KR20180116142A - 반도체 장치 및 그 제어 방법 - Google Patents

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르네사스 일렉트로닉스 가부시키가이샤
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Abstract

스위칭 시의 노이즈를 저감하는 것이 가능한 반도체 장치를 제공한다. 반도체 장치인 드라이버 IC(120)는, 스위칭 소자인 PMOS 구동단(111)의 제어 단자를 구동하는 구동 회로(123)와, PMOS 구동단(111)의 스위칭 시의 턴온 또는 턴오프에 있어서의 출력 신호의 노이즈를 검출하는 노이즈 검출 회로(121)와, 검출된 노이즈에 기초하여 구동 회로(123)에 의한 구동을 제어하는 제어 회로(122)를 구비한다.

Description

반도체 장치 및 그 제어 방법{SEMICONDUCTOR DEVICE AND CONTROL METHOD THEREOF}
본 발명은 반도체 장치 및 그 제어 방법에 관한 것이며, 예를 들어 스위칭 소자를 구동하는 반도체 장치 및 그 제어 방법에 관한 것이다.
차량 탑재용 모터 등의 부하를 구동하는 구동 시스템에서는, 파워 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)나 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor : 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터) 등의 스위칭 소자가 널리 이용되고 있다. 근년, 차량 탑재용이나 산업용 등과 같이 구동 시스템의 다양화나 대전력화가 진행되고 있어, 다양한 조건에서 부하를 구동할 기술이 요망되고 있다.
이와 같은 스위칭 소자의 구동에 관련되는 기술로서, 예를 들어 특허문헌 1이 알려져 있다.
일본 특허 공개 제2014-121164호 공보
상기와 같이 다양한 조건에서 안정적으로 부하를 구동하기 위해서는 노이즈 저감이 큰 과제로 된다. 그러나, 관련되는 기술에서는, 구동 조건 등에 따라서 스위칭 시에 발생하는 노이즈를 저감하는 것이 곤란하다는 문제가 있었다.
그 밖의 과제와 신규 특징은, 본 명세서의 기술 및 첨부 도면으로부터 명백하게 될 것이다.
일 실시 형태에 따르면, 반도체 장치는, 구동 회로, 검출 회로 및 제어 회로를 구비한다. 구동 회로는, 스위칭 소자의 제어 단자를 구동한다. 검출 회로는, 스위칭 소자의 스위칭 시에 있어서의 출력 신호의 노이즈를 검출하고, 제어 회로는, 검출된 노이즈에 기초하여 구동 회로에 의한 구동을 제어한다.
상기 일 실시 형태에 따르면, 스위칭 시의 노이즈를 저감할 수 있다.
도 1은 실시 형태 1에 따른 모터 구동 시스템의 구성예를 도시하는 구성도.
도 2는 참고예의 드라이버 IC의 구성예를 도시하는 구성도.
도 3은 참고예의 드라이버 IC의 동작을 설명하기 위한 파형도.
도 4는 참고예의 드라이버 IC의 동작을 설명하기 위한 파형도.
도 5는 실시 형태 1에 따른 드라이버 IC의 구성예를 도시하는 구성도.
도 6은 실시 형태 1에 따른 드라이버 IC의 구성예를 도시하는 구성도.
도 7은 실시 형태 1에 따른 제어 회로의 구성예를 도시하는 구성도.
도 8은 실시 형태 1에 따른 제어 회로의 동작을 설명하기 위한 파형도.
도 9는 실시 형태 1에 따른 제어 회로의 동작을 설명하기 위한 파형도 및 플로우차트.
도 10은 실시 형태 1에 따른 노이즈 검출 회로의 구성예를 도시하는 구성도.
도 11은 실시 형태 1에 따른 노이즈 검출 회로의 동작을 설명하기 위한 파형도.
도 12는 실시 형태 1에 따른 구동 회로의 구성예를 도시하는 구성도.
도 13은 실시 형태 1에 따른 구동 회로의 동작을 설명하기 위한 파형도.
도 14는 실시 형태 1에 따른 구동 회로의 동작을 설명하기 위한 파형도.
설명의 명확화를 위해, 이하의 기재 및 도면은, 적절히, 생략 및 간략화가 이루어져 있다. 또한, 다양한 처리를 행하는 기능 블록으로서 도면에 기재되는 각 요소는, 하드웨어적으로는, CPU, 메모리, 그 밖의 회로로 구성할 수 있고, 소프트웨어적으로는, 메모리에 로드된 프로그램 등에 의해 실현된다. 따라서, 이들 기능 블록을 하드웨어만, 소프트웨어만 또는 그것들의 조합에 의해 다양한 형태로 실현할 수 있는 것은 당업자에게는 이해되는 바이며, 어느 것에 한정되는 것은 아니다. 또한, 각 도면에 있어서, 동일한 요소에는 동일한 부호가 붙여져 있고, 필요에 따라서 중복 설명은 생략되어 있다.
(실시 형태 1)
이하, 도면을 참조하여 실시 형태 1에 대하여 설명한다.
