WO2007029517A1 - 過電流保護回路、負荷駆動装置、モータ駆動装置、電気機器、電源装置 - Google Patents

過電流保護回路、負荷駆動装置、モータ駆動装置、電気機器、電源装置 Download PDF

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WO2007029517A1
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Shigeru Hirata
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Rohm Co., Ltd.
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    • H02P7/29—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using pulse modulation

Definitions

  • Overcurrent protection circuit load drive device, motor drive device, electrical equipment, power supply device
  • the present invention relates to a load driving device such as a motor driving device and a power supply device, and more particularly to an overcurrent protection circuit thereof.
  • the conventional overcurrent protection circuit generally monitors a drive current flowing through a protection target (such as a load or an internal element of a device), and thereafter the drive current reaches a predetermined threshold value.
  • a protection target such as a load or an internal element of a device
  • Patent Document 1 discloses a first corresponding to a large current that may damage the semiconductor switch when the current flows even for a short period of time.
  • the comparator has a threshold value of 1, stores a second threshold value lower than the first threshold value in the memory, and when the detected current value is equal to or higher than the first threshold value, or the CPU sets the second threshold value.
  • An intelligent power switch and a switching device have been disclosed and proposed to turn off a semiconductor switch when it is determined that a current exceeding the threshold value has continuously flowed for a certain period of time.
  • Patent Document 2 includes a fuse, a primary winding of a transformer, a switch element, and a current detection resistor connected in series between a DC voltage input terminal and a ground terminal.
  • the switch element is turned on and off to keep the output voltage of the rectifying and smoothing circuit connected to the secondary side of the transformer at a constant voltage, and the current detection voltage by the current detection resistor is predetermined.
  • Switching power supply device that performs a protection operation when a threshold value of In parallel with the detection resistor, there is a switching power supply device in which a protective diode is connected in reverse polarity to cut a large current through the fuse by receiving a voltage exceeding the reverse withstand voltage in the event of a short-circuit failure of the switch element. Disclosure is proposed.
  • Patent Document 3 discloses and proposes a semiconductor integrated circuit and a motor drive control system for switching and controlling the operation mode of the H-bridge circuit according to the load current.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 9 331625
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 2001-145339
  • Patent Document 3 Patent No. 3665565 Specification
  • the operation of the device can be shut down when an overcurrent occurs, and the protection target (load, internal elements of the device, etc.) may be destroyed. Can be reduced.
  • the conventional overcurrent protection circuit is configured to determine that an overcurrent has occurred in the device only when a drive current of a predetermined threshold value or more flows for a predetermined time. It also has the feature that malfunctions are less likely to occur due to instantaneous noise.
  • Patent Document 1 is a technique that can solve the above-described problems.
  • it is necessary to provide a CPU and a memory to realize the overcurrent protection operation.
  • An increase in the scale of the apparatus and an increase in cost have been invited.
  • Patent Document 2 is a technique that can solve the above-described problem.
  • the fuse is blown to cause the apparatus to shut down. When was shut down, it was impossible to attempt to automatically restore the device after that.
  • Patent Document 3 only switches the operation mode of the H-bridge circuit according to the load current that reduces the pulsating flow of the load current and reduces the amount of noise generation. However, it was not possible to solve the above problems.
  • an object of the present invention is to provide an overcurrent protection circuit capable of protecting a protection target (a load, an internal element of an apparatus, etc.) necessary and sufficiently.
  • an overcurrent protection circuit compares a sense resistor that generates a detection voltage according to a current flowing through a protection target, and the detection voltage and a first threshold voltage.
  • An overcurrent protection circuit comprising a circuit, wherein the timer circuit starts counting a first threshold time when the detected voltage reaches a first threshold voltage, and the detected voltage is When the first threshold time elapses without falling below the threshold voltage, the overcurrent protection signal is changed to disable and the second threshold time is started, and the second threshold time elapses.
  • the overcurrent protection signal is On the other hand, when the detection voltage reaches the second threshold voltage after the detection voltage reaches the first threshold voltage and the timing of the first threshold time is started, the first threshold time is reached.
  • the configuration is such that the timing without waiting for the completion is forcibly completed, the overcurrent protection signal is disabled, and the timing of the second threshold time is started (first configuration).
  • the timer circuit includes a capacitor from which a charging voltage is drawn from one end; a first constant current source as charging means for the capacitor; and the capacitor A first constant switch that switches between charging and discharging of the capacitor according to the comparison output signal of the first comparator and the overcurrent protection signal; and the comparison output signal of the second comparator and the A second switch that opens a short circuit between one end of the capacitor and the power supply line according to an overcurrent protection signal; a second switch that opens; a third output logic that changes according to the level of the charging voltage and a predetermined lower limit setting voltage; The output logic changes according to the level of the charge voltage and the predetermined upper limit set voltage.
  • a first comparator and a first flip-flop that receives the comparison output signals of the third and fourth comparators, and that outputs its own output signal as the overcurrent protection signal.
  • the capacitor When the detected voltage has reached the first threshold voltage, the capacitor is charged by a first constant current source, and when the detected voltage has not reached the first threshold voltage, or the overcurrent protection signal is When the transition is made to disable, the second constant current source is controlled to discharge the capacitor.
  • the second switch is connected to one end of the capacitor and the power source.
  • the capacitor is short-circuited with the line. It is recommended to use a configuration (second configuration) that is controlled so that the gap between one end of the device and the power line is opened.
  • a load driving apparatus includes an output circuit having an output switch element connected to a load; and a control for supplying a drive current to the load in accordance with open / close control of the output switch element
  • a load driving device comprising: an overcurrent protection circuit that monitors the drive current and generates an overcurrent protection signal, wherein the overcurrent protection circuit is any one of the above first to third circuits. And an overcurrent protection circuit configured as described above, wherein the control circuit is configured to prohibit opening / closing control of the output switch element in response to the overcurrent protection signal being disabled (fourth configuration).
  • the motor drive device is a motor drive device that performs drive control of the motor, and as means for supplying a drive current to a motor coil that constitutes the motor, In other words, it is a configuration (fifth configuration) including the load driving device.
  • An electric device is an electric device including a motor and a motor driving device that controls driving of the motor, and the motor driving device includes the fifth device.
  • a configuration (sixth configuration) including a motor drive device configured as described above is provided.
  • a power supply device includes an output circuit having an output switch element connected between input and output terminals; and an input voltage according to open / close control of the output switch element.
  • a power supply apparatus comprising: a control circuit that generates a desired output voltage; and an overcurrent protection circuit that monitors an electric current flowing through the output switch element and generates an overcurrent protection signal.
  • the circuit includes an overcurrent protection circuit having any one of the first to third configurations, and the control circuit is prohibited from opening / closing control of the output switch element in response to the overcurrent protection signal being disabled. This is the configuration (seventh configuration).
  • FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of an electrical apparatus provided with a motor drive device according to the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of a timer circuit TMR.
  • FIG. 3 is a waveform diagram showing an operation example of the timer circuit TMR.
  • FIG. 4 is a waveform diagram showing an operation example of the timer circuit TMR.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a gate signal generation operation in response to operation mode control signals FIN and RIN.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining a drive current path in each operation mode (forward rotation, reverse rotation, brake, idling).
  • FIG. 7 is a block diagram showing an embodiment of a power supply device according to the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram (partly including circuit elements) showing an embodiment of an electric apparatus provided with a motor drive device according to the present invention.
  • the electrical device of the present embodiment includes a motor 1 and a motor drive device 2 that controls the drive of the motor 1.
  • the motor 1 is a single-phase DC motor that rotates in a direction corresponding to the drive current flowing through the motor coil L.
  • the motor drive device 2 uses four operating modes (forward, reverse, brake, idle). Switch).
  • examples of the mechanism of the electric device provided with the reversible motor 1 include a tray opening / closing mechanism, a cassette discharge mechanism of a video deck, an automatic paper cut mechanism of a printer, a focus mechanism of a camera, an air conditioner. Louver opening and closing mechanisms, etc., and the installation targets are extremely diverse.
  • the motor drive device 2 is a load drive provided with an H bridge circuit 21, a control circuit 22, and an overcurrent protection circuit 23 as means for supplying a drive current to the motor coil L constituting the motor 1. Comprising a device.
