負荷や容量性負荷）に対してスイッチングによる電力量の制御を行うために一般的に使われている方法であり、負荷に対する電流のチャージとディスチャージ（減衰）を繰り返すことにより定電流制御を行う。
【０００３】
図１０は、ＩＣに形成されたＨブリッジ回路とＩＣ外部の負荷として接続されたステッピングモータのコイルとの接続関係の一例を示している。
【０００４】
図１０において、71〜74はそれぞれ高耐圧タイプのNMOSFET （N チャネルタイプのMOS 型電界効果トランジスタ）が用いられている。ここで、ハイサイド側のNMOSFET71 およびローサイド側のNMOSFET72 は直列に接続されており、その直列接続ノードは第１の外部出力端子75に接続されている。同様に、ハイサイド側のNMOSFET73 およびローサイド側のNMOSFET74 は直列に接続されており、その直列接続ノードは第２の外部出力端子76に接続されている。
【０００５】
上記ハイサイド側のNMOSFET71 および73の各ドレインは共通に接続された後に電流検出用の抵抗素子77を介してモータ用電源端子78に接続されており、前記ローサイド側のNMOSFET72 および74の各ソースは共通に接地端子79に接続されている。
【０００６】
そして、前記一対の外部出力端子75および76間には、負荷としてＩＣ外部でステッピングモータのコイルＬが接続され、前記モータ用電源端子78にはモータ電源Ｖが接続される。
【０００７】
なお、Di1 〜Di4 はそれぞれ前記NMOSFET71 〜74に寄生して並列に形成されている逆起電力吸収用のダイオードである。
【０００８】
上記Ｈブリッジ回路のNMOSFET71 〜74のゲートをPWM 制御回路（図示せず）によりPWM 制御することにより、PWM 信号入力のパルス幅の変化に応じてコイル負荷に対するチャージレベルがステップ状に変化する疑似的な正弦波電流を流すのであるが、各ステップにおける実際の電流の流れを制御する際に、通常は次の３つの動作モードを組み合わせた制御（Mixed Decay Mode）を行う。
【０００９】
ここで、図１１（ａ）乃至（ｃ）に示す３つの動作モードについて、図１２に示すNMOSFET ゲート印加信号のタイミング波形を参照しながら説明する。
【００１０】
図１１（ａ）に示す電源印加モード（チャージモード、Charge Mode ）では、PWM パルスU2、L1によりハイサイド側の一方のトランジスタ73およびローサイド側の一方のトランジスタ72をオン状態に制御してモータ電源Ｖからコイル負荷Ｌへ電源を印加する。
【００１１】
図１１（ｂ）に示す低速回生モード（低速減衰モード、Slow Decay Mode ）では、PWM パルスL1、L2によりローサイド側のNMOSFET72 、74をオン状態に制御してコイル負荷Ｌとの間で電流を循環させ、低速回転を維持させる。この場合、前記チャージモードでコイル負荷Ｌに生じた逆起電力を電源とするが、NMOSFET72および74のオン抵抗は小さいので、無駄なスイッチング損失もなく、電流をホールドすることができる。
【００１２】
図１１（ｃ）に示す高速回生モード（高速減衰モード、Fast Decay Mode ）では、PWM パルスU1、L2によりハイサイド側の他方のトランジスタ71およびローサイド側の他方のトランジスタ74をオン状態に制御して、逆起電圧が生じているコイル負荷Ｌからモータ電源Ｖへ電流を戻す。
【００１３】
なお、上記２つの減衰モードにおける電流の減衰（ディスチャージ）の割合は、２つの減衰モードの時間的な割合によって変化する。
【００１４】
従来は、前記３つの動作モードを組み合わせた制御方法として、図１３あるいは図１４に示すようなシーケンスを採用している。
【００１５】
図１３に示す電流制御のシーケンスは、PWM パルスの周期（PWM 基準時間）内で電源印加モード→高速回生モード→低速回生モードの順で切り換える制御を、各周期毎に繰り返し実行させるものである。
【００１６】
この際、電源印加モード→高速回生モードの切換えは、電源印加モードにおいて設定電流値（PWM 制御入力に対応した波高値）に達したか否かを抵抗素子77の電圧降下に基づいて電流検知部80で検出し、設定電流値に達した検出出力を用いて切り換える。そして、高速回生モードを一定時間に達するまで継続した後に低速回生モードに切り換え、この低速回生モードの時間を固定している。
【００１７】
しかし、このような制御方法は、電流値が高速回生モードにおける減衰量に拘束されるので、電流の脈流（リップル）が大きくなり、ノイズが発生するなどの問題がある。
【００１８】
一方、図１４に示す電流制御のシーケンスは、PWM パルスの周期（PWM 基準時間）内で電源印加モード→低速回生モード→高速回生モードの順で切り換える制御を、各周期毎に繰り返し実行させるものである。
【００１９】
この際、電源印加モード→低速回生モードの切換えは、電源印加モードにおいて設定電流値に達したか否かを抵抗素子77の電圧降下に基づいて電流検知部80で検出し、設定電流値に達した検出出力を用いて切り換える。そして、低速回生モードを一定時間に達するまで継続した後に高速回生モードに切り換え、この高速回生モードの時間を固定している。
【００２０】
しかし、このような制御方法も、電流値が高速回生モードにおける減衰量に拘束されるので、負荷電流の脈流が大きくなり、ノイズの発生量が多いなどの問題がある。
【００２１】
即ち、従来は、コイル負荷Ｌに対する電流のディスチャージを行う方法として、ある程度の時間を固定して制御を行っている。そこで、定常以上の電流変化を与える時には、ＩＣ外部（ユーザー側）で条件設定の変更を行って電流の変化率を変化させるか、もしくは負荷側の部品の定数を可変とすること等によって調整することが多い。
【００２２】
この際、負荷電流の脈流が少なくなるような最適な電流波形の再現を行うためには、負荷に併せて外部から電流制御のタイミングを適時細かく制御する必要があり、制御システムの複雑化やコストアップにつながる。
【００２３】
また、従来のPWM 制御に際して、コイル負荷Ｌに対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電流制御を行おうとする時、ディスチャージ時間の設定値が予め規定されているので、必ずしも所望の必要な時間を設定できるわけではない。このため、定電流性性能と電流の変化能力とは相反することになってしまい、両立は非常に難しい。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
上記したように従来のＩＣに形成されたＨブリッジ回路をPWM 制御してリアクタンス負荷に対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電流制御を行う際に、負荷電流の脈流が大きくなり、ノイズの発生量が多いなどの問題があった。
【００２５】
本発明は上記の問題点を解決すべくなされたもので、Ｈブリッジ回路のPWM 制御によりリアクタンス負荷に対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電流制御を行う際に、負荷によって必要量が異なる電流の減衰力を自動化し、負荷電流をより正確に制御し、負荷電流の脈流を小さくし、ノイズの発生量を低減し得る半導体集積回路を提供することを目的とする。