<실시 형태 1의 시스템 구성>
본 실시 형태에 따른 시스템으로서, 여기에서는 모터를 구동하는 모터 구동 시스템에 대하여 설명한다. 또한, 모터 구동 시스템은, 파워 디바이스인 파워 MOSFET나 IGBT 등의 스위칭 소자를 사용한 시스템의 일례이며, 스위칭 소자를 사용하여 부하를 구동하는 그 밖의 시스템이어도 된다.
도 1은 본 실시 형태에 따른 모터 구동 시스템의 구성예를 도시하고 있다. 본 실시 형태에 따른 모터 구동 시스템(100)은, 예를 들어 12V/48V 전원계 시스템에 있어서 펌프나 스티어링 등의 차량 탑재 모터 구동용의 시스템이다. 도 1에 도시한 바와 같이, 본 실시 형태에 따른 모터 구동 시스템(100)은 복수의 드라이버 IC(120), MCU(Micro Control Unit)(130), 복수의 인버터(110), 모터(140)를 구비하고 있다.
모터(140)는 모터 구동 시스템(100)에 의해 구동되는 부하의 일례이다. 예를 들어, 모터(140)는 위상이 상이한 3상의 구동 출력 신호 OUT(U상의 OUTu, V상의 OUTv 및 W상의 OUTw)에 의해 구동되는 브러시리스 DC 모터이다.
인버터[110(110u, 110v 및 110w)]는 MCU(130) 및 드라이버 IC(120)로부터의 제어에 따라서, 모터(140)를 구동하는 모터 구동 회로이다. 인버터(110)는, 입력되는 DC 전력(DC 전압)을 AC 전력(AC 전압)으로 변환하고, 변환한 AC 전력을 모터(140)에 공급하는 변환 회로이기도 하다.
인버터(110)는 제1 전원(예를 들어 12V/48V 전원)과 제2 전원(예를 들어 GND) 사이에 직렬 접속된 PMOS 구동단(하이 사이드 스위치)(111a)과 PMOS 구동단(로우 사이드 스위치)(111b)을 포함하고 있다. PMOS 구동단[111(111a 및 111b)]은 파워 MOSFET 등의 스위칭 소자를 포함하고, 스위칭 소자에 병렬 접속된 도시하지 않은 플라이휠 다이오드(FWD)를 내장하고 있다. 이 예에서는, 스위칭 소자로서 PMOS 트랜지스터(P채널형 트랜지스터)를 사용하지만, NMOS 트랜지스터(N채널형 트랜지스터)를 사용해도 된다. 예를 들어, PMOS 트랜지스터 및 플라이휠 다이오드를 포함하는 PMOS 구동단(111)은, 하나의 반도체 칩(반도체 장치)으로 구성되어 있지만, PMOS 트랜지스터와 플라이휠 다이오드를 각각 다른 반도체 칩으로 해도 된다. 또한, 대전력의 인버터(110)에서는, 각 PMOS 구동단(111)에 있어서 복수의 PMOS 트랜지스터를 병렬 접속해도 된다.
이 예에서는, 3상의 AC 전력에 의해 모터(140)를 구동하기 때문에, 3개의 인버터(110u, 110v 및 110w)가 병렬 접속되어 있고, 인버터(110u, 110v 및 110w)는 각각 PMOS 구동단(111a)과 PMOS 구동단(111b)의 중간 노드로부터 구동 출력 신호 OUTu, OUTv 및 OUTw를 모터(140)에 출력한다. PMOS 구동단(111a 및 111b)은, 드라이버 IC(120)로부터의 게이트 구동 신호 GDa 및 GDb에 따라서 온/오프하여, 구동 출력 신호 OUT(OUTu, OUTv 및 OUTw)를 생성한다. 구동 출력 신호 OUT는, PMOS 구동단(111)(예를 들어 111b)의 전압 VDS(PMOS 트랜지스터의 드레인-소스 전압)이기도 하다.
드라이버 IC[120(120u, 120v 및 120w)]는 MCU(130)로부터의 제어에 따라서, 인버터(110)의 PMOS 구동단(111a 및 111b)의 제어 단자(게이트)를 구동하는 인버터 구동 회로(게이트 구동 회로)이다. 또한, 후술하는 바와 같이, 본 실시 형태에 따른 드라이버 IC(120)는, 인버터(110)의 구동 출력 신호 OUT(전압 VDS)의 노이즈에 따라서 PMOS 구동단(111a 및 111b)의 구동을 제어한다.
인버터(110)마다 구동 제어를 행하기 위해, 인버터(110u, 110v 및 110w)에 각각 드라이버 IC(120u, 120v 및 120w)가 설치되어 있다. 드라이버 IC(120u, 120v 및 120w)는 MCU(130)로부터의 PWM(Pulse Width Modulation) 제어 신호 PIN에 따라서, 각각 인버터(110u, 110v 및 110w)의 PMOS 구동단(111a 및 111b)의 게이트를 구동하는 게이트 구동 신호 GDa 및 GDb를 생성한다. 또한, 인버터(110)와 드라이버 IC(120)는, 드라이브 모듈(101)을 구성하고 있다. 예를 들어, 하나의 드라이버 IC(120)는, 하나의 반도체 칩(반도체 장치)으로 구성되어 있지만, 하나의 인버터(110)와 하나의 드라이버 IC(120)를 포함하는 드라이브 모듈(101)을 하나의 반도체 장치로 해도 된다. 또한, 인버터(110u, 110v 및 110w)와 드라이버 IC(120u, 120v 및 120w)를 하나의 반도체 장치로 구성해도 된다. 또한, 반도체 장치에는 MCU(130)를 포함하고 있어도 된다.