  • the H-bridge circuit 21 includes four switch elements (P-channel field effect transistors QH1, QH2 and N-channel field effect) connected in an H-bridge type to the motor coil L (reactance load) constituting the motor 1.
  • the sources of the transistors QH1 and QH2, which are upper switch elements, are both connected to a power supply input terminal to which a power supply voltage Vcc is applied.
  • the sources of the lower switch elements QL1 and QL2 are both connected to the ground terminal.
  • the drains of the transistors QH1 and QL1 are connected to each other, and the connection node is connected to the first output terminal to which one end of the motor coil L is connected.
  • the drains of the transistors QH2 and QL2 are connected to each other, and the connection node is connected to the second output terminal to which the other end of the motor coil L is connected.
  • the gates of the transistors QH1, QH2, QL1, and QL2 are connected to the gate signal output terminal of the control circuit 22, respectively.
  • each of the transistors QH1, QH2, QL1, and QL2 has a diode DH1, DH2, DL1, and DL2 connected in parallel in the direction shown in the figure, and the motor coil. Functions as a back electromotive force absorbing element for L. If each transistor QH1, QH2, QLl, QL2 is accompanied by a parasitic diode, the parasitic diode may be used as a back electromotive force absorbing element.
  • the control circuit 22 is the control body of each of the transistors QH1, QH2, QL1, and QL2, and should select a transistor that should be turned on according to the operation mode control signals FIN and RIN input from the outside of the device. This is means for generating the gate signals of the transistors QH1, QH2, QL1, and QL2.
  • the control circuit 22 has an overcurrent protection input from the overcurrent protection circuit 23. According to the enable of the protection signal EN, the switching control of each transistor is permitted, while the switching control of each transistor is prohibited according to the disablement. The operation mode switching control of the motor 1 by the control circuit 22 will be described in detail later.
  • the overcurrent protection circuit 23 is a means for generating the overcurrent protection signal EN by monitoring the drive currents ia and ib flowing through the protection target (each transistor of the H bridge circuit 21 or the motor coil L). .
  • the internal configuration of the overcurrent protection circuit 23 will be specifically described.
  • the overcurrent protection circuit 23 includes sense resistors Ra to Rb, first comparators CMPla to CMPlb, second comparators CMP2a to CMP2b, a first OR circuit OR1, and a second comparator. It comprises an OR circuit OR2 and a timer circuit TMR.
  • the sense resistors Ra to Rb are connected between the power supply terminal and the H bridge circuit 21 and between the H bridge circuit 21 and the ground terminal, respectively, and depend on the drive currents ia and ib flowing through the current paths. Generated detection voltages (voltages at both ends) Va and Vb, respectively.
  • the first comparators CMPla to CMPlb are comparison means whose output logic changes according to the magnitudes of the detection voltages Va and Vb and the first threshold voltage VrefL.
  • Each comparison output signal of the first comparators CMPla to CMPlb is a binary signal that becomes high level when the detection voltages Va and Vb are larger than the first threshold voltage VrefL and becomes low level when the detection voltages Va and Vb are small.
  • the second comparators CMP2a to CMP2b are comparison means in which the output logic changes according to the magnitudes of the detection voltages Va and Vb and the second threshold voltage VrefH that is larger than the first threshold voltage VrefL. Note that each comparison output signal of the second comparators CMP2a to CMP2b is a binary signal that becomes a high level when the detection voltages Va and Vb are larger than the second threshold voltage VrefH and becomes a common level when the detection voltages Va and Vb are small.
  • first and second threshold voltages VrefL and VrefH described above are set within the safe operating range of each transistor that constitutes the H bridge circuit 21 for V and deviation.
  • the first OR circuit OR1 performs an OR operation on the comparison output signals of the first comparators CMPla to CMPlb, and sends the operation result signal (hereinafter referred to as the first OR signal) to the timer circuit TMR. It is a means for sending out.
  • the second OR circuit OR2 performs an OR operation on the comparison output signals of the second comparators CMP2a to CMP2b, and sends the operation result signal (hereinafter referred to as the second OR signal) to the timer circuit TMR. It is a means for sending out.
  • the timer circuit TMR is means for generating an overcurrent protection signal EN in response to the first and second logical sum signals (and thus the comparison output signals of the first and second comparators).
  • the configuration and operation of the timer circuit TMR will be described in detail later.
  • a plurality of drive current detection means are provided on the current path of the H bridge circuit 21 to be protected. There are two sets (two in this embodiment). With such a configuration, the detection accuracy of the drive current can be increased.
  • the drive current detection means is provided on the power supply terminal side and the ground terminal side of the H bridge circuit 21, respectively, the output terminal connected to the motor coil L is a power supply fault or a ground fault. It is possible to appropriately detect the overcurrent generated in the case of failure.
  • providing multiple sets of the drive current detection means is not an essential component requirement.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the timer circuit TMR.
  • the timer circuit TMR of this embodiment includes a capacitor C1, a first constant current source II, a second constant current source 12, a first switch SW1, and a second switch SW2.
  • One end of the capacitor C1 is connected to the common end of the first switch SW1, the one end of the second switch SW2, the inverting input end (one) of the third comparator CMP3, and the non-inverting input end of the fourth comparator CMP4 ( +), And the one end force charging voltage Vc is drawn out.
  • the other end of the capacitor C1 is grounded.
  • the first constant current source II is a charging means for the capacitor C1, one end of which is connected to the power supply terminal and the other end is connected to the first selection end of the first switch SW1.
  • the second constant current source 12 is a discharging means for the capacitor C1, one end of which is the first switch SW1 of the first switch SW1. 2 Connected to the selected end and the other end is grounded.
  • the first switch SW1 is configured to charge the capacitor C1 according to the first OR signal (and the comparison output signals of the first comparator CMPla and CMP lb) and the overcurrent protection signal EN. Is a means for switching.
  • the first switch SW1 of the present embodiment is configured so that when the first OR signal is at a high level (that is, one of the detection voltages Va and Vb is set to the first threshold voltage VrefL). When it has reached, the first constant current source II is controlled so that the common terminal for charging the capacitor C1 is connected to the first selection terminal. On the other hand, when the first OR signal is at a low level (that is, when both the detection voltages Va and Vb have not reached the first threshold voltage VrefL), or the overcurrent protection signal EN is disabled (this embodiment) In this case, the second constant current source 12 is controlled to connect the common end of the capacitor C1 to the second selection end.
  • the second switch SW2 is connected to one end of the capacitor C1 according to the second logical sum signal (by extension, the respective comparison output signals of the second comparators CMP2a and CMP2b) and the overcurrent protection signal EN. This is a means of short-circuiting Z between the power lines.
  • the second switch SW2 of the present embodiment is configured so that when the second OR signal is at a high level (that is, one of the detection voltages Va and Vb is set to the second threshold voltage VrefH). When it is reached, it is turned on so as to short-circuit between one end of the capacitor C1 and the power supply line.
  • the second OR signal is at a low level (that is, when the detection voltages Va and Vb have not reached the second threshold voltage VrefH), or the overcurrent protection signal EN is disabled (this embodiment)
  • the capacitor C1 is turned off so that one end of the capacitor C1 and the power supply line are opened.
  • the first DC voltage source E1 is a means for generating the lower limit setting voltage Vthl of the charging voltage Vc.
  • the positive terminal is connected to the non-inverting input terminal (+) of the third comparator CMP3 and the negative terminal is grounded. Has been. If the lower limit setting voltage Vthl is zero, the first DC voltage source E1 is not necessary, and it is sufficient to ground the non-inverting input terminal (+) of the third comparator CMP3.
  • the second DC voltage source E2 generates an upper limit setting voltage Vth2 (> Vthl) of the charging voltage Vc.
  • the positive terminal is connected to the inverting input terminal (one) of the fourth comparator CMP4, and the negative terminal is grounded.
  • the third comparator CMP3 is a comparison means whose output logic changes according to the level of the lower limit setting voltage Vthl and the charging voltage Vc.
  • the comparison output signal of the third comparator CMP1 is a binary signal that goes high when the lower limit setting voltage Vthl is higher than the charging voltage Vc and goes low when it is low.
  • the fourth comparator CMP4 is a comparison means whose output logic changes according to the level of the charging voltage Vc and the upper limit setting voltage Vth2.
  • the comparison output signal of the fourth comparator CMP4 is a binary signal that goes high when the charging voltage Vc is higher than the upper limit setting voltage Vth2, and goes low when it is low.