【００２６】
また、本発明の他の目的は、ＩＣに形成されたＨブリッジ回路をPWM 制御してＩＣ外部のモータのコイルに対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電流制御を行う際に、コイル電流をより正確に制御し得るモータ駆動制御システムを提供することにある。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
本発明の半導体集積回路は、一対の外部出力端子と、前記一対の外部出力端子に各一端が接続され、各他端は一括されて電源ノード側に接続されるハイサイド側の２個の出力スイッチ素子および前記一対の外部出力端子に各一端が接続され、各他端は一括されて接地ノード側に接続されるローサイド側の２個の出力スイッチ素子を有し、前記一対の外部出力端子を介して外部に接続される負荷を駆動するためのＨブリッジ回路と、前記Ｈブリッジ回路の出力スイッチ素子をパルス幅変調信号によりスイッチング駆動し、前記Ｈブリッジ回路による前記負荷に対するチャージモード、低速減衰モード、高速減衰モードを選択的に設定可能なPWM制御回路と、前記負荷に対する高速減衰モードで前記負荷の電流が第１の設定電流値以下に低下した場合に前記低速減衰モードに切り換え制御するための制御信号を生成し、前記PWM 制御回路を制御する出力制御ロジック回路とを具備することを特徴とする。
【００２８】
本発明のモータ駆動制御システムは、本発明の半導体集積回路を用いて外部モータのモータコイルの電流制御を行うことを特徴とする。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００３０】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＩＣに形成されたＨブリッジ回路とＩＣ外部の負荷として接続されたステッピングモータのコイルとの接続関係の一例を示している。
【００３１】
図１において、ＩＣ10内に形成された11〜14はそれぞれ高耐圧タイプの出力スイッチ素子であり、例えばNMOSFET が用いられている。ここで、ハイサイド側のNMOSFET11 およびローサイド側のNMOSFET12 は直列に接続されており、その直列接続ノードは第１の外部出力端子15に接続されている。同様に、ハイサイド側のNMOSFET13 およびローサイド側のNMOSFET14 は直列に接続されており、その直列接続ノードは第２の外部出力端子16に接続されている。
【００３２】
これらの４個のNMOSFET11 〜14は、前記一対の外部出力端子15、16間に負荷として接続されるＩＣ外部のリアクタンス負荷を駆動するためのＨブリッジ回路を形成されている。本例では、リアクタンス負荷として、ステッピングモータのコイルＬが接続される。
【００３３】
前記ハイサイド側のNMOSFET11 、13の各ドレインは一括され、電流検出用の抵抗素子17を介してモータ用電源端子18に接続されており、このモータ用電源端子18にはモータ電源Ｖが接続される。また、前記ローサイド側のNMOSFET12 、14の各ソースは一括されて接地端子19に接続されている。
【００３４】
なお、Di1 〜Di4 はそれぞれ前記NMOSFET11 〜14に対応して並列に接続されている逆起電力吸収用のダイオードである。前記NMOSFET11 〜14にそれぞれダイオードが寄生して形成されている場合には、これらのダイオードを前記逆起電力吸収用のダイオードDi1 〜Di4 として用いることができる。
【００３５】
20はＨブリッジ回路をPWM パルス信号により駆動制御するためのPWM 制御回路である。22は前記電流検出用抵抗素子17による電圧降下を検出することによって、負荷電流が第２の設定電流値以上であるか否かを検出する第２の電流検出回路である。
【００３６】
さらに、前記電流検出用抵抗素子17による電圧降下を検出することによって、負荷電流が第１の設定電流値以下であるか否かを検出する第１の電流検出回路21が設けられている。ここで、前記第１の設定電流値は、チャージモードでの既存の設定電流値（第２の設定電流値）より規定値（オフセット値）だけ低い値であり、本例で新規に設定した電流値である。
【００３７】
これらの電流検出回路21および22は、それぞれ電圧比較回路が用いられており、それぞれ比較判定基準電圧Vref1 、Vref2 が基準電圧源から与えられる。この基準電圧Vref1 、Vref2 は、Ｈブリッジ回路がPWM 信号入力のパルス幅の変化に応じてコイル負荷に対するチャージレベルがステップ状に変化する疑似的な正弦波電流を流す際、各ステップにおける実際の電流の流れを制御する際に各ステップ毎に、例えばPWM 制御回路20と同一チップ上に搭載されるマイコンにより適切な値に設定制御される。
【００３８】
そして、出力制御ロジック回路23は、２つの電流検出回路21および22の各出力信号を受けて、Ｈブリッジ回路の動作モードを後述するように切り換え制御するための制御信号を生成し、前記PWM 制御回路20を制御する。
【００３９】
なお、最近のBi-CMOS プロセスによれば、PWM 制御回路20の構成素子とＨブリッジ回路の高耐圧タイプの出力スイッチ素子（例えば二重拡散型のNMOSFET ）とを同一チップ上に搭載することが可能であるが、Ｈブリッジ回路が形成されたＩＣとは別のＩＣにPWM 制御回路20を形成してもよい。
【００４０】
次に、上記Ｈブリッジ回路のNMOSFET11 〜14のゲートをPWM 制御回路20によりPWM 制御する際の動作を説明する。
【００４１】
コイル負荷Ｌに対する実際の電流を制御する際には、図１１（ａ）乃至（ｃ）を参照して前述したような３つの動作モードを組み合わせて、例えば図２、図５、図６、図７に示すようなシーケンスで制御する。
【００４２】
＜第１の制御例＞
図２は、図１のＨブリッジ回路およびコイル負荷における実際の電流の流れについて第１の制御例を示している。
【００４３】
図３は、図２に示す電流制御のシーケンスにおける電流検出用の抵抗素子17の電圧降下の変化および電流検出回路21、22の検出出力の変化の一例を示す波形図である。
【００４４】
図４は、図２に示す電流制御のシーケンスを示すフローチャートである。
【００４５】
図２に示す電流制御のシーケンスは、PWM パルスの周期（PWM 基準時間）内で電源印加モード（チャージモード、Charge Mode ）→高速回生モード（高速減衰モード、Fast Decay Mode ）→低速回生モード（低速減衰モード、Slow Decay Mode ）の順で切り換える。
【００４６】
この際、電源印加モード→高速回生モードの切換えは、電源印加モードにおいて第２の設定電流値（PWM 信号入力のパルス幅に対応した波高値）に達したことを電流検出用の抵抗素子17の電圧降下に基づいて第２の電流検出回路22で検出し、この検出出力を出力制御ロジック回路23で受けて切り換え制御する。
【００４７】