MCU(130)는, 모터 구동 시스템(100)의 제어부이며, 드라이버 IC(120)를 통해 인버터(110)에 의한 모터(140)의 구동을 제어한다. MCU(130)는, 인버터(110)의 PMOS 구동단(111a 및 111b)의 스위칭을 제어하는 PWM 제어 신호 PIN을 생성하여, 드라이버 IC(120)에 출력한다. 또한, 후술하는 바와 같이, 본 실시 형태에 따른 MCU(130)는, 드라이버 IC(120)가 인버터(110)의 구동 출력 신호 OUT의 노이즈를 검출하는 검출 기간(윈도우)을 설정하는 검출 트리거 신호 TS를 생성한다.
이와 같은 모터 구동 시스템(100)에서는, PMOS 구동단(111)의 턴온 시 및 턴오프 시에, 구동 출력 신호 OUT인 전압 VDS(PMOS 구동단(111b)의 전압 VDS)에 링잉이 발생한다. 링잉(노이즈)이란, 스위칭 소자의 턴온 시 또는 턴오프 시에, 출력 신호에 발생하는 고주파 노이즈이다. 신호의 상승/하강에 의해 신호가 진동하여 오버슈트/언더슈트하는 것이라고도 할 수 있다. 링잉 발생의 주된 원인으로서는, PMOS 구동단(111) 내부의 플라이휠 다이오드의 역회복 전류나 PMOS 구동단(111) 내부의 기생 용량 및 배선 인덕터 등의 회로 요소에 의해, PMOS 구동단(111)의 스위칭 시에 발생하는 공진에 기인한다.
<참고예의 검토>
링잉과 같은 턴온 시 및 턴오프 시의 노이즈를 저감하기 위한 예로서, PMOS 구동단(111)의 게이트 구동 전압이나 게이트 저항을 조정함으로써 게이트 구동 능력을 조정하는 예가 생각된다. 그러나, 이와 같은 예에서는, 미리 정해진 특정한 구동 조건에만 맞추어 조정하기 때문에, 부하 전류의 변화가 광범위에 미치는 경우, 노이즈 저감의 최적화가 곤란하다는 문제가 있다. 또한, PMOS 구동단(111)에 탑재되는 파워 디바이스마다, 디바이스 용량 특성이나 게이트 컷오프 전압에 차가 있어, 스위칭 특성이 상이하기 때문에, 디바이스마다의 조정이 필요하다는 문제가 있다.
또한, 특허문헌 1을 기초로 생각되는 예로서, 도 2와 같은 참고예에 대하여 검토한다. 도 2는 3상 중 1상분의 인버터(110) 및 드라이버 IC(920)(드라이브 모듈(901))의 구성예를 도시하고 있다. 도 2에 도시한 바와 같이, 참고예의 드라이버 IC(920)는, 기울기 검출 회로(921), 제어 회로(922), (하이 사이드) 구동 회로(923a), (로우 사이드) 구동 회로(923b)를 구비하고 있다.
기울기 검출 회로(921)는 PMOS 구동단(111)의 턴온 시 및 턴오프 시에, 구동 출력 신호 OUT인 전압 VDS(PMOS 구동단(111b)의 전압 VDS)의 기울기를 검출한다. 제어 회로(922)는 기울기 검출 회로(921)가 검출한 전압 VDS의 기울기에 따라서 구동 회로(923a 및 923b)의 구동을 제어한다. 구동 회로(923a 및 923b)는 MCU(130)로부터의 PWM 제어 신호 PINa 및 PINb에 따라서 게이트 구동 신호 GDa 및 GDb를 생성함과 함께, 제어 회로(922)로부터의 제어에 따라서 전압 VDS의 기울기를 보정하도록 게이트 구동 신호 GDa 및 GDb를 조정한다.
도 3에 도시한 바와 같이, 구동 회로[923(923a 또는 923b)]가, 입력되는 PWM 제어 신호 PIN(PINa 또는 PINb)에 따라서 게이트 구동 신호 GD(GDa 또는 GDb)를 생성하고, PMOS 구동단[111(111a 또는 111b)]의 전압 VGS(PMOS 트랜지스터의 게이트-소스 전압)가 PWM의 펄스 파형으로 된다. 그렇게 하면, PMOS 구동단(111)(PMOS 트랜지스터)은 전압 VGS에 따라서 스위칭 동작을 행하여 온/오프를 반복한다.
이 때문에, PMOS 구동단(111)의 전류 ID(PMOS 트랜지스터의 드레인 전류)는 전압 VGS와 동일한 위상에서 하이/로우를 반복한다. 전압 VGS가 상승하면 전류 ID가 증가하고, 전압 VGS가 하강하면 전류 ID가 감소한다. 또한, PMOS 구동단(111)의 전압 VDS는, 전압 VGS 및 전류 ID와 역의 위상에서 하이/로우를 반복한다. 전압 VGS가 하강하면 PMOS 구동단(111)(PMOS 트랜지스터)이 온으로 되기 때문에 전압 VDS가 증가하고, 전압 VGS가 상승하면 PMOS 구동단(111)이 오프로 되기 때문에 전압 VDS가 감소한다.