  • the RS flip-flop FF is based on the comparison output signal of the third comparator CMP3 input to its set terminal (S) and the comparison output signal of the fourth comparator CMP4 input to its reset terminal (R). This is a means for sending an overcurrent prevention signal EN from the output terminal (Q). More specifically, the output logic of the RS flip-flop FF is low (disabled) when the charging voltage Vc reaches the upper limit setting voltage Vth2, and then when the lower limit setting voltage Vth 1 is reached. The state transition is repeated so as to return to high level (enabled).
  • FIG. 3 and FIG. 4 are waveform diagrams showing an operation example of the timer circuit TMR.
  • the symbols “Va, Vb” and “Vc” shown at the left end indicate the voltage waveforms of the detection voltages Va, Vb and the charging voltage Vc, respectively.
  • “OR2” and “EN” indicate the logical states of the first and second OR signals and the overcurrent protection signal EN, respectively.
  • the symbol “SW1” indicates the selection state of the first switch SW1, and the symbol “SW2” indicates the open / close state of the second switch SW2.
  • the detection voltage Va When any one of Vb reaches the first threshold voltage VrefL, the first OR signal becomes high level, and the first switch SW1 connects the common terminal to the first selection terminal. As a result, the capacitor C1 is charged by the first constant current source II, and the charging voltage Vc starts to rise.
  • the constant current (charging current) generated by the first constant current source II is the first threshold time T1 (when the charging voltage Vc of the capacitor C1 is raised from the lower limit setting voltage Vthl to the upper limit setting voltage Vth2.
  • the current value is adjusted to 10 [s]). That is, the start of charging of the capacitor C1 corresponds to the start of timing of the first threshold time T1.
  • the first switch SW1 connects its common end to the second selection end according to the disable transition of the overcurrent protection signal EN before the low level transition of the first OR signal. To do. As a result, the capacitor C1 is discharged by the second constant current source 12, and the decrease of the charging voltage Vc is started.
  • the constant current (discharge current) generated by the second constant current source 12 is the second threshold time T2 (when the charge voltage Vc of the capacitor C1 is lowered from the upper limit set voltage Vth2 to the lower limit set voltage Vthl ( For example, the current value is adjusted to 290 [s]). That is, the start of discharging of the capacitor C1 corresponds to the start of timing of the second threshold time ⁇ 2.
  • FIG. 3 shows a case where one of the detection voltages Va and Vb reaches the first threshold voltage VrefL but does not reach the second threshold voltage VrefH.
  • the second logical sum signal does not rise to the high level, and the second switch SW2 is not turned on.
  • the motor drive device 2 After the motor drive device 2 is activated at time t20, when one of the detection voltages Va and Vb reaches the first threshold voltage VrefL at time t21, the first OR signal becomes high level.
  • the first switch SW1 connects the common end to the first selection end. As a result, the capacitor C1 is charged by the first constant current source II, and the charging voltage Vc starts increasing (that is, counting the first threshold time T1).
  • the first switch SW1 is overpowered before the low level transition of the first OR signal. Connect the common end to the second selection end in response to the disable transition of the current protection signal EN. Also, the second switch SW2 is turned off in response to the disable transition of the overcurrent protection signal EN prior to the low level transition of the second OR signal. As a result, the capacitor C1 is discharged by the second constant current source 12, and the decrease of the charging voltage Vc (that is, the timing of the second threshold time T2) is started.
  • the timer circuit TMR has the first threshold time T1 when one of the detection voltages Va and Vb reaches the first threshold voltage VrefL.
  • the overcurrent protection signal EN is disabled and the second threshold time T2 is counted.
  • the overcurrent protection signal EN is returned to enable, while one of the detection voltages Va and Vb reaches the first threshold voltage VrefL and reaches the first threshold time.
  • the timing is forcibly completed without waiting for the first threshold time Tl to elapse.
  • the overcurrent protection signal EN is disabled and the second 2 It is configured to start timing the threshold time T2.
  • the excessive drive currents ia and ib continue to flow through the protection target until the first threshold time T1 elapses, exceeding the safe operation area.
  • the risk of destruction can be effectively reduced (refer to the dashed lines “Va” and “Vb” in FIG. 4).
  • the motor waits for the first threshold time T1 to elapse unless the detection voltages Va and Vb reach the second threshold voltage VrefH. Since the drive of 1 is shut down, it also has the feature that malfunctions are less likely to occur due to instantaneous noise.
  • the overcurrent protection circuit 23 of the present embodiment does not require a CPU or memory to realize the overcurrent protection operation, and therefore it is difficult to increase the scale of the device and increase costs. There is also.
  • the overcurrent protection circuit 23 of the present embodiment even after the drive of the motor 1 is once shut down, the power also tries to automatically return to the standby state after the second threshold time T2 has elapsed. Therefore, if the cause of the overcurrent is eliminated, it is possible to return the motor drive device 2 to normal operation without requiring any recovery work.
  • the urgency of the protection operation is determined according to the current value of the monitoring target, and the protection target is necessary and sufficiently protected based on the determination result. It becomes possible to do.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the gate signal generation operation according to the operation mode control signals FIN and RIN, and FIG. 6 shows the drive in each operation mode (normal rotation, reverse rotation, brake, idling). It is a figure for demonstrating an electric current path
  • FIG. 5 the symbols “FIN” and “RIN” written at the left end are respectively outside the apparatus.
  • the logic states of the operation mode control signals FIN and RIN input from the control unit are shown.
  • Symbols “Q Hl”, “QH2”, “QL1”, and “QL2” indicate the transistors that make up the H bridge circuit 21, respectively. Indicates the logic state of the QH1, QH2, QL1, and QL2 gate signals.
  • the symbol “mode” indicates the operation mode of the motor 1.
  • the control circuit 22 turns on the transistors QH1 and QL2 that slide the motor 1 into the “forward rotation mode” and turns on the transistors QH2 and QH2.
  • Each gate signal is generated so that QL1 is turned off. Due to the generation of such a gate signal, a drive current is passed through the path shown in FIG. 6 (a) through the H bridge circuit 21 to the motor coil L constituting the motor 1, so that the motor 1 is driven in the normal direction. It becomes a form.
  • the control circuit 22 turns on the transistors QH2 and QL1, which switches the motor 1 to the “reverse mode”, and turns on the transistors QH1,
  • Each gate signal is generated so that QL2 is turned off. Due to the generation of such a gate signal, a driving current flows through the motor coil L constituting the motor 1 via the H bridge circuit 21 along the path shown in FIG. It becomes a shape.
  • the control circuit 22 turns on the transistors QL1 and QL2, which switches the motor 1 to the "brake mode", and turns on the transistors QH1 and QH2.
  • Each gate signal is generated so that is turned off. By generating such a gate signal, the driving current is drawn from the motor coil L constituting the motor 1 to the ground terminal through the H bridge circuit 21 through the path shown in FIG. Will be braked.
  • the switch element of the H bridge circuit 21 Since a field effect transistor is used as the child, it is possible to improve the responsiveness to the on-Z-off control compared to the configuration using the bipolar transistor.
  • the force described by taking the configuration for driving a single-phase DC motor as an example is not limited to this.
  • the present invention can also be widely applied to motor drive devices that drive a coil motor, a stepping motor, etc.).
  • the application target of the present invention is not limited to the motor drive device, and can be applied to all load drive devices that drive other loads (particularly inductance loads).
  • the present invention can also be applied as an overcurrent protection means of a power supply device as shown in FIG.
  • the power supply device shown in FIG. 7 includes an output circuit 31 having output switch elements QH1 and QH2 connected between the input and output terminals; and between the switch elements according to the open / close control of the output switch elements QH1 and QH2.
  • Control circuit 32 that drives the LC filter (coil Lex, capacitor Cex) connected to the connection node and generates the desired output voltage Vout with the input voltage Vin force; and the currents ia and ib that flow through the output switch elements QH1 and QH2
  • An overcurrent protection circuit 33 that monitors and generates an overcurrent protection signal EN (a configuration similar to that of the above-described overcurrent protection circuit 23), and a control circuit 32 that includes an overcurrent protection circuit Open / close control of output switch elements QH1 and QH2 is prohibited when signal EN is disabled
  • the charge / discharge circuit of the capacitor C1 is used as the time measuring means of the first and second threshold times Tl and ⁇ 2 has been described as an example.