そして、高速回生モード→低速回生モードの切換えは、高速回生モードにおいて第１の設定電流値以下に低下していることを電流検出用の抵抗素子17の電圧降下に基づいて第１の電流検出回路21で検出し、この検出出力を出力制御ロジック回路23で受けて切り換え制御する。そして、上記低速回生モードをPWM 基準時間の終了まで継続させるように制御し、このような一連の制御を各周期毎に繰り返し実行させる。即ち、高速回生モードの時間内においても、電流比較を行い、予め設定した電流レベルまで低下していることを検出したならば、そのタイミングで低速回生モードの制御に移すようにしている。
【００４８】
なお、前記高速回生モードになって直ぐに第１の電流検出回路21の検出を行うと、回路動作の遅れなどの理由により誤動作が発生するおそれがある場合には、若干のブランク時間を経過してから検出を行うように制御することが望ましい。
【００４９】
＜第２の制御例＞
図５は、図１のＨブリッジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流の流れについて第２の制御例を示している。
【００５０】
図５に示す電流制御のシーケンスは、PWM パルスの周期（PWM 基準時間）内で電源印加モード→高速回生モード→低速回生モードの順で切り換え、上記低速回生モードの時間内に設定電流の変更が行われない場合には、次のPWM 基準時間も低速回生モードを継続させる（電流をホールドする）ように制御し、このような一連の制御を繰り返し実行させる。
【００５１】
このような制御によれば、低速回生モードを継続させるPWM 基準時間ではスイッチング損失が発生しないので、電流制御の全体としてスイッチング回数を減らし、スイッチング損失を少なくすることができる。
【００５２】
＜第３の制御例＞
図６は、図１のＨブリッジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流の流れについて第３の制御例を示している。
【００５３】
図６に示す電流制御のシーケンスは、PWM パルスの周期（PWM 基準時間）内で電源印加モード→高速回生モード→低速回生モードの順で切り換える。
【００５４】
この際、電源印加モードから高速回生モードに切り換えてから、一定の短いブランク時間Ａの経過後に設定電流値からの電流の低下幅（オフセットレベル）Ｂを演算する。そして、Ｂ／Ａの値が規定値より大きい場合は、次のPWM 基準時間も電源印加モード→高速回生モードの順で通常のPWM 動作を行うが、前記Ｂ／Ａの値が規定値より小さい場合は低速回生モードを継続させるように制御し、このような一連の制御を繰り返し実行させる。
【００５５】
このよな制御によれば、低速回生モードを継続させる（電流をホールドする）PWM 基準時間ではスイッチング損失が発生しないので、電流制御の全体としてスイッチング回数を減らし、スイッチング損失を少なくすることができる。
【００５６】
＜第４の制御例＞
図７は、図１のＨブリッジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流の流れについて第４の制御例を示している。
【００５７】
図７に示す電流制御のシーケンスは、PWM パルスの周期（PWM 基準時間）内に直ぐに高速回生モードになり、高速回生モードにおいて予め設定した電流レベル（設定電流値＝０の場合）に低下したことの検出出力を用いて低速回生モードに切り換え、この低速回生モードをPWM 基準時間の終了まで継続する。次のPWM 基準時間も低速回生モードを継続させる（電流を零のままホールドする）ように制御し、このような一連の制御を繰り返し実行させる。
【００５８】
なお、図１に示したＨブリッジ回路において、NMOSFET11 〜14はそれぞれドレイン・ソース間で双方向に電流を流すことが可能であるので、前記逆起電力吸収用のダイオードＤi1〜Ｄi4を省略し、NMOSFET11 〜14に逆起電力吸収の役割を持たせるようにしてもよい。
【００５９】
また、前記ハイサイド側のNMOSFET11 、13に代えて、それぞれPMOSFET を用いて上記NMOSFET11 、13と同様のタイミングで駆動するようにしてもよい。
【００６０】
上記した第１の実施形態では、ＩＣに形成されたＨブリッジ回路のPWM 制御により、ＩＣ外部のリアクタンス負荷（本例ではモータのコイル）に対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電流制御を行う際に、自動的に安定化した定電流で制御することが可能になる自動安定化定電流制御回路を実現することができる。
【００６１】
この際、高速回生モード内において負荷電流の必要減衰量が得られた後、低減衰速度（低速回生モード）への変更を行うので、負荷によって必要量が異なる電流の減衰力を自動化し、負荷電流をより正確に制御し、負荷電流の脈動を最低限とし、電流波形の安定性を大幅に向上させ、ノイズの発生量を低減することができる。また、低速回生モードにおいて減衰量がさらに必要な場合は、低速回生モードを継続することにより、必要な減衰量を得ることが容易になる。
【００６２】
また、上記自動安定化定電流制御回路は、従来のＩＣ外部の条件設定による電流可変能力の制御に代えて、電流可変能力の制御を自動的に行うことによって、PWM 制御時に発生する負荷電流の脈流が小さくなり、PWM 入力に対する負荷電流波形の再現性が向上する。しかも、電流可変能力の制御を自動的に行うので、従来のＩＣ外部の条件設定による電流可変能力の制御に比べて、条件設定に伴う制御入力が不要になり、その分だけ外部端子数が減少する。
【００６３】
また、負荷がリアクタンス負荷（誘導性負荷や容量性負荷）であれば、その種類を選ばずに電流の制御性の最適化が行われるので、モータなどの機械的な負荷変動が発生し得る場合での使用に際しても、最適な駆動結果が得られ易くなる利点がある。
【００６４】
また、上記自動安定化定電流制御回路を用いてモータのコイル電流をより正確に制御することが可能になるモータ駆動制御システムを実現することができる。このモータ駆動制御システムは、従来のモータ駆動制御システムに対して、第１の電流検出回路21を追加し、出力制御ロジック回路23を変更することにより実現できるので、電流制御を行っているシステムを置き換えることができ、幅広い分野（モータを使っているシステム全般）に適用することができ、システムの汎用効果が期待できる。
【００６５】
＜第２の実施形態＞
第１の実施形態では、電流検出用抵抗素子17をハイサイド側のNMOSFET11 および13のドレイン共通接続ノードとモータ用電源端子18との間に挿入したが、この挿入位置を変更してもよく、その一例を以下に示す。
【００６６】
図８は、本発明の第２の実施形態に係るＩＣに形成されたＨブリッジ回路とＩＣ外部に接続されたステッピングモータのコイルとの接続関係の基本構成を示している。
【００６７】
このＨブリッジ回路は、前述した図１中のＨブリッジ回路と比べて、ローサイド側のNMOSFET12 および14のソース共通接続ノードと接地（GND ）端子との間に電流検出用抵抗素子17を挿入し、この電流検出用抵抗素子17での電圧降下を電流検出回路21、22で検出するようにしている点が異なり、その他は同じであるので、図１中と同一符号を付してその説明を省略する。
【００６８】
但し、前述した第１の実施形態のように電流検出用抵抗素子17をモータ用電源端子18側に挿入した方が、電流検出用抵抗素子17による電圧降下がＨブリッジ回路に影響を及ぼすおそれが少ないので望ましい。
【００６９】