참고예에서는, 도 3에 도시한 바와 같이 전압 VDS의 상승의 기울기를 검출하고, 검출된 기울기에 따라서, 도 4에 도시한 바와 같이 전압 VDS의 상승의 기울기를 조정한다. 즉, 참고예에서는, 링잉(노이즈)이 아니라, 턴온/턴오프 시의 기울기를 검출하여, 전압 경사를 조정하도록 게이트 구동 회로를 제어한다. 이 때문에, 직접적으로 노이즈값을 제어하고 있지 않기 때문에, 노이즈 대책을 충분히 행하는 것이 어렵다는 문제가 있다.
따라서, 본 실시 형태에서는, 발생하는 링잉 등의 노이즈에 맞추어 스위칭 동작을 제어하는 것을 가능하게 한다.
<실시 형태 1의 드라이버 IC의 개요>
본 실시 형태의 주요한 특징인 드라이버 IC의 개요에 대하여 설명한다.
본 실시 형태에 따른 드라이버 IC(120)는, 회로 동작 시에 있어서, 먼저, PMOS 구동단(111)의 전압 VDS를 모니터하여, 턴온 또는 턴오프 시의 오버슈트 파형으로부터 노이즈 레벨을 검출하고, PMOS 구동단(111)의 게이트를 제어한다.
드라이버 IC(120)는, PMOS 구동단(111)의 전압 VDS를 모니터하기 위한 단자를 갖고 있고, 모니터한 전압 VDS의 턴온 또는 턴오프의 기간만 전압을 검출하는 노이즈 검출 회로(후술하는 노이즈 검출 회로(121))를 갖는다. 이 노이즈 검출 회로는, 턴온 혹은 턴오프의 전압 VDS에 발생하는 오버슈트를 검출하도록 게이트 구동 신호와 동기하여 검출 기간을 설정한다. 검출 기간 및 타이밍은 MCU(130)로부터 공급되는 검출 트리거 신호 TS에 의해 제어된다.
또한, 노이즈 검출 회로는, 모니터한 전압 VDS의 오버슈트하는 고주파 성분을 DC 전압으로 변환하는 DC 변환기(후술하는 DC 변환기(205))를 갖고 있다. 이 DC 변환기는, 상기의 검출 기간의 전압 VDS로부터 오버슈트의 대소, 진동 전압의 진폭·감쇠에 대응한 DC 전압을 출력한다. DC 변환기의 DC 전압에 의해, 응답성 등도 고려하여 소정 시간 경과 후의 턴온 또는 턴오프 파형이 제어된다.
또한, 드라이버 IC(120)의 제어 회로(후술하는 제어 회로(122))는 링잉의 기준이 되는 기준 테이블을 갖고 있다. 이 제어 회로는, 노이즈가 초기 설정에 의해 선택되는 특정한 기준값으로 되도록 게이트 구동 조건(게이트 구동 전류)을 자동적으로 조정하여, 전압 VDS의 경사를 완만하게 조정함으로써 노이즈를 저감한다.
본 실시 형태에서는, 이와 같이 PMOS 구동단의 게이트 구동 조건(게이트 구동 전류)을 노이즈 레벨에 따라서 조정함으로써, 턴온 및 턴오프 시의 노이즈 저감 가능한 반도체 장치(적정 드라이브 파형 생성 회로)를 실현한다.
<실시 형태 1의 드라이버 IC의 구성>
도 5는 도 2와 마찬가지로 3상 중 1상분의 인버터(110) 및 드라이버 IC(120)(드라이브 모듈(101))의 구성예를 도시하고 있다. 또한, 3상의 인버터(110) 및 드라이버 IC(120)는 동일한 구성이다. 도 5에 도시한 바와 같이, 본 실시 형태에 따른 드라이버 IC(120)는, 노이즈 검출 회로(121), 제어 회로(122), (하이 사이드) 구동 회로(123a), (로우 사이드) 구동 회로(123b)를 구비하고 있다.
노이즈 검출 회로(121)는 스위칭 소자인 PMOS 구동단(111)의 스위칭 시에 있어서의 구동 출력 신호 OUT의 노이즈를 검출한다. 노이즈 검출 회로(121)는 PMOS 구동단(111)의 턴온 또는 턴오프로부터 소정 기간을, 노이즈를 검출하는 검출 기간으로서 선택한다. 노이즈 검출 회로(121)는 PMOS 구동단(111)의 턴온 시 및 턴오프 시(혹은 어느 것)에, 검출 트리거 신호 TS의 타이밍에 따라서, 구동 출력 신호 OUT인 전압 VDS(PMOS 구동단(111b)의 전압 VDS)의 노이즈를 검출하고, 검출한 노이즈를 노이즈 검출 신호 NS로서 출력한다. 예를 들어, 노이즈 검출 회로(121)는, 검출 트리거 신호 TS에 따라서 턴온 또는 턴오프 시에 검출 기간(윈도우)을 설정하고, 그 기간의 진동 전압을 검파한다. 링잉(노이즈)의 진동 전압은 파워 디바이스의 전류 조건 등에 의해 변화되기 때문에, 부하 전류에 따라서 노이즈 검출 회로(121)의 출력을 연동시킨다. 예를 들어, 노이즈 검출 회로(121)는 구동 출력 신호 OUT의 노이즈 성분의 평균값(직류 성분)을 출력한다. 노이즈 검출 회로(121)를 이와 같이 구성함으로써, 확실하게 노이즈를 검출할 수 있다.