  • the configuration is not limited to this, and the time may be measured using a counter or the like.
  • the first and second constant currents are used as the charge / discharge switching means of the capacitor C1.
  • the configuration of selectively switching the connection between the current sources II and 12 and the capacitor CI with the first switch SW1 has been described as an example, but the configuration of the present invention is not limited to this. 2 It may be configured to selectively switch operation of the constant current sources II and 12 per se.
  • the switching control of the first and second switches SW1 and SW2 is the first.
  • the configuration of the present invention If priority is given to a simple circuit configuration that is not limited to this, switching control of the first and second switches SW1 and SW2 is performed only according to the first and second OR signals. It does not matter as a configuration. However, since the 1st and 2nd OR signals fall to the low level with a slight delay after the disable transition force of the overcurrent protection signal EN, it can be said that the second threshold time T2 starts counting without delay. For example, it is desirable to adopt the configuration of the above embodiment.
  • the present invention is a useful technique for improving the safety against overcurrent of a load drive device such as a motor drive device and a power supply device, and particularly for applications that require high reliability (such as in-vehicle devices). This is a suitable technique.

Abstract

　本発明に係る過電流保護回路２３において、検出電圧Ｖａ（Ｖｂ）とＶｒｅｆＬ、ＶｒｅｆＨとの比較結果に応じて過電流保護信号ＥＮを生成するタイマ回路ＴＭＲは、Ｖａ（Ｖｂ）がＶｒｅｆＬに達したときにＴ１の計時を開始し、Ｖａ（Ｖｂ）がＶｒｅｆＬを下回ることなくＴ１が経過したときには、ＥＮをディセーブルに遷移させるとともにＴ２の計時を開始し、Ｔ２が経過したときにＥＮをイネーブルに復帰させる一方、Ｖａ（Ｖｂ）がＶｒｅｆＬに達してＴ１の計時が開始された後、Ｖａ（Ｖｂ）がＶｒｅｆＨに達したときには、Ｔ１の経過を待つことなく、その計時を強制的に完了させ、ＥＮをディセーブルに遷移させるとともにＴ２の計時を開始する構成とされている。このような構成により、保護対象（負荷や装置の内部素子など）を必要かつ十分に保護することが可能となる。

Description

明 細 書
過電流保護回路、負荷駆動装置、モータ駆動装置、電気機器、電源装 置
技術分野
[0001] 本発明は、モータ駆動装置などの負荷駆動装置や電源装置に関するものであり、 特に、その過電流保護回路に関するものである。
背景技術
[0002] 従来より、モータ駆動装置などの負荷駆動装置や電源装置の多くは、その安全性 を向上すベぐ様々な保護回路 (過電流保護回路、過電圧保護回路、温度保護回路 など)を搭載して成る。
[0003] 上記保護回路のうち、従来の過電流保護回路は、一般に、保護対象 (負荷や装置 の内部素子など）に流れる駆動電流を監視対象とし、前記駆動電流が所定閾値に達 して以後、その状態が所定時間（ノイズマスク時間）にわたつて継続された時点で、装 置に過電流が生じていると判断し、装置の動作をシャットダウンさせる構成とされてい た。
[0004] なお、本願発明に関連するその他の従来技術の一つとして、特許文献 1には、短 期間でもその電流が流れた場合には半導体スィッチが破損するおそれのある大電流 に対応した第 1の閾値をコンパレータに持たせ、当該第 1の閾値よりも低い第 2の閾 値をメモリに格納し、検出電流値が第 1の閾値以上になったとき、または、 CPUによ つて第 2の閾値以上の電流が一定期間以上継続して流れたと判断された場合に、半 導体スィッチをオフ制御するインテリジェントパワースィッチ及びスイッチング装置が 開示，提案されている。
[0005] また、特許文献 2には、直流電圧入力端子と接地端子との間に、ヒューズ、トランス の 1次側卷線、スィッチ素子、及び、電流検出抵抗を直列接続して成り、制御回路部 にて、トランスの 2次側卷線に接続された整流平滑回路の出力電圧を一定電圧に保 つようにスィッチ素子をオン Zオフ制御し、さらに、電流検出抵抗による電流検出電 圧が所定の閾値を超えたときに保護動作を行うスイッチング電源装置であって、電流 検出抵抗と並列に、スィッチ素子のショート故障時に逆耐圧を超える電圧を受けてシ ョート破壊することによりヒューズに大電流を流して切断するための保護用ダイオード を逆極性に接続したスイッチング電源装置が開示'提案されている。
[0006] また、特許文献 3には、負荷電流に応じて Hブリッジ回路の動作モードを切替制御 する半導体集積回路及びモータ駆動制御システムが開示 '提案されている。
特許文献 1：特開平 9 331625号公報
特許文献 2：特開 2001— 145339号公報
特許文献 3：特許第 3665565号明細書
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0007] 確かに、上記従来の過電流保護回路であれば、過電流の発生に際して装置の動 作をシャットダウンすることができるので、保護対象 (負荷や装置の内部素子など）が 破壊に至る危険性を低減することが可能である。
[0008] また、上記従来の過電流保護回路は、所定閾値以上の駆動電流が所定時間にわ たって流れたときに初めて、装置に過電流が生じていると判断する構成とされている ため、瞬時的なノイズ等によっては誤動作を生じにくい、という特長も備えている。
[0009] し力しながら、上記従来の過電流保護回路では、負荷のインピーダンス成分が小さ い場合や、負荷に接続される出力端子が天絡或いは地絡した場合など、監視対象 である駆動電流が所定閾値を大幅に超えて 、る場合でも、ノイズマスク用に設定され た所定時間が経過しない限り、過電流が発生していると判断されることはなぐ装置 はシャットダウンされな力つた。そのため、上記従来の過電流保護回路では、上記の 所定時間が経過するまで保護対象 (負荷や装置の内部素子など）に過大な電流が 流れ続け、その安全動作領域を超えて破壊に至るおそれがあった。
[0010] なお、特許文献 1の従来技術は、上記の課題を解決し得る一手法ではある力 当 該従来技術では、その過電流保護動作を実現するに当たって CPUやメモリを設ける 必要があるため、装置規模の増大やコストアップが招来されていた。