また、電流検出用抵抗素子17は、ＩＣ外部に接続してもよい。この場合、ＩＣ外部の電流検出用抵抗素子での電圧降下を検出する際、前記電流検出回路21、22を用いてもよいが、別の電流検出回路を用いるようにしてもよい。
【００７０】
＜第３の実施形態＞
第１および第２の実施形態では、出力スイッチ素子としてMOSFETを用いたが、出力スイッチ素子としてバイポーラトランジスタを用いるようにしてもよく、その一例を以下に示す。
【００７１】
図９は、本発明の第３の実施形態に係るＩＣに形成されたＨブリッジ回路とＩＣ外部に接続されたステッピングモータのコイルとの接続関係の基本構成を示している。
【００７２】
このＨブリッジ回路は、前述した図１中のＨブリッジ回路と比べて、ハイサイド側のMOSFET11、13に代えてPNP トランジスタQ1、Q3を用い、ローサイド側のMOSFET12、14に代えてNPN トランジスタQ2、Q4を用いている点が異なり、その他は同じであるので、図１中と同一符号を付してその説明を省略する。
【００７３】
【発明の効果】
上述したように本発明の半導体集積回路によれば、Ｈブリッジ回路によってリアクタンス負荷に対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電流制御を行う際に、正確な電流制御を行うことができ、負荷電流の脈流を小さくし、ノイズの発生量を低減することができる。
【００７４】
また、本発明のモータ駆動制御システムによれば、本発明の半導体集積回路に形成されたＨブリッジ回路をPWM 制御して外部モータのコイルに対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電流制御を行う際に、コイル電流をより正確に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＩＣに形成されたＨブリッジ回路とＩＣ外部に接続されたステッピングモータのコイルとの接続関係の一例を示す回路図。
【図２】図１のＨブリッジ回路およびコイル負荷における実際の電流の流れについて第１の制御例を示すシーケンス図。
【図３】図２に示す電流制御のシーケンスにおける電流検出用の抵抗素子の電圧降下の変化および電流検出回路の検出出力の変化の一例を示す波形図。
【図４】図２に示す電流制御のシーケンスを詳細に示すフローチャート。
【図５】図１のＨブリッジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流の流れについて第２の制御例を示すシーケンス図。
【図６】図１のＨブリッジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流の流れについて第３の制御例を示すシーケンス図。
【図７】図１のＨブリッジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流の流れについて第４の制御例を示すシーケンス図。
【図８】本発明の第２の実施形態に係るＩＣに形成されたＨブリッジ回路とＩＣ外部に接続されたステッピングモータのコイルとの接続関係の基本構成を示す回路図。
【図９】本発明の第３の実施形態に係るＩＣに形成されたＨブリッジ回路とＩＣ外部に接続されたステッピングモータのコイルとの接続関係の基本構成を示す回路図。
【図１０】ＩＣに形成された従来のＨブリッジ回路とＩＣ外部のに接続されたステッピングモータのコイルとの接続関係の一例を示す回路図。
【図１１】図１０のＨブリッジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流の流れを制御する際の３つの動作モードを説明するために示す図。
【図１２】図１１に示す３つの動作モードについてNMOSFET ゲート印加信号の一例を示すタイミング波形図。
【図１３】従来のＨブリッジ回路により図１１に示す３つの動作モードを組み合わせた制御方法の一例を示すシーケンス図。
【図１４】従来のＨブリッジ回路により図１１に示す３つの動作モードを組み合わせた制御方法の他の例を示すシーケンス図。
【符号の説明】
10…ＩＣ、
11〜14…Ｈブリッジ回路を形成する高耐圧タイプのNMOSFET 、
15，16…外部出力端子、
17…電流検出用抵抗素子、
18…モータ用電源端子、
19…接地端子、
20…PWM 制御回路、
21…第１の電流検出回路、
22…第２の電流検出回路、
23…出力制御ロジック回路、
Ｖ…モータ電源、
Ｌ…リアクタンス負荷（ステッピングモータのコイル）、
Di1 〜Di4 …逆起電力吸収用のダイオード。
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体集積回路（ＩＣ）およびモータ駆動制御システムに係り、特にリアクタンス負荷の駆動に適したＨブリッジ回路の制御回路およびそれを用いたモータ駆動制御システムに関するもので、例えばプリンタなどに用いられるステッピングモータやＤＣモータなどの駆動に使用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＩＣに形成されたＨブリッジ回路により、モータコイルなどの誘導性負荷を電流駆動する際、理想的な駆動を行うためには、駆動電流の安定性（定電流制御）と共に必要な値まで駆動電流を変化させる可変能力（可変電流制御）が必要とされる。この定電流制御および可変電流制御を効率的に行うために、パルス幅変調（Pulse Width Modulation;PWM）制御を用いることが多い。PWM 制御は、リアクタンス負荷（誘導性負荷や容量性負荷）に対してスイッチングによる電力量の制御を行うために一般的に使われている方法であり、負荷に対する電流のチャージとディスチャージ（減衰）を繰り返すことにより定電流制御を行う。
【０００３】
図１０は、ＩＣに形成されたＨブリッジ回路とＩＣ外部の負荷として接続されたステッピングモータのコイルとの接続関係の一例を示している。
【０００４】
図１０において、71〜74はそれぞれ高耐圧タイプのNMOSFET （N チャネルタイプのMOS 型電界効果トランジスタ）が用いられている。ここで、ハイサイド側のNMOSFET71 およびローサイド側のNMOSFET72 は直列に接続されており、その直列接続ノードは第１の外部出力端子75に接続されている。同様に、ハイサイド側のNMOSFET73 およびローサイド側のNMOSFET74 は直列に接続されており、その直列接続ノードは第２の外部出力端子76に接続されている。
【０００５】
上記ハイサイド側のNMOSFET71 および73の各ドレインは共通に接続された後に電流検出用の抵抗素子77を介してモータ用電源端子78に接続されており、前記ローサイド側のNMOSFET72 および74の各ソースは共通に接地端子79に接続されている。
【０００６】
そして、前記一対の外部出力端子75および76間には、負荷としてＩＣ外部でステッピングモータのコイルＬが接続され、前記モータ用電源端子78にはモータ電源Ｖが接続される。
【０００７】
なお、Di1 〜Di4 はそれぞれ前記NMOSFET71 〜74に寄生して並列に形成されている逆起電力吸収用のダイオードである。
【０００８】