제어 회로(122)는 검출된 노이즈에 기초하여 구동 회로(123a 및 123b)에 의한 구동을 제어한다. 제어 회로(122)는 검출된 노이즈와 기준값의 차분에 기초하여, 구동 회로(123a 및 123b)를 제어한다. 이에 의해, 발생한 노이즈에 따른 제어가 가능하다. 제어 회로(122)는 노이즈 검출 회로(121)가 검출한 전압 VDS의 노이즈를 나타내는 노이즈 검출 신호 NS에 따라서, 구동 회로(123a 및 123b)의 구동을 제어하는 게이트 제어 신호 GCa 및 GCb를 생성한다. 구동 회로(123a 및 123b)는 PMOS 구동단(111a 및 111b)의 제어 단자(게이트)를 구동한다. 예를 들어, 상기 구동 회로(123a 및 123b)는 제어 회로(122)의 제어에 따라서, 게이트 구동 전류를 제어하여, 구동 출력 신호 OUT의 상승 또는 하강의 기울기를 조정한다. 이에 의해, 노이즈를 효과적으로 억제할 수 있다. 구동 회로(123a 및 123b)는 MCU(130)로부터의 PWM 제어 신호 PINa 및 PINb에 따라서 게이트 구동 신호 GDa 및 GDb를 생성함과 함께, 제어 회로(122)로부터의 게이트 제어 신호 GCa 및 GCb에 따라서 전압 VDS의 노이즈를 저감하도록 게이트 구동 신호 GDa 및 GDb를 조정한다.
또한, 도 6에 도시한 바와 같이, 하나의 PMOS 구동단(111)을 구동하는 경우, 본 실시 형태에 따른 드라이버 IC(120)는, 적어도, 노이즈 검출 회로(121), 제어 회로(122), 구동 회로(123)를 구비해도 된다.
<실시 형태 1의 제어 회로>
도 7은 도 5의 드라이버 IC(120)에 포함되는 제어 회로(122)의 구성예를 도시하고 있다. 도 7에 도시한 바와 같이, 본 실시 형태에 따른 제어 회로(122)는 비교부(201), 기준 테이블 기억부(202)를 구비하고 있다.
기준 테이블 기억부(202)는 전압 VDS의 노이즈를 검출하기 위한 기준값을 포함하는 기준 테이블을 기억한다. 기준값은, 회로의 구성이나 특성, 구동 조건 등에 따라서 미리 설정되어 있다. 비교부(201)는 기준 테이블 기억부(202)에 기억된 기준 테이블의 기준값과, 노이즈 검출 회로(121)가 검출한 노이즈 전압(노이즈 검출 신호 NS)을 비교하고, 그 차분을 게이트 제어 신호 GCa 및 GCb로서 출력한다. 이와 같은 구성에 의해, 간이하게 노이즈에 따른 제어가 가능해진다. 또한, 기준 테이블에 복수의 기준값을 설정해 두어도 된다. 예를 들어, 제1 기준값보다도 노이즈가 큰 경우, 노이즈를 억제하도록 제어하고, 제2 기준값(제1 기준값보다도 작은 값)보다도 노이즈가 작은 경우, 노이즈의 억제를 해제하도록 제어해도 된다.
도 8 및 도 9의 파형도 및 플로우차트를 사용하여, 본 실시 형태에 따른 제어 회로(122)의 동작에 대하여 설명한다.
도 8에 도시한 바와 같이, 도 3의 참고예의 파형과 마찬가지로, 구동 회로[123(123a 또는 123b)]가, MCU(130)로부터 입력되는 PWM 제어 신호 PIN(PINa 또는 PINb)에 따라서 게이트 구동 신호 GD(GDa 또는 GDb)를 생성하고, PMOS 구동단[111(111a 또는 111b)]에 PWM의 펄스 파형으로 되는 전압 VGS를 출력한다. 이 전압 VGS에 따라서 PMOS 구동단(111)이 온/오프를 반복하기 때문에, PMOS 구동단(111)의 전류 ID는, 전압 VGS와 동일한 위상에서 하이/로우를 반복하고, PMOS 구동단(111)의 전압 VDS는, 전압 VGS 및 전류 ID와 역의 위상에서 하이/로우를 반복한다.
MCU(130)는, 전압 VDS의 상승(혹은 하강)으로부터 소정 기간의 검출 타이밍을 나타내는 검출 트리거 신호 TS를 생성한다. 예를 들어, 검출 트리거 신호 TS의 상승으로부터 하강까지가, 전압 VDS의 검출 기간으로 된다. 노이즈 검출 회로(121)는 이 검출 트리거 신호 TS의 타이밍에 맞추어 전압 VDS의 턴온/턴오프 시의 노이즈를 검출한다. 노이즈 검출 회로(121)가 이 타이밍에 노이즈를 검출하면, 제어 회로(122)에서는, 비교부(201)가 검출한 노이즈와 기준값을 비교하고, 비교 결과에 따라서 소정 시간 경과 후의 전압 VDS의 제어에 노이즈량을 반영시킨다. 소정 시간 경과 후의 제어에 반영함으로써, 안정된 제어가 가능해진다.