[0011] また、特許文献 2の従来技術も、上記の課題を解決し得る一手法ではあるが、当該 従来技術では、ヒューズの溶断を誘引して装置をシャットダウンさせるため、ー且装置 がシャットダウンされると、それ以後に装置の自動復帰を試みることはできな力つた。
[0012] また、特許文献 3の従来技術は、あくまで、負荷電流の脈流を小さくして、ノイズの 発生量を低減すベぐ負荷電流に応じて Hブリッジ回路の動作モードを切替制御す るものであり、上記の課題を解決し得るものではな力つた。
[0013] 本発明は、上記の問題点に鑑み、保護対象 (負荷や装置の内部素子など)を必要 かつ十分に保護することが可能な過電流保護回路を提供することを目的とする。 課題を解決するための手段
[0014] 上記目的を達成するために、本発明に係る過電流保護回路は、保護対象に流れる 電流に応じた検出電圧を生成するセンス抵抗と、前記検出電圧と第 1閾値電圧とを 比較する第 1コンパレータと、前記検出電圧と第 1閾値電圧よりも大きい第 2閾値電圧 とを比較する第 2コンパレータと、第 1、第 2コンパレータの比較出力信号に応じて過 電流保護信号を生成するタイマ回路と、を有して成る過電流保護回路であって、前 記タイマ回路は、前記検出電圧が第 1閾値電圧に達したときに第 1閾値時間の計時 を開始し、前記検出電圧が第 1閾値電圧を下回ることなく第 1閾値時間が経過したと きには、前記過電流保護信号をディセーブルに遷移させるとともに第 2閾値時間の計 時を開始し、第 2閾値時間が経過したときに前記過電流保護信号をイネ一ブルに復 帰させる一方、前記検出電圧が第 1閾値電圧に達して第 1閾値時間の計時が開始さ れた後、前記検出電圧が第 2閾値電圧に達したときには、第 1閾値時間の経過を待 つことなぐその計時を強制的に完了させ、前記過電流保護信号をディセーブルに 遷移させるとともに第 2閾値時間の計時を開始する構成 (第 1の構成)とされている。
[0015] なお、上記第 1の構成から成る過電流保護回路にて、前記タイマ回路は、一端から 充電電圧が引き出されるコンデンサと;前記コンデンサの充電手段である第 1定電流 源と;前記コンデンサの放電手段である第 2定電流源と;第 1コンパレータの比較出力 信号及び前記過電流保護信号に応じて前記コンデンサの充電 Z放電を切り替える 第 1スィッチと;第 2コンパレータの比較出力信号及び前記過電流保護信号に応じて 前記コンデンサの一端と電源ラインとの間を短絡 Z開放する第 2スィッチと;前記充電 電圧と所定の下限設定電圧との高低に応じてその出力論理が変遷する第 3コンパレ ータと;前記充電電圧と所定の上限設定電圧との高低に応じてその出力論理が変遷 する第 4コンパレータと;第 3、第 4コンパレータの各比較出力信号が入力され、自身 の出力信号が前記過電流保護信号として引き出される RSフリップフロップと；を有し て成り、第 1スィッチは、前記検出電圧が第 1閾値電圧に達しているときには、第 1定 電流源により前記コンデンサの充電を行 、、前記検出電圧が第 1閾値電圧に達して いないとき、或いは、前記過電流保護信号がディセーブルに遷移されたときには、第 2定電流源により前記コンデンサの放電を行うように制御され、第 2スィッチは、前記 検出電圧が第 2閾値電圧に達しているときには、前記コンデンサの一端と電源ライン との間を短絡し、前記検出電圧が第 2閾値電圧に達していないとき、或いは前記過 電流保護信号がディセーブルに遷移されたときには、前記コンデンサの一端と電源 ラインとの間を開放するように制御される構成 (第 2の構成）にするとよい。
[0016] また、上記第 1または第 2の構成力も成る過電流保護回路において、前記センス抵 抗、及び、第 1、第 2コンパレータは、前記保護対象の電流経路上に複数組設けられ て 、る構成 (第 3の構成）にするとよ 、。
[0017] また、本発明に係る負荷駆動装置は、負荷に接続された出力スィッチ素子を有して 成る出力回路と;前記出力スィッチ素子の開閉制御に応じて前記負荷に駆動電流を 供給する制御回路と;前記駆動電流を監視して過電流保護信号を生成する過電流 保護回路と;を有して成る負荷駆動装置であって、前記過電流保護回路として、上記 第 1〜第 3いずれかの構成から成る過電流保護回路を備えて成り、前記制御回路は 、前記過電流保護信号のディセーブルに応じて前記出力スィッチ素子の開閉制御が 禁止される構成 (第 4の構成)とされて 、る。
[0018] また、本発明に係るモータ駆動装置は、モータの駆動制御を行うモータ駆動装置 であって、前記モータを構成するモータコイルに駆動電流を供給する手段として、上 記第 4の構成から成る負荷駆動装置を備えて成る構成 (第 5の構成)とされて ヽる。
[0019] また、本発明に係る電気機器は、モータと、前記モータの駆動制御を行うモータ駆 動装置と、を有して成る電気機器であって、前記モータ駆動装置として、上記第 5の 構成から成るモータ駆動装置を備えて成る構成 (第 6の構成）とされて 、る。
[0020] また、本発明に係る電源装置は、入出力端子間に接続された出力スィッチ素子を 有して成る出力回路と;前記出力スィッチ素子の開閉制御に応じて入力電圧から所 望の出力電圧を生成する制御回路と;前記出力スィッチ素子に流れる電流を監視し て過電流保護信号を生成する過電流保護回路と；を有して成る電源装置であって、 前記過電流保護回路として上記第 1〜第 3いずれかの構成から成る過電流保護回路 を備えて成り、前記制御回路は前記過電流保護信号のディセーブルに応じて、前記 出力スィッチ素子の開閉制御が禁止される構成 (第 7の構成)とされて 、る。
発明の効果
[0021] 本発明によれば、監視対象の電流値に応じて保護動作の緊急度を判断し、その判 断結果に基づ ヽて、保護対象を必要かつ十分に保護することが可能となる。
図面の簡単な説明
[0022] [図 1]は、本発明に係るモータ駆動装置を備えた電気機器の一実施形態を示すプロ ック図である。
[図 2]は、タイマ回路 TMRの一構成例を示すブロック図である。
[図 3]は、タイマ回路 TMRの一動作例を示す波形図である。
[図 4]は、タイマ回路 TMRの一動作例を示す波形図である。
[図 5]は、動作モード制御信号 FIN、 RINに応じたゲート信号生成動作を説明するた めの図である。
[図 6]は、各動作モード (正転、逆転、ブレーキ、空転）における駆動電流経路を説明 するための図である。
[図 7]は、本発明に係る電源装置の一実施形態を示すブロック図である。
符号の説明
[0023] 1 モータ
2 モータ駆動装置
3 電源装置
21、 31 Hブリッジ回路、出力回路
22、 32 制御回路
23、 33 過電流保護回路
QH1、 QH2 Pチャネル電界効果トランジスタ（上側スィッチ素子）
QL1、 QL2 Nチャネル電界効果トランジスタ（下側スィッチ素子） DH1、 DH2、 DL1、 DL2 ダイオード
L モータコイル
Raゝ Rb センス抵抗
CMPla、 CMPlb 第 1コンパレータ
CMP2a、 CMP2b 第 2コンパレータ
OR1 第 1論理和回路
OR2 第 2論理和回路
TMR タイマ回路
C1 コンデンサ
II 第 1定電流源
12 第 2定電流源
SW1 第 1スィッチ
SW2 第 2スィッチ
CMP3 第 3コンパレータ
CMP4 第 4コンパレータ
E1 第 1直流電圧源
E2 第 2直流電圧源
FF RSフリップフロップ
Lex コィノレ
Cex コンデンサ
発明を実施するための最良の形態
[0024] 図 1は、本発明に係るモータ駆動装置を備えた電気機器の一実施形態を示すプロ ック図（一部に回路素子を含む)である。
[0025] 本図に示すように、本実施形態の電気機器は、モータ 1と、モータ 1の駆動制御を 行うモータ駆動装置 2と、を有して成る。
[0026] モータ 1は、モータコイル Lに流す駆動電流に応じた方向に回転する単相の DCモ ータであり、モータ駆動装置 2によって、 4つの動作モード（正転、逆転、ブレーキ、空 転）が切り替えられる。 [0027] なお、上記可逆転のモータ 1を備えた電気機器の一機構例としては、トレイ開閉機 構、ビデオデッキのカセット排出機構、プリンタの自動ぺーパカット機構、カメラのフォ 一カス機構、エアコンのルーバ開閉機構などを挙げることができ、その搭載対象は極 めて多岐にわたるものである。
[0028] モータ駆動装置 2は、モータ 1を構成するモータコイル Lに駆動電流を供給する手 段として、 Hブリッジ回路 21と、制御回路 22と、過電流保護回路 23と、を備えた負荷 駆動装置を備えて成る。