上記Ｈブリッジ回路のNMOSFET71 〜74のゲートをPWM 制御回路（図示せず）によりPWM 制御することにより、PWM 信号入力のパルス幅の変化に応じてコイル負荷に対するチャージレベルがステップ状に変化する疑似的な正弦波電流を流すのであるが、各ステップにおける実際の電流の流れを制御する際に、通常は次の３つの動作モードを組み合わせた制御（Mixed Decay Mode）を行う。
【０００９】
ここで、図１１（ａ）乃至（ｃ）に示す３つの動作モードについて、図１２に示すNMOSFET ゲート印加信号のタイミング波形を参照しながら説明する。
【００１０】
図１１（ａ）に示す電源印加モード（チャージモード、Charge Mode ）では、PWM パルスU2、L1によりハイサイド側の一方のトランジスタ73およびローサイド側の一方のトランジスタ72をオン状態に制御してモータ電源Ｖからコイル負荷Ｌへ電源を印加する。
【００１１】
図１１（ｂ）に示す低速回生モード（低速減衰モード、Slow Decay Mode ）では、PWM パルスL1、L2によりローサイド側のNMOSFET72 、74をオン状態に制御してコイル負荷Ｌとの間で電流を循環させ、低速回転を維持させる。この場合、前記チャージモードでコイル負荷Ｌに生じた逆起電力を電源とするが、NMOSFET72および74のオン抵抗は小さいので、無駄なスイッチング損失もなく、電流をホールドすることができる。
【００１２】
図１１（ｃ）に示す高速回生モード（高速減衰モード、Fast Decay Mode ）では、PWM パルスU1、L2によりハイサイド側の他方のトランジスタ71およびローサイド側の他方のトランジスタ74をオン状態に制御して、逆起電圧が生じているコイル負荷Ｌからモータ電源Ｖへ電流を戻す。
【００１３】
なお、上記２つの減衰モードにおける電流の減衰（ディスチャージ）の割合は、２つの減衰モードの時間的な割合によって変化する。
【００１４】
従来は、前記３つの動作モードを組み合わせた制御方法として、図１３あるいは図１４に示すようなシーケンスを採用している。
【００１５】
図１３に示す電流制御のシーケンスは、PWM パルスの周期（PWM 基準時間）内で電源印加モード→高速回生モード→低速回生モードの順で切り換える制御を、各周期毎に繰り返し実行させるものである。
【００１６】
この際、電源印加モード→高速回生モードの切換えは、電源印加モードにおいて設定電流値（PWM 制御入力に対応した波高値）に達したか否かを抵抗素子77の電圧降下に基づいて電流検知部80で検出し、設定電流値に達した検出出力を用いて切り換える。そして、高速回生モードを一定時間に達するまで継続した後に低速回生モードに切り換え、この低速回生モードの時間を固定している。
【００１７】
しかし、このような制御方法は、電流値が高速回生モードにおける減衰量に拘束されるので、電流の脈流（リップル）が大きくなり、ノイズが発生するなどの問題がある。
【００１８】
一方、図１４に示す電流制御のシーケンスは、PWM パルスの周期（PWM 基準時間）内で電源印加モード→低速回生モード→高速回生モードの順で切り換える制御を、各周期毎に繰り返し実行させるものである。
【００１９】
この際、電源印加モード→低速回生モードの切換えは、電源印加モードにおいて設定電流値に達したか否かを抵抗素子77の電圧降下に基づいて電流検知部80で検出し、設定電流値に達した検出出力を用いて切り換える。そして、低速回生モードを一定時間に達するまで継続した後に高速回生モードに切り換え、この高速回生モードの時間を固定している。
【００２０】
しかし、このような制御方法も、電流値が高速回生モードにおける減衰量に拘束されるので、負荷電流の脈流が大きくなり、ノイズの発生量が多いなどの問題がある。
【００２１】
即ち、従来は、コイル負荷Ｌに対する電流のディスチャージを行う方法として、ある程度の時間を固定して制御を行っている。そこで、定常以上の電流変化を与える時には、ＩＣ外部（ユーザー側）で条件設定の変更を行って電流の変化率を変化させるか、もしくは負荷側の部品の定数を可変とすること等によって調整することが多い。
【００２２】
この際、負荷電流の脈流が少なくなるような最適な電流波形の再現を行うためには、負荷に併せて外部から電流制御のタイミングを適時細かく制御する必要があり、制御システムの複雑化やコストアップにつながる。
【００２３】
また、従来のPWM 制御に際して、コイル負荷Ｌに対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電流制御を行おうとする時、ディスチャージ時間の設定値が予め規定されているので、必ずしも所望の必要な時間を設定できるわけではない。このため、定電流性性能と電流の変化能力とは相反することになってしまい、両立は非常に難しい。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
上記したように従来のＩＣに形成されたＨブリッジ回路をPWM 制御してリアクタンス負荷に対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電流制御を行う際に、負荷電流の脈流が大きくなり、ノイズの発生量が多いなどの問題があった。
【００２５】
本発明は上記の問題点を解決すべくなされたもので、Ｈブリッジ回路のPWM 制御によりリアクタンス負荷に対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電流制御を行う際に、負荷によって必要量が異なる電流の減衰力を自動化し、負荷電流をより正確に制御し、負荷電流の脈流を小さくし、ノイズの発生量を低減し得る半導体集積回路を提供することを目的とする。
【００２６】
また、本発明の他の目的は、ＩＣに形成されたＨブリッジ回路をPWM 制御してＩＣ外部のモータのコイルに対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電流制御を行う際に、コイル電流をより正確に制御し得るモータ駆動制御システムを提供することにある。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
本発明の半導体集積回路は、一対の外部出力端子と、前記一対の外部出力端子に各一端が接続され、各他端は一括されて電源ノード側に接続されるハイサイド側の２個の出力スイッチ素子および前記一対の外部出力端子に各一端が接続され、各他端は一括されて接地ノード側に接続されるローサイド側の２個の出力スイッチ素子を有し、前記一対の外部出力端子を介して外部に接続される負荷を駆動するためのＨブリッジ回路と、前記Ｈブリッジ回路の出力スイッチ素子をパルス幅変調信号によりスイッチング駆動し、前記Ｈブリッジ回路による前記負荷に対するチャージモード、低速減衰モード、高速減衰モードを選択的に設定可能なPWM制御回路と、前記負荷に対する高速減衰モードで前記負荷の電流が第１の設定電流値以下に低下した場合に前記低速減衰モードに切り換え制御するための制御信号を生成し、前記PWM 制御回路を制御する出力制御ロジック回路とを具備することを特徴とする。
【００２８】
本発明のモータ駆動制御システムは、本発明の半導体集積回路を用いて外部モータのモータコイルの電流制御を行うことを特徴とする。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００３０】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＩＣに形成されたＨブリッジ回路とＩＣ外部の負荷として接続されたステッピングモータのコイルとの接続関係の一例を示している。