도 9는 PMOS 구동단(111)의 전압 VDS의 상태가 ST1∼ST3로 변화되는 경우의 동작의 흐름을 나타내고 있다.
먼저, 상태 ST1은 기준 상태이다. 기준 상태에서는, 전압 VDS가 소정의 노이즈 이하로 되도록 PMOS 구동단(111)이 제어되어 있다(S101). 예를 들어, 미리 정해진 특정한 구동 조건에 맞추어, 소정의 범위의 노이즈가 억제되도록 조정되어 있다.
다음에, 상태 ST2에 있어서, 부하가 변동되어 노이즈가 증가한다. 부하가 변동되어 PMOS 구동단(111)의 전압 VDS의 노이즈 레벨이 변화되면(S102), 노이즈 검출 회로(121)는 전압 VDS의 노이즈 레벨을 검출하고, 노이즈의 증대를 검지한다(S103). 제어 회로(122)는 검출한 노이즈 레벨을 기준값과 비교하고(S104), 노이즈 레벨이 기준값을 초과하는 경우, 제어 회로(122)는 구동 회로(123)에 피드백 제어를 행한다(S105).
그렇게 하면, 상태 ST3에 있어서, 노이즈 저감을 위한 구동 제어를 행한다. 제어 회로(122)는 구동 회로(123)를 제어하여 PMOS 구동단(111)의 스위칭 특성을 노이즈 레벨이 억제되도록 제어한다(S106). 이 제어 동작은, 리얼타임이 아니라, 동작의 피드백 안정성이나 회로 실현성을 높이기 위해 검출 후의 지연 시간을 두고 제어가 작용하도록 구성된다.
<실시 형태 1의 노이즈 검출 회로>
도 10은 도 5의 드라이버 IC(120)에 포함되는 노이즈 검출 회로(121)의 구성예를 도시하고 있다. 도 10에 도시한 바와 같이, 본 실시 형태에 따른 노이즈 검출 회로(121)는 검출 기간 선택부(203), 하이 패스 필터(204), DC 변환기(205)를 구비하고 있다.
검출 기간 선택부(203)는 MCU(130)로부터의 검출 트리거 신호 TS에 맞추어 전압 VDS의 검출 기간(검출 윈도우)을 선택한다. 또한, 검출 트리거 신호 TS에 한하지 않고, PMOS 구동단(111)의 턴오프 또는 턴온으로부터 소정 기간을 검출 기간으로 설정할 수 있으면 된다(PWM 제어 신호 등에 기초해도 된다). 하이 패스 필터(204)는 선택된 검출 기간의 고주파 성분(노이즈 성분)만을 추출한다. DC 변환기(205)는 추출된 고주파 성분(노이즈 성분)을 직류 성분으로 평균화하여, 노이즈 검출 신호 NS를 생성한다. 이와 같은 구성에 의해, 간이하게 노이즈를 검출할 수 있다.
도 11은 본 실시 형태에 따른 노이즈 검출 회로(121)의 동작 파형을 도시하고 있다. 도 11에 도시한 바와 같이, 도 8과 마찬가지로, 검출 트리거 신호 TS는, 전압 VDS의 (턴온/턴오프의) 상승으로부터 소정 기간의 검출 기간의 타이밍을 나타내고 있다. 또한, 하강으로부터 소정 기간을 검출 기간으로 해도 된다. 검출 기간으로 되는 소정 기간은, 회로의 구성이나 특성, 구동 조건 등에 따라서 미리 설정되어 있다.
검출 기간 선택부(203)는 MCU(130)로부터 공급되는 검출 트리거 신호 TS에 따라서 검출 기간을 설정하고, 이 검출 기간만의 검출 전압을 출력한다. 이 검출 전압은, 스위칭 주파수 및 링잉 주파수가 포함되기 때문에, 하이 패스 필터(204)에서 스위칭 주파수분을 제거하여, 하이 패스 필터 통과 후의 검출 전압은 링잉분(노이즈 성분)만으로 된다. DC 변환기(205)는 이 링잉 파형을 DC 전압으로 변환하고, 노이즈 검출 신호 NS로서 제어 회로(122)에 출력한다. 이 노이즈 검출 신호 NS가, 제어 회로(122)에서 기준값과 비교된다.
<실시 형태 1의 구동 회로>
도 12는 도 5의 드라이버 IC(120)에 포함되는 구동 회로(123)의 구성을 도시하고 있다. 도 12에 도시한 바와 같이, 본 실시 형태에 따른 구동 회로(123)(예를 들어 하이 사이드의 구동 회로(123a)이지만 로우 사이드도 마찬가지임)는, 복수의 전류원 회로[210(210_1∼210_n)]와 구동 전류 설정 회로(220)를 구비하고 있다. 이들 구성에 의해 간이하게 노이즈의 저감을 실현할 수 있다.