[0029] Hブリッジ回路 21は、モータ 1を構成するモータコイル L (リアクタンス負荷）に対して Hブリッジ型に接続された 4つのスィッチ素子（Pチャネル電界効果トランジスタ QH1 、 QH2と、 Nチャネル電界効果トランジスタ QL1、 QL2)を有して成る。
[0030] Hブリッジ回路 21の内部構成について具体的に説明する。
[0031] 上側スィッチ素子であるトランジスタ QH1、 QH2のソースは、いずれも電源電圧 Vc cが印加される電源入力端子に接続されている。下側スィッチ素子であるトランジスタ QL1、 QL2のソースは、いずれも接地端子に接続されている。トランジスタ QH1、 Q L1のドレインは互いに接続されており、その接続ノードは、モータコイル Lの一端が 接続される第 1の出力端子に接続されている。トランジスタ QH2、 QL2のドレインは 互いに接続されており、その接続ノードは、モータコイル Lの他端が接続される第 2の 出力端子に接続されている。トランジスタ QH1、 QH2、 QL1、 QL2の各ゲートは、そ れぞれ制御回路 22のゲート信号出力端に接続されている。
[0032] なお、図 1に示すように、上記各トランジスタ QH1、 QH2、 QL1、 QL2には、それぞ れ、ダイオード DH1、 DH2、 DL1、 DL2が図示の向きで並列接続されており、モー タコイル Lの逆起電力吸収素子として機能する。なお、各トランジスタ QH1、 QH2、 Q Ll、 QL2に寄生ダイオードが付随している場合には、その寄生ダイオードを逆起電 力吸収素子として用いても構わな 、。
[0033] 制御回路 22は、上記各トランジスタ QH1、 QH2、 QL1、 QL2の制御主体であり、 装置外部から入力される動作モード制御信号 FIN、RINに応じてオンすべきトランジ スタを選択すベぐ上記各トランジスタ QH1、 QH2、 QL1、 QL2のゲート信号を生成 する手段である。また、制御回路 22は、過電流保護回路 23から入力される過電流保 護信号 ENのイネ一ブルに応じて、各トランジスタの開閉制御を許可される一方、そ のディセーブルに応じて、各トランジスタの開閉制御を禁止される構成とされている。 なお、制御回路 22によるモータ 1の動作モード切替制御については、後ほど詳細な 説明を行うことにする。
[0034] 過電流保護回路 23は、保護対象 (Hブリッジ回路 21の各トランジスタ、或いは、モ ータコイル L)に流れる駆動電流 ia、 ibを監視して過電流保護信号 ENを生成する手 段である。
[0035] 過電流保護回路 23の内部構成について具体的に説明する。
[0036] 図 1に示すように、過電流保護回路 23は、センス抵抗 Ra〜Rbと、第 1コンパレータ CMPla〜CMPlbと、第 2コンパレータ CMP2a〜CMP2bと、第 1論理和回路 OR1 と、第 2論理和回路 OR2と、タイマ回路 TMRと、を有して成る。
[0037] センス抵抗 Ra〜Rbは、電源端子と Hブリッジ回路 21との間、及び、 Hブリッジ回路 21と接地端子との間に各々接続され、当該電流経路に流れる駆動電流 ia、 ibに応じ た検出電圧（両端電圧) Va、 Vbを各々生成する。
[0038] 第 1コンパレータ CMPla〜CMPlbは、検出電圧 Va、 Vbと第 1閾値電圧 VrefLと の大小に応じて、その出力論理が変遷する比較手段である。なお、第 1コンパレータ CMPla〜CMPlbの各比較出力信号は、検出電圧 Va、 Vbが第 1閾値電圧 VrefL よりも大きいときにハイレベルとなり、小さいときにローレベルとなる 2値信号である。
[0039] 第 2コンパレータ CMP2a〜CMP2bは、検出電圧 Va、 Vbと第 1閾値電圧 VrefLよ りも大きい第 2閾値電圧 VrefHとの大小に応じて、その出力論理が変遷する比較手 段である。なお、第 2コンパレータ CMP2a〜CMP2bの各比較出力信号は、検出電 圧 Va、 Vbが第 2閾値電圧 VrefHよりも大きいときにハイレベルとなり、小さいときに口 一レベルとなる 2値信号である。
[0040] なお、上記した第 1、第 2閾値電圧 VrefL、 VrefHは、 V、ずれも、 Hブリッジ回路 21 を構成する各トランジスタの安全動作範囲内で設定されている。
[0041] 第 1論理和回路 OR1は、第 1コンパレータ CMPla〜CMPlbの各比較出力信号 の論理和演算を行い、その演算結果信号 (以下、第 1論理和信号と呼ぶ)をタイマ回 路 TMRに送出する手段である。 [0042] 第 2論理和回路 OR2は、第 2コンパレータ CMP2a〜CMP2bの各比較出力信号 の論理和演算を行い、その演算結果信号 (以下、第 2論理和信号と呼ぶ)をタイマ回 路 TMRに送出する手段である。
[0043] タイマ回路 TMRは、第 1、第 2論理和信号 (延いては第 1、第 2コンパレータの比較 出力信号）に応じて、過電流保護信号 ENを生成する手段である。なお、タイマ回路 TMRの構成及び動作については、後ほど詳細に説明する。
[0044] 上記した通り、本実施形態の過電流保護回路 23では、保護対象となる Hブリッジ回 路 21の電流経路上に、駆動電流検出手段 (センス抵抗及び第 1、第 2コンパレータ） が複数組 (本実施形態では 2組)設けられている。このような構成とすることにより、駆 動電流の検出精度を高めることができる。また、本実施形態のように、 Hブリッジ回路 21の電源端子側と接地端子側に各々駆動電流検出手段を設けた構成であれば、モ ータコイル Lに接続される出力端子が天絡或いは地絡した場合に生じる過電流につ いても、その検出を適切に行うことが可能となる。ただし、上記の駆動電流検出手段 を複数組設けることは、必須の構成要件ではな 、。
[0045] 続いて、上記したタイマ回路 TMRの具体的な内部構成について、図 2を参照しな 力 詳細に説明する。
[0046] 図 2は、タイマ回路 TMRの一構成例を示すブロック図である。
[0047] 図 2に示すように、本実施形態のタイマ回路 TMRは、コンデンサ C1と、第 1定電流 源 IIと、第 2定電流源 12と、第 1スィッチ SW1と、第 2スィッチ SW2と、第 1直流電圧 源 E1と、第 2直流電圧源 E2と、第 3コンパレータ CMP3と、第 4コンパレータ CMP4 と、 RSフリップフロップ FFと、を有して成る。
[0048] コンデンサ C1の一端は、第 1スィッチ SW1の共通端と、第 2スィッチ SW2の一端と 、第 3コンパレータ CMP3の反転入力端（一）と、第 4コンパレータ CMP4の非反転入 力端（+ )と、に各々接続されており、当該一端力 充電電圧 Vcが引き出されている 。なお、コンデンサ C1の他端は接地されている。
[0049] 第 1定電流源 IIは、コンデンサ C1の充電手段であり、一端が電源端子に接続され 、他端が第 1スィッチ SW1の第 1選択端に接続されている。
[0050] 第 2定電流源 12は、コンデンサ C1の放電手段であり、一端が第 1スィッチ SW1の第 2選択端に接続され、他端が接地されている。
[0051] 第 1スィッチ SW1は、第 1論理和信号 (延いては、第 1コンパレータ CMPla、 CMP lbの各比較出力信号）、及び、過電流保護信号 ENに応じて、コンデンサ C1の充電 Z放電を切り替える手段である。
[0052] 具体的に述べると、本実施形態の第 1スィッチ SW1は、第 1論理和信号がハイレべ ルであるとき（すなわち、検出電圧 Va、 Vbのいずれか一が第 1閾値電圧 VrefLに達 しているとき）には、第 1定電流源 IIによりコンデンサ C1の充電を行うベぐその共通 端を第 1選択端に接続するように制御される。一方、第 1論理和信号がローレベルで あるとき（すなわち、検出電圧 Va、 Vbがいずれも第 1閾値電圧 VrefLに達していない とき）、或いは、過電流保護信号 ENがディセーブル (本実施形態では、ローレベル） に遷移されたときには、第 2定電流源 12によりコンデンサ C1の放電を行うベぐその 共通端を第 2選択端に接続するように制御される。
[0053] 第 2スィッチ SW2は、第 2論理和信号（延 、ては、第 2コンパレータ CMP2a、 CMP 2bの各比較出力信号）、及び、過電流保護信号 ENに応じて、コンデンサ C1の一端 と電源ラインとの間を短絡 Z開放する手段である。