【００３１】
図１において、ＩＣ10内に形成された11〜14はそれぞれ高耐圧タイプの出力スイッチ素子であり、例えばNMOSFET が用いられている。ここで、ハイサイド側のNMOSFET11 およびローサイド側のNMOSFET12 は直列に接続されており、その直列接続ノードは第１の外部出力端子15に接続されている。同様に、ハイサイド側のNMOSFET13 およびローサイド側のNMOSFET14 は直列に接続されており、その直列接続ノードは第２の外部出力端子16に接続されている。
【００３２】
これらの４個のNMOSFET11 〜14は、前記一対の外部出力端子15、16間に負荷として接続されるＩＣ外部のリアクタンス負荷を駆動するためのＨブリッジ回路を形成されている。本例では、リアクタンス負荷として、ステッピングモータのコイルＬが接続される。
【００３３】
前記ハイサイド側のNMOSFET11 、13の各ドレインは一括され、電流検出用の抵抗素子17を介してモータ用電源端子18に接続されており、このモータ用電源端子18にはモータ電源Ｖが接続される。また、前記ローサイド側のNMOSFET12 、14の各ソースは一括されて接地端子19に接続されている。
【００３４】
なお、Di1 〜Di4 はそれぞれ前記NMOSFET11 〜14に対応して並列に接続されている逆起電力吸収用のダイオードである。前記NMOSFET11 〜14にそれぞれダイオードが寄生して形成されている場合には、これらのダイオードを前記逆起電力吸収用のダイオードDi1 〜Di4 として用いることができる。
【００３５】
20はＨブリッジ回路をPWM パルス信号により駆動制御するためのPWM 制御回路である。22は前記電流検出用抵抗素子17による電圧降下を検出することによって、負荷電流が第２の設定電流値以上であるか否かを検出する第２の電流検出回路である。
【００３６】
さらに、前記電流検出用抵抗素子17による電圧降下を検出することによって、負荷電流が第１の設定電流値以下であるか否かを検出する第１の電流検出回路21が設けられている。ここで、前記第１の設定電流値は、チャージモードでの既存の設定電流値（第２の設定電流値）より規定値（オフセット値）だけ低い値であり、本例で新規に設定した電流値である。
【００３７】
これらの電流検出回路21および22は、それぞれ電圧比較回路が用いられており、それぞれ比較判定基準電圧Vref1 、Vref2 が基準電圧源から与えられる。この基準電圧Vref1 、Vref2 は、Ｈブリッジ回路がPWM 信号入力のパルス幅の変化に応じてコイル負荷に対するチャージレベルがステップ状に変化する疑似的な正弦波電流を流す際、各ステップにおける実際の電流の流れを制御する際に各ステップ毎に、例えばPWM 制御回路20と同一チップ上に搭載されるマイコンにより適切な値に設定制御される。
【００３８】
そして、出力制御ロジック回路23は、２つの電流検出回路21および22の各出力信号を受けて、Ｈブリッジ回路の動作モードを後述するように切り換え制御するための制御信号を生成し、前記PWM 制御回路20を制御する。
【００３９】
なお、最近のBi-CMOS プロセスによれば、PWM 制御回路20の構成素子とＨブリッジ回路の高耐圧タイプの出力スイッチ素子（例えば二重拡散型のNMOSFET ）とを同一チップ上に搭載することが可能であるが、Ｈブリッジ回路が形成されたＩＣとは別のＩＣにPWM 制御回路20を形成してもよい。
【００４０】
次に、上記Ｈブリッジ回路のNMOSFET11 〜14のゲートをPWM 制御回路20によりPWM 制御する際の動作を説明する。
【００４１】
コイル負荷Ｌに対する実際の電流を制御する際には、図１１（ａ）乃至（ｃ）を参照して前述したような３つの動作モードを組み合わせて、例えば図２、図５、図６、図７に示すようなシーケンスで制御する。
【００４２】
＜第１の制御例＞
図２は、図１のＨブリッジ回路およびコイル負荷における実際の電流の流れについて第１の制御例を示している。
【００４３】
図３は、図２に示す電流制御のシーケンスにおける電流検出用の抵抗素子17の電圧降下の変化および電流検出回路21、22の検出出力の変化の一例を示す波形図である。
【００４４】
図４は、図２に示す電流制御のシーケンスを示すフローチャートである。
【００４５】
図２に示す電流制御のシーケンスは、PWM パルスの周期（PWM 基準時間）内で電源印加モード（チャージモード、Charge Mode ）→高速回生モード（高速減衰モード、Fast Decay Mode ）→低速回生モード（低速減衰モード、Slow Decay Mode ）の順で切り換える。
【００４６】
この際、電源印加モード→高速回生モードの切換えは、電源印加モードにおいて第２の設定電流値（PWM 信号入力のパルス幅に対応した波高値）に達したことを電流検出用の抵抗素子17の電圧降下に基づいて第２の電流検出回路22で検出し、この検出出力を出力制御ロジック回路23で受けて切り換え制御する。
【００４７】
そして、高速回生モード→低速回生モードの切換えは、高速回生モードにおいて第１の設定電流値以下に低下していることを電流検出用の抵抗素子17の電圧降下に基づいて第１の電流検出回路21で検出し、この検出出力を出力制御ロジック回路23で受けて切り換え制御する。そして、上記低速回生モードをPWM 基準時間の終了まで継続させるように制御し、このような一連の制御を各周期毎に繰り返し実行させる。即ち、高速回生モードの時間内においても、電流比較を行い、予め設定した電流レベルまで低下していることを検出したならば、そのタイミングで低速回生モードの制御に移すようにしている。
【００４８】
なお、前記高速回生モードになって直ぐに第１の電流検出回路21の検出を行うと、回路動作の遅れなどの理由により誤動作が発生するおそれがある場合には、若干のブランク時間を経過してから検出を行うように制御することが望ましい。
【００４９】
＜第２の制御例＞
図５は、図１のＨブリッジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流の流れについて第２の制御例を示している。
【００５０】
図５に示す電流制御のシーケンスは、PWM パルスの周期（PWM 基準時間）内で電源印加モード→高速回生モード→低速回生モードの順で切り換え、上記低速回生モードの時間内に設定電流の変更が行われない場合には、次のPWM 基準時間も低速回生モードを継続させる（電流をホールドする）ように制御し、このような一連の制御を繰り返し実行させる。
【００５１】
このような制御によれば、低速回生モードを継続させるPWM 基準時間ではスイッチング損失が発生しないので、電流制御の全体としてスイッチング回数を減らし、スイッチング損失を少なくすることができる。
【００５２】
＜第３の制御例＞
図６は、図１のＨブリッジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流の流れについて第３の制御例を示している。
【００５３】
図６に示す電流制御のシーケンスは、PWM パルスの周期（PWM 基準時間）内で電源印加モード→高速回生モード→低速回生モードの順で切り換える。