전류원 회로(210)는 PMOS 구동단(111)에 게이트 구동 전류를 공급하는 전류원이다. 전류원 회로(210)는 제1 전원과 제2 전원 사이에, 직렬로 접속된 제1 전류원(211)과 제2 전류원(212)을 갖고, 제1 전류원(211)과 제2 전류원(212)의 중간 노드가 PMOS 구동단(111)(PMOS 트랜지스터)의 게이트에 접속되어 있다. 또한, 제1 전원과 제1 전류원(211) 사이에, 제1 전류원(211)에 의한 전류 공급을 제어하는 제1 스위치(213)를 갖고, 제2 전원과 제2 전류원(212) 사이에, 제2 전류원(212)에 의한 전류 공급을 제어하는 제2 스위치(214)를 갖는다.
구동 전류 설정 회로(220)는, 복수의 전류원 회로(210)의 제1 스위치(213) 및 제2 스위치(214)의 온/오프를 전환함으로써, 게이트 구동 신호 GD의 전류를 설정한다. 구동 전류 설정 회로(220)는, MCU(130)로부터 입력되는 PWM 제어 신호 PIN의 타이밍에 맞추어, 전류원 회로(210)의 제1 스위치(213) 및 제2 스위치(214)를 온/오프하여, 게이트 구동 신호 GD를 생성한다. 또한, 구동 전류 설정 회로(220)는, 제어 회로(122)로부터의 게이트 제어 신호 GC에 따라서, 제1 스위치(213) 및 제2 스위치(214)를 온/오프하는 전류원 회로[210(210_1∼210_n)], 즉 PMOS 구동단(111)을 구동하는 전류원 회로를 선택하고, 게이트 구동 전류(게이트 구동 신호 GD의 전류)를 제어한다. 예를 들어, 게이트 제어 신호 GC가 큰 경우(노이즈와 기준값의 차가 큼), 제1 스위치(213) 및 제2 스위치(214)를 온하는 전류원 회로(210)를 감소시킴으로써 게이트 구동 전류를 작게 하고, 게이트 제어 신호 GC가 작은 경우(노이즈와 기준값의 차가 작음), 제1 스위치(213) 및 제2 스위치(214)를 온하는 전류원 회로(210)를 증가시킴으로써 게이트 구동 전류를 크게 한다.
도 13 및 도 14는, 본 실시 형태에 따른 구동 회로(123)의 동작예로서, 조건 1∼조건 3에 있어서의 전압 VDS의 파형을 도시하고 있다. 도 13에 도시한 바와 같이, 조건 1(기준 상태)에 있어서의 전압 VDS의 파형을 기준이 되는 링잉이라 한다. 그리고, 조건 2와 같이, 부하 변동이나 PMOS 구동단(111)의 특성에 의해 링잉이 심해지면, 노이즈 검출 회로(121)는 링잉 대소를 DC 전압으로 변환하여 출력한다. 그렇게 하면, 조건 3과 같이, 구동 회로(123)가 게이트 전류를 조정함으로써 링잉을 억제한다. 본 실시 형태에서는, 게이트 구동 전류(정전류 구동)를 제어함으로써 SW 시간을 변화시켜 노이즈를 억제한다.
구체적으로는, 조건 2와 조건 3의 파형을 비교하면, 도 14에 도시한 바와 같이, 조건 2에서는 게이트 구동 전류가 크고 게이트 전압 VGS의 인가 기간이 짧기 때문에, 전압 VDS의 경사가 급하여 링잉이 크다. 이 때문에, 조건 3에서는, 게이트 구동 전류를 작게 하고, 게이트 전압 VGS의 인가 기간을 길게 한다. 이에 의해, 전압 VDS의 기울기가 완만해져, 링잉을 억제할 수 있다.
<실시 형태 1의 효과>
이상과 같이, 본 실시 형태에서는, PMOS(PMOS 구동단의 PMOS 트랜지스터)를 구동하는 드라이버 IC에 있어서, PMOS의 출력 전압의 노이즈를 검출하는 노이즈 검출 회로를 구비하였다. 노이즈의 검출에서는, 출력 전압의 오버슈트의 링잉을 DC 전압으로 변환하고, 이 DC 전압과 내부의 기준 전압의 비교 결과에 기초하여, 게이트 전류를 제어함으로써 출력 전압의 경사를 제어하는 것으로 하였다. 이에 의해, 구동 조건에 관계없이, 턴온 또는 턴오프 시의 노이즈를 적절하게 저감할 수 있다.
구성하는 회로나 출력단 디바이스의 선정, 부하 변동에 따라서, PMOS의 링잉 파형과 그것에 의해 발생하는 노이즈는 변화된다. 이 때문에, 본 실시 형태와 같이 링잉 부분을 모니터링하여, 링잉 부분에 포함되는 고주파 성분에 대응하는 전압을 검출함으로써, 부하 변동 시에 자동적으로 노이즈를 일정값으로 억제하도록 제어할 수 있다. 또한, 본 실시 형태에 의해, 디바이스, 회로 구성, 부하 조건에 의해 변화되는 노이즈에 관한 설계를 간략화하는 것이 가능해진다.
이상, 본 발명자에 의해 이루어진 발명을 실시 형태에 기초하여 구체적으로 설명하였지만, 본 발명은 이미 설명한 실시 형태에 한정되는 것은 아니고, 그 요지를 일탈하지 않는 범위에 있어서 다양한 변경이 가능한 것은 물론이다.