[0054] 具体的に述べると、本実施形態の第 2スィッチ SW2は、第 2論理和信号がハイレべ ルであるとき（すなわち、検出電圧 Va、 Vbのいずれか一が第 2閾値電圧 VrefHに達 しているとき）には、コンデンサ C1の一端と電源ラインとの間を短絡するようにオン状 態とされる。一方、第 2論理和信号がローレベルであるとき (すなわち、検出電圧 Va、 Vbがいずれも第 2閾値電圧 VrefHに達していないとき）、或いは、過電流保護信号 ENがディセーブル (本実施形態ではローレベル）に遷移されたときには、コンデンサ C1の一端と電源ラインとの間を開放するようにオフ状態とされる。
[0055] 第 1直流電圧源 E1は、充電電圧 Vcの下限設定電圧 Vthlを生成する手段であり、 その正極端が第 3コンパレータ CMP3の非反転入力端（+ )に接続され、負極端が 接地されている。なお、下限設定電圧 Vthlをゼロとするのであれば、第 1直流電圧 源 E1は不要であり、第 3コンパレータ CMP3の非反転入力端（+ )を接地すれば足り る。
[0056] 第 2直流電圧源 E2は、充電電圧 Vcの上限設定電圧 Vth2 ( > Vthl)を生成する 手段であり、その正極端が第 4コンパレータ CMP4の反転入力端（一）に接続され、 負極端が接地されている。
[0057] 第 3コンパレータ CMP3は、下限設定電圧 Vthlと充電電圧 Vcとの高低に応じてそ の出力論理が変遷する比較手段である。なお、第 3コンパレータ CMP1の比較出力 信号は、下限設定電圧 Vthlが充電電圧 Vcよりも高いときにハイレベルとなり、低い ときにローレベルとなる 2値信号である。
[0058] 第 4コンパレータ CMP4は、充電電圧 Vcと上限設定電圧 Vth2との高低に応じてそ の出力論理が変遷する比較手段である。なお、第 4コンパレータ CMP4の比較出力 信号は、充電電圧 Vcが上限設定電圧 Vth2よりも高いときにハイレベルとなり、低い ときにローレベルとなる 2値信号である。
[0059] RSフリップフロップ FFは、そのセット端（S)に入力される第 3コンパレータ CMP3の 比較出力信号と、そのリセット端 (R)に入力される第 4コンパレータ CMP4の比較出 力信号に基づき、出力端 (Q)から過電流防止信号 ENを送出する手段である。より具 体的に述べると、 RSフリップフロップ FFの出力論理は、充電電圧 Vcが上限設定電 圧 Vth2に達したときにローレベル（ディセーブル）となり、その後、下限設定電圧 Vth 1に達したときにハイレベル (イネ一ブル）に復帰するように、その状態遷移を繰り返 すものとなる。
[0060] 続いて、上記構成力 成るタイマ回路 TMRの動作について、図 3及び図 4を参照し ながら詳細に説明する。
[0061] 図 3及び図 4は、いずれも、タイマ回路 TMRの一動作例を示す波形図である。なお 、両図において、左端に記載された符号「Va、 Vb」、及び、「Vc」は、それぞれ、検出 電圧 Va、 Vb、及び、充電電圧 Vcの電圧波形を示しており、符号「ORl」、 「OR2」、 及び、「EN」は、それぞれ、第 1、第 2論理和信号、及び、過電流保護信号 ENの論 理状態を示している。また、符号「SW1」は、第 1スィッチ SW1の選択状態を示してお り、符号「SW2」は、第 2スィッチ SW2の開閉状態を示している。
[0062] まず、図 3に示す場合 (検出電圧 Va、 Vbのいずれか一が第 1閾値電圧 VrefLには 達するものの、第 2閾値電圧 VrefHには達しない場合）について説明する。
[0063] 時刻 tlOにおいて、モータ駆動装置 2が起動された後、時刻 ti lにて、検出電圧 Va 、 Vbのいずれか一が第 1閾値電圧 VrefLに達すると、第 1論理和信号がハイレベル となり、第 1スィッチ SW1がその共通端を第 1選択端に接続する。その結果、コンデン サ C1は、第 1定電流源 IIによって充電される形となり、充電電圧 Vcの上昇が開始さ れる。
[0064] なお、第 1定電流源 IIにて生成される定電流（充電電流）は、コンデンサ C1の充電 電圧 Vcを下限設定電圧 Vthlから上限設定電圧 Vth2まで引き上げるに際し、第 1 閾値時間 T1 (例えば 10 [ s])を必要とする電流値に調整されている。すなわち、コ ンデンサ C1の充電開始は、第 1閾値時間 T1の計時開始に相当する。
[0065] 時刻 ti l以後、検出電圧 Va、 Vbが共に第 1閾値電圧 VrefLを下回ることなく第 1閾 値時間 T1が経過し、時刻 tl2にて、充電電圧 Vcが上限設定電圧 Vth2に達すると、 第 4コンパレータ CMP4の比較出力信号がハイレベルとなり、 RSフリップフロップ FF 力 Sリセットされて、過電流保護信号 ENがディセーブル（ローレベル）に遷移される。こ れにより、制御回路 22では、 Hブリッジ回路 21を構成する各トランジスタの開閉制御 が禁止され、モータ 1の駆動が停止されるため、検出電圧 Va、 Vbは急速に下降し、 第 1論理和信号はローレベルに立ち下がる。
[0066] このとき、第 1スィッチ SW1は、第 1論理和信号のローレベル遷移よりも先に、過電 流保護信号 ENのディセーブル遷移に応じて、その共通端を第 2選択端に接続する 。その結果、コンデンサ C1は、第 2定電流源 12によって放電される形となり、充電電 圧 Vcの下降が開始される。
[0067] なお、第 2定電流源 12にて生成される定電流 (放電電流）は、コンデンサ C1の充電 電圧 Vcを上限設定電圧 Vth2から下限設定電圧 Vthlまで引き下げるに際して、第 2 閾値時間 T2 (例えば 290 [ s])を必要とする電流値に調整されている。すなわち、 コンデンサ C1の放電開始は、第 2閾値時間 Τ2の計時開始に相当する。
[0068] 時刻 tl2以後、第 2閾値時間 T2が経過し、時刻 tl3にて、充電電圧 Vcが下限設定 電圧 Vthlに達すると、第 3コンパレータ CMP3の比較出力信号がハイレベルとなり、 RSフリップフロップ FFがセットされて、過電流保護信号 ENがィネーブル（ハイレベル )に復帰される。これにより、制御回路 22では、 Hブリッジ回路 21を構成する各トラン ジスタの開閉制御が再許可され、モータ 1の駆動復帰が試行される。 [0069] 時刻 tl3にて、モータ駆動装置 2が再起動された後についても、上記と同様の過電 流保護動作が反復継続される。
[0070] すなわち、時刻 tl4にて、検出電圧 Va、 Vbのいずれか一が第 1閾値電圧 VrefLに 達すると、再び第 1閾値時間 T1の計時が開始され、時刻 tl5にて、第 1閾値時間 T1 の計時が完了されると、過電流保護信号 ENがディセーブルに遷移されて、モータ 1 の駆動が再停止される。
[0071] なお、図 3では、先述した通り、検出電圧 Va、 Vbのいずれか一が第 1閾値電圧 Vre fLには達するものの、第 2閾値電圧 VrefHには達しない場合を示しているため、第 2 論理和信号がハイレベルに立ち上がることはなぐ延いては、第 2スィッチ SW2がォ ン状態とされることもない。
[0072] 次に、図 4に示す場合 (検出電圧 Va、 Vbの 、ずれか一が第 2閾値電圧 VrefHにも 達する場合)について説明する。
[0073] 時刻 t20において、モータ駆動装置 2が起動された後、時刻 t21にて、検出電圧 Va 、 Vbのいずれか一が第 1閾値電圧 VrefLに達すると、第 1論理和信号がハイレベル となり、第 1スィッチ SW1がその共通端を第 1選択端に接続する。その結果、コンデン サ C1は、第 1定電流源 IIによって充電される形となり、充電電圧 Vcの上昇（すなわ ち、第 1閾値時間 T1の計時)が開始される。
[0074] 一方、第 1閾値時間 T1の計時開始後、時刻 t22にて、検出電圧 Va、 Vbのいずれ か一が第 2閾値電圧 VrefHに達すると、第 2論理和信号がハイレベルとなり、第 2スィ ツチ SW2がオン状態とされる。その結果、コンデンサ C1は、電源ラインに短絡されて 急速充電される形となり、充電電圧 Vcが上限設定電圧 Vth2まで一気に引き上げら れる。このようにして、充電電圧 Vcが上限設定電圧 Vth2に達すると、第 4コンパレー タ CMP4の比較出力信号がハイレベルとなり、 RSフリップフロップ FFがリセットされて 、過電流保護信号 ENがディセーブル (ローレベル）に遷移される。これにより、制御 回路 22では、 Hブリッジ回路 21を構成する各トランジスタの開閉制御が禁止されて、 モータ 1の駆動が停止されるため、検出電圧 Va、 Vbは急速に下降し、第 1、第 2論理 和信号は、ともにローレベルに立ち下がる。