【００５４】
この際、電源印加モードから高速回生モードに切り換えてから、一定の短いブランク時間Ａの経過後に設定電流値からの電流の低下幅（オフセットレベル）Ｂを演算する。そして、Ｂ／Ａの値が規定値より大きい場合は、次のPWM 基準時間も電源印加モード→高速回生モードの順で通常のPWM 動作を行うが、前記Ｂ／Ａの値が規定値より小さい場合は低速回生モードを継続させるように制御し、このような一連の制御を繰り返し実行させる。
【００５５】
このよな制御によれば、低速回生モードを継続させる（電流をホールドする）PWM 基準時間ではスイッチング損失が発生しないので、電流制御の全体としてスイッチング回数を減らし、スイッチング損失を少なくすることができる。
【００５６】
＜第４の制御例＞
図７は、図１のＨブリッジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流の流れについて第４の制御例を示している。
【００５７】
図７に示す電流制御のシーケンスは、PWM パルスの周期（PWM 基準時間）内に直ぐに高速回生モードになり、高速回生モードにおいて予め設定した電流レベル（設定電流値＝０の場合）に低下したことの検出出力を用いて低速回生モードに切り換え、この低速回生モードをPWM 基準時間の終了まで継続する。次のPWM 基準時間も低速回生モードを継続させる（電流を零のままホールドする）ように制御し、このような一連の制御を繰り返し実行させる。
【００５８】
なお、図１に示したＨブリッジ回路において、NMOSFET11 〜14はそれぞれドレイン・ソース間で双方向に電流を流すことが可能であるので、前記逆起電力吸収用のダイオードＤi1〜Ｄi4を省略し、NMOSFET11 〜14に逆起電力吸収の役割を持たせるようにしてもよい。
【００５９】
また、前記ハイサイド側のNMOSFET11 、13に代えて、それぞれPMOSFET を用いて上記NMOSFET11 、13と同様のタイミングで駆動するようにしてもよい。
【００６０】
上記した第１の実施形態では、ＩＣに形成されたＨブリッジ回路のPWM 制御により、ＩＣ外部のリアクタンス負荷（本例ではモータのコイル）に対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電流制御を行う際に、自動的に安定化した定電流で制御することが可能になる自動安定化定電流制御回路を実現することができる。
【００６１】
この際、高速回生モード内において負荷電流の必要減衰量が得られた後、低減衰速度（低速回生モード）への変更を行うので、負荷によって必要量が異なる電流の減衰力を自動化し、負荷電流をより正確に制御し、負荷電流の脈動を最低限とし、電流波形の安定性を大幅に向上させ、ノイズの発生量を低減することができる。また、低速回生モードにおいて減衰量がさらに必要な場合は、低速回生モードを継続することにより、必要な減衰量を得ることが容易になる。
【００６２】
また、上記自動安定化定電流制御回路は、従来のＩＣ外部の条件設定による電流可変能力の制御に代えて、電流可変能力の制御を自動的に行うことによって、PWM 制御時に発生する負荷電流の脈流が小さくなり、PWM 入力に対する負荷電流波形の再現性が向上する。しかも、電流可変能力の制御を自動的に行うので、従来のＩＣ外部の条件設定による電流可変能力の制御に比べて、条件設定に伴う制御入力が不要になり、その分だけ外部端子数が減少する。
【００６３】
また、負荷がリアクタンス負荷（誘導性負荷や容量性負荷）であれば、その種類を選ばずに電流の制御性の最適化が行われるので、モータなどの機械的な負荷変動が発生し得る場合での使用に際しても、最適な駆動結果が得られ易くなる利点がある。
【００６４】
また、上記自動安定化定電流制御回路を用いてモータのコイル電流をより正確に制御することが可能になるモータ駆動制御システムを実現することができる。このモータ駆動制御システムは、従来のモータ駆動制御システムに対して、第１の電流検出回路21を追加し、出力制御ロジック回路23を変更することにより実現できるので、電流制御を行っているシステムを置き換えることができ、幅広い分野（モータを使っているシステム全般）に適用することができ、システムの汎用効果が期待できる。
【００６５】
＜第２の実施形態＞
第１の実施形態では、電流検出用抵抗素子17をハイサイド側のNMOSFET11 および13のドレイン共通接続ノードとモータ用電源端子18との間に挿入したが、この挿入位置を変更してもよく、その一例を以下に示す。
【００６６】
図８は、本発明の第２の実施形態に係るＩＣに形成されたＨブリッジ回路とＩＣ外部に接続されたステッピングモータのコイルとの接続関係の基本構成を示している。
【００６７】
このＨブリッジ回路は、前述した図１中のＨブリッジ回路と比べて、ローサイド側のNMOSFET12 および14のソース共通接続ノードと接地（GND ）端子との間に電流検出用抵抗素子17を挿入し、この電流検出用抵抗素子17での電圧降下を電流検出回路21、22で検出するようにしている点が異なり、その他は同じであるので、図１中と同一符号を付してその説明を省略する。
【００６８】
但し、前述した第１の実施形態のように電流検出用抵抗素子17をモータ用電源端子18側に挿入した方が、電流検出用抵抗素子17による電圧降下がＨブリッジ回路に影響を及ぼすおそれが少ないので望ましい。
【００６９】
また、電流検出用抵抗素子17は、ＩＣ外部に接続してもよい。この場合、ＩＣ外部の電流検出用抵抗素子での電圧降下を検出する際、前記電流検出回路21、22を用いてもよいが、別の電流検出回路を用いるようにしてもよい。
【００７０】
＜第３の実施形態＞
第１および第２の実施形態では、出力スイッチ素子としてMOSFETを用いたが、出力スイッチ素子としてバイポーラトランジスタを用いるようにしてもよく、その一例を以下に示す。
【００７１】
図９は、本発明の第３の実施形態に係るＩＣに形成されたＨブリッジ回路とＩＣ外部に接続されたステッピングモータのコイルとの接続関係の基本構成を示している。
【００７２】
このＨブリッジ回路は、前述した図１中のＨブリッジ回路と比べて、ハイサイド側のMOSFET11、13に代えてPNP トランジスタQ1、Q3を用い、ローサイド側のMOSFET12、14に代えてNPN トランジスタQ2、Q4を用いている点が異なり、その他は同じであるので、図１中と同一符号を付してその説明を省略する。
【００７３】
【発明の効果】
上述したように本発明の半導体集積回路によれば、Ｈブリッジ回路によってリアクタンス負荷に対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電流制御を行う際に、正確な電流制御を行うことができ、負荷電流の脈流を小さくし、ノイズの発生量を低減することができる。
【００７４】
また、本発明のモータ駆動制御システムによれば、本発明の半導体集積回路に形成されたＨブリッジ回路をPWM 制御して外部モータのコイルに対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電流制御を行う際に、コイル電流をより正確に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＩＣに形成されたＨブリッジ回路とＩＣ外部に接続されたステッピングモータのコイルとの接続関係の一例を示す回路図。