100 : 모터 구동 시스템
101 : 드라이브 모듈
110, 110u, 110v, 110w : 인버터
111, 111a, 111b : PMOS 구동단
120, 120u, 120v, 120w : 드라이버 IC
121 : 노이즈 검출 회로
122 : 제어 회로
123, 123a, 123b : 구동 회로
130 : MCU
140 : 모터
201 : 비교부
202 : 기준 테이블 기억부
203 : 검출 기간 선택부
204 : 하이 패스 필터
205 : DC 변환기
210 : 전류원 회로
211 : 제1 전류원
212 : 제2 전류원
213 : 제1 스위치
214 : 제2 스위치
220 : 구동 전류 설정 회로
GC, GCa, GCb : 게이트 제어 신호
GD, GDa, GDb : 게이트 구동 신호
NS : 노이즈 검출 신호
OUT, OUTu, OUTv, OUTw : 구동 출력 신호
PIN, PINa, PINb : PWM 제어 신호
TS : 검출 트리거 신호

Claims (12)

  1. 스위칭 소자의 제어 단자를 구동하는 구동 회로와,
    상기 스위칭 소자의 스위칭 시에 있어서의 출력 신호의 노이즈를 검출하는 검출 회로와,
    상기 검출된 노이즈에 기초하여 상기 구동 회로에 의한 구동을 제어하는 제어 회로를 구비하는 반도체 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 검출 회로는, 상기 스위칭 소자의 턴온 또는 턴오프로부터 소정 기간을, 상기 노이즈를 검출하는 검출 기간으로서 선택하는 반도체 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 검출 회로는, 입력되는 검출 트리거 신호에 따라서 상기 검출 기간을 선택하는 반도체 장치.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 검출 회로는, 상기 검출 기간에 있어서의 상기 출력 신호의 노이즈 성분의 평균값을 검출하는 반도체 장치.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 검출 회로는,
    상기 검출 기간을 선택하는 검출 기간 선택 회로와,
    상기 선택된 검출 기간에 있어서의 상기 출력 신호의 고주파 성분을 통과시키는 하이 패스 필터와,
    상기 하이 패스 필터를 통과한 고주파 성분의 신호를 직류 성분의 신호로 변환하는 변환기를 구비하는 반도체 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제어 회로는, 상기 검출된 노이즈와 기준값의 차분에 기초하여, 상기 구동 회로의 구동을 제어하는 반도체 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제어 회로는,
    상기 기준값을 기억하는 기억부와,
    상기 검출된 노이즈와 상기 기억된 기준값을 비교하는 비교부를 구비하는 반도체 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 구동 회로는, 상기 제어 회로의 제어에 따라서, 상기 출력 신호의 상승 또는 하강의 기울기를 조정하는 반도체 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 구동 회로는, 상기 제어 회로의 제어에 따라서, 상기 제어 단자를 구동하는 구동 전류를 조정하는 반도체 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 구동 회로는,
    상기 제어 단자에 구동 전류를 공급하는 복수의 전류원과,
    상기 제어 회로의 제어에 따라서, 상기 복수의 전류원으로부터 상기 제어 단자에 구동 전류를 공급하는 전류원을 선택하는 선택 회로를 구비하는 반도체 장치.
  11. 하이 사이드 스위칭 소자의 제어 단자를 구동하는 하이 사이드 구동 회로와,
    로우 사이드 스위칭 소자의 제어 단자를 구동하는 로우 사이드 구동 회로와,
    상기 하이 사이드 스위칭 소자 또는 상기 로우 사이드 스위칭 소자의 스위칭 시에 있어서의 출력 신호의 노이즈를 검출하는 검출 회로와,
    상기 검출된 노이즈에 기초하여 상기 하이 사이드 구동 회로 및 상기 로우 사이드 구동 회로에 의한 구동을 제어하는 제어 회로를 구비하는 반도체 장치.
  12. 스위칭 소자의 제어 단자를 구동하는 구동 회로를 갖는 반도체 장치의 제어 방법으로서,
    상기 스위칭 소자의 스위칭 시에 있어서의 출력 신호의 노이즈를 검출하고,
    상기 검출된 노이즈에 기초하여 상기 구동 회로에 의한 구동을 제어하는 반도체 장치의 제어 방법.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2020124010A (ja) * 2019-01-29 2020-08-13 キヤノン株式会社 制御装置、露光装置、および物品の製造方法
JP7143933B2 (ja) * 2019-03-14 2022-09-29 富士電機株式会社 パワーモジュール
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3067601B2 (ja) 1995-08-02 2000-07-17 株式会社デンソー 電動モータの制御装置
US6121789A (en) 1998-09-04 2000-09-19 Winbond Electronics Corporation Output buffer with control circuitry
US7535258B1 (en) * 2004-12-15 2009-05-19 Lattice Semiconductor Corporation Programmable current output and common-mode voltage buffer
JP5269218B2 (ja) * 2012-01-31 2013-08-21 株式会社東芝 スイッチング電源及び電子機器
JP6132280B2 (ja) 2012-12-14 2017-05-24 Ｎｌｔテクノロジー株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ及びそれを搭載した表示装置
US9444444B2 (en) 2013-08-02 2016-09-13 Analog Devices Global Anti-ringing technique for switching power stage

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