【図２】図１のＨブリッジ回路およびコイル負荷における実際の電流の流れについて第１の制御例を示すシーケンス図。
【図３】図２に示す電流制御のシーケンスにおける電流検出用の抵抗素子の電圧降下の変化および電流検出回路の検出出力の変化の一例を示す波形図。
【図４】図２に示す電流制御のシーケンスを詳細に示すフローチャート。
【図５】図１のＨブリッジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流の流れについて第２の制御例を示すシーケンス図。
【図６】図１のＨブリッジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流の流れについて第３の制御例を示すシーケンス図。
【図７】図１のＨブリッジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流の流れについて第４の制御例を示すシーケンス図。
【図８】本発明の第２の実施形態に係るＩＣに形成されたＨブリッジ回路とＩＣ外部に接続されたステッピングモータのコイルとの接続関係の基本構成を示す回路図。
【図９】本発明の第３の実施形態に係るＩＣに形成されたＨブリッジ回路とＩＣ外部に接続されたステッピングモータのコイルとの接続関係の基本構成を示す回路図。
【図１０】ＩＣに形成された従来のＨブリッジ回路とＩＣ外部のに接続されたステッピングモータのコイルとの接続関係の一例を示す回路図。
【図１１】図１０のＨブリッジ回路により駆動されるコイル負荷における実際の電流の流れを制御する際の３つの動作モードを説明するために示す図。
【図１２】図１１に示す３つの動作モードについてNMOSFET ゲート印加信号の一例を示すタイミング波形図。
【図１３】従来のＨブリッジ回路により図１１に示す３つの動作モードを組み合わせた制御方法の一例を示すシーケンス図。
【図１４】従来のＨブリッジ回路により図１１に示す３つの動作モードを組み合わせた制御方法の他の例を示すシーケンス図。
【符号の説明】
10…ＩＣ、
11〜14…Ｈブリッジ回路を形成する高耐圧タイプのNMOSFET 、
15，16…外部出力端子、
17…電流検出用抵抗素子、
18…モータ用電源端子、
19…接地端子、
20…PWM 制御回路、
21…第１の電流検出回路、
22…第２の電流検出回路、
23…出力制御ロジック回路、
Ｖ…モータ電源、
Ｌ…リアクタンス負荷（ステッピングモータのコイル）、
Di1 〜Di4 …逆起電力吸収用のダイオード。
Claims (9)
- 一対の外部出力端子と、
前記一対の外部出力端子に各一端が接続され、各他端は一括されて電源ノード側に接続されるハイサイド側の２個の出力スイッチ素子および前記一対の外部出力端子に各一端が接続され、各他端は一括されて接地ノード側に接続されるローサイド側の２個の出力スイッチ素子を有し、前記一対の外部出力端子を介して外部に接続される負荷を駆動するためのＨブリッジ回路と、
前記Ｈブリッジ回路の出力スイッチ素子をパルス幅変調信号によりスイッチング駆動し、前記Ｈブリッジ回路による前記負荷に対するチャージモード、低速減衰モード、高速減衰モードを選択的に設定可能なPWM 制御回路と、
前記負荷に対する高速減衰モードで前記負荷の電流が第１の設定電流値以下に低下した場合に前記低速減衰モードに切り換え制御するための制御信号を生成し、前記PWM 制御回路を制御する出力制御ロジック回路
とを具備することを特徴とする半導体集積回路。 - 前記負荷の電流が第１の設定電流値以下に低下したことを検出する第１の電流検出回路をさらに具備し、
前記出力制御ロジック回路は、前記第１の電流検出回路の検出出力を受けて前記低速減衰モードに切り換え制御するための制御信号を生成することを特徴とする請求項１記載の半導体集積回路。 - 前記負荷の電流が第２の設定電流値に到達したことを検出する第２の電流検出回路をさらに具備し、
前記出力制御ロジック回路は、前記負荷に対するチャージモードで前記第２の電流検出回路の検出出力を受けて前記高速減衰モードに切り換え制御するための制御信号を生成し、前記PWM 制御回路を制御することを特徴とする請求項１または２記載の半導体集積回路。 - 前記Ｈブリッジ回路用の電源端子および接地端子と、
前記ハイサイド側の２個の出力スイッチ素子の一括接続ノードと前記電源端子との間または前記ローサイド側の２個の出力スイッチ素子の一括接続ノードと前記接地端子との間に挿入接続された電流検出用の抵抗素子
とをさらに具備し、
前記電流検出回路は、前記電流検出用抵抗素子による電圧降下を検出することによって前記負荷の電流を検出することを特徴とする請求項３または４記載の半導体集積回路。 - 請求項１記載の半導体集積回路と、
前記半導体集積回路の一対の外部出力端子にモータコイルが接続されたモータと、
前記半導体集積回路の外部に接続され、前記ハイサイド側の２個の出力スイッチ素子の一括接続ノードとモータ電源との間または前記ローサイド側の２個の出力スイッチ素子の一括接続ノードと接地との間に挿入接続された電流検出用の抵抗素子と、
前記電流検出用抵抗素子による電圧降下を検出することによって、前記モータコイルの電流が第１の設定電流値以下に低下したことを検出し、検出出力を前記半導体集積回路の出力制御ロジック回路に供給する第１の電流検出回路
とを具備することを特徴とするモータ駆動制御システム。 - 請求項１乃至４のいずれか１項に記載の半導体集積回路を用いて外部モータのモータコイルの電流制御を行うことを特徴とするモータ駆動制御システム。
- 前記半導体集積回路により前記モータコイルの動作モードを制御する際、PWM パルスの周期で決まるPWM 基準時間内で前記チャージモードから高速減衰モード、低速減衰モードの順で切り換えた後で、前記低速減衰モードを前記PWM 基準時間の終了まで継続させるように制御し、この一連の制御を各周期毎に繰り返し実行させることを特徴とする請求項５または６記載のモータ駆動制御システム。
- 前記半導体集積回路により前記モータコイルの動作モードを制御する際、PWM パルスの周期で決まるPWM 基準時間内で前記チャージモードから高速減衰モード、低速減衰モードの順で切り換えるように制御し、前記低速減衰モードの時間内に設定電流の変更が行われない場合には、次のPWM 基準時間も低速減衰モードを継続させるように制御することを特徴とする請求項５または６記載のモータ駆動制御システム。
- 前記半導体集積回路により前記モータコイルの動作モードを制御する際、PWM パルスの周期で決まるPWM 基準時間内で前記チャージモードから高速減衰モード、低速減衰モードの順で切り換えるように制御し、前記チャージモードから高速減衰モードに切り換えてから所定のブランク時間の経過後における前記モータコイルの電流の低下幅が規定値より大きい場合は次のPWM 基準時間もチャージモードから高速減衰モード、低速減衰モードの順で切り換え、前記モータコイルの電流の低下幅が規定値より小さい場合は低速減衰モードを継続させるように制御することを特徴とする請求項５または６記載のモータ駆動制御システム。
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