[0075] このとき、第 1スィッチ SW1は、第 1論理和信号のローレベル遷移よりも先に、過電 流保護信号 ENのディセーブル遷移に応じてその共通端を第 2選択端に接続する。 また、第 2スィッチ SW2は、第 2論理和信号のローレベル遷移よりも先に、過電流保 護信号 ENのディセーブル遷移に応じてオフ状態となる。その結果、コンデンサ C1は 、第 2定電流源 12によって放電される形となり、充電電圧 Vcの下降 (すなわち、第 2 閾値時間 T2の計時）が開始される。
[0076] 時刻 t22以後、第 2閾値時間 T2が経過し、時刻 t23にて、充電電圧 Vcが下限設定 電圧 Vthlに達すると、第 3コンパレータ CMP3の比較出力信号がハイレベルとなり、 RSフリップフロップ FFがセットされて、過電流保護信号 ENがィネーブル（ハイレベル )に復帰される。これにより、制御回路 22では、 Hブリッジ回路 21を構成する各トラン ジスタの開閉制御が再許可され、モータ 1の駆動復帰が試行される。
[0077] 時刻 t23にて、モータ駆動装置 2が再起動された後についても、上記と同様の過電 流保護動作が反復継続される。
[0078] すなわち、時刻 t24にて、検出電圧 Va、 Vbのいずれか一が第 1閾値電圧 VrefLに 達すると、再び第 1閾値時間 T1の計時が開始され、時刻 t25にて、さらに検出電圧 V a、 Vbのいずれか一が第 2閾値電圧 VrefHに達すると、第 1閾値時間 T1の経過を待 つことなぐその計時を強制的に完了させ、過電流保護信号 ENがディセーブルに遷 移されて、モータ 1の駆動が再停止される。
[0079] 上記した通り、本実施形態の過電流保護回路 23において、タイマ回路 TMRは、検 出電圧 Va、Vbのいずれか一が第 1閾値電圧 VrefLに達したときに第 1閾値時間 T1 の計時を開始し、検出電圧 Va、 Vbが共に第 1閾値電圧 VrefLを下回ることなく第 1 閾値時間 T1が経過したときには、過電流保護信号 ENをディセーブルに遷移させる とともに第 2閾値時間 T2の計時を開始し、第 2閾値時間 T2が経過したときに過電流 保護信号 ENをイネ一ブルに復帰させる一方、検出電圧 Va、 Vbのいずれか一が第 1 閾値電圧 VrefLに達して第 1閾値時間 T1の計時が開始された後、検出電圧 Va、 Vb のいずれか一が第 2閾値電圧 VrefHに達したときには、第 1閾値時間 Tlの経過を待 つことなぐその計時を強制的に完了させ、過電流保護信号 ENをディセーブルに遷 移させるとともに第 2閾値時間 T2の計時を開始する構成とされている。
[0080] このような構成とすることにより、モータコイル Lのインピーダンス成分が小さい場合 や、モータコイル Lに接続される出力端子が天絡或いは地絡した場合など、監視対 象である駆動電流 ia、 ibが過大となった場合には、ノイズマスク用に設定された第 1閾 値時間 T1の経過を待たずに、モータ 1の駆動を即時にシャットダウンすることができ る。
[0081] 従って、本実施形態の過電流保護回路 23であれば、第 1閾値時間 T1が経過する まで過大な駆動電流 ia、 ibが保護対象に過電流が流れ続け、その安全動作領域を 超えて破壊に至る危険性を効果的に低減することができる（図 4中、符号「Va」、「Vb 」の一点鎖線を参照)。
[0082] また、本実施形態の過電流保護回路 23であれば、検出電圧 Va、 Vbが第 2閾値電 圧 VrefHに達しない限り、第 1閾値時間 T1の経過を待機してカゝらモータ 1の駆動が シャットダウンされるため、瞬時的なノイズ等によっては誤動作を生じにくい、という特 長も備えている。
[0083] さらに、本実施形態の過電流保護回路 23であれば、その過電流保護動作を実現 するに当たって CPUやメモリを設ける必要がないため、装置規模の増大やコストアツ プを招きにくい、という利点もある。
[0084] また、本実施形態の過電流保護回路 23であれば、モータ 1の駆動を一旦シャットダ ゥンした後も、第 2閾値時間 T2の経過を待機して力もその自動復帰を試行することが できるので、過電流の発生原因が解消されれば、何らの復旧作業を要することなぐ モータ駆動装置 2を正常動作に復帰させることが可能である。
[0085] 以上で述べたように、本発明によれば、監視対象の電流値に応じて保護動作の緊 急度を判断し、その判断結果に基づ ヽて保護対象を必要かつ十分に保護することが 可能となる。
[0086] 次に、制御回路 22による動作モード切替制御について、図 5及び図 6を参照しなが ら詳細な説明を行う。
[0087] 図 5は、動作モード制御信号 FIN、 RINに応じたゲート信号生成動作を説明するた めの図であり、図 6は、各動作モード (正転、逆転、ブレーキ、空転）における駆動電 流経路を説明するための図である。
[0088] なお、図 5において、左端に記載された符号「FIN」、「RIN」は、それぞれ、装置外 部から入力される動作モード制御信号 FIN、 RINの論理状態を示しており、符号「Q Hl」、「QH2」、「QL1」、「QL2」は、それぞれ、 Hブリッジ回路 21を構成するトランジ スタ QH1、 QH2、 QL1、 QL2のゲート信号の論理状態を示している。また、符号「モ ード」は、モータ 1の動作モードを示している。
[0089] 動作モード制御信号 FIN、 RINがそれぞれハイレベル、ローレベルである場合、制 御回路 22は、モータ 1を「正転モード」とすべぐトランジスタ QH1、 QL2をオンとし、ト ランジスタ QH2、 QL1をオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このような ゲート信号の生成により、モータ 1を構成するモータコイル Lには、 Hブリッジ回路 21 を介して、図 6 (a)に示す経路で駆動電流が流され、モータ 1が正転駆動される形と なる。
[0090] 一方、動作モード制御信号 FIN、 RINがそれぞれローレベル、ハイレベルである場 合、制御回路 22は、モータ 1を「逆転モード」とすべぐトランジスタ QH2、 QL1をオン とし、トランジスタ QH1、 QL2をオフとするように、各々のゲート信号を生成する。この ようなゲート信号の生成により、モータ 1を構成するモータコイル Lには、 Hブリッジ回 路 21を介して、図 6 (b)に示す経路で駆動電流が流され、モータ 1が逆転駆動される 形となる。
[0091] なお、動作モード制御信号 FIN、 RINが 、ずれもハイレベルである場合、制御回路 22は、モータ 1を「ブレーキモード」とすべぐトランジスタ QL1、 QL2をオンとし、トラ ンジスタ QH1、 QH2をオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このようなゲ ート信号の生成により、モータ 1を構成するモータコイル Lからは、 Hブリッジ回路 21 を介して、図 6 (c)に示す経路で接地端子に駆動電流が引き抜かれ、モータ 1がブレ ーキされる形となる。
[0092] また、動作モード制御信号 FIN、 RINが 、ずれもローレベルである場合、制御回路 22は、モータ 1を「空転モード」とすべぐトランジスタ QH1、 QH2、 QL1、 QL2を全 てオフとするように、各々のゲート信号を生成する。このようなゲート信号の生成により 、 Hブリッジ回路 21には、モータ 1を構成するモータコイル Lの逆起電力に応じて、図 6 (c)に示す経路で電流が流れ、モータ 1が空転される形となる。
[0093] 上記した通り、本実施形態のモータ駆動装置では、 Hブリッジ回路 21のスィッチ素 子として、電界効果トランジスタを用いているので、バイポーラトランジスタを用いた構 成に比べて、そのオン Zオフ制御に対する応答性を高めることが可能となる。ただし
、スィッチ素子としてノ《イポーラトランジスタを用いても、上記本発明の効果を奏する ことは可能であり、電界効果トランジスタの使用が必須の構成要件というわけではな い。
[0094] なお、上記の実施形態では、単相の DCモータを駆動対象とした構成を例に挙げて 説明を行った力 本発明の構成はこれに限定されるものではなぐその他のモータ（ ボイスコイルモータやステッピングモータなど）を駆動対象とするモータ駆動装置にも 広く適用することが可能である。
[0095] また、本発明の適用対象は、モータ駆動装置に限定されるものではなぐその他の 負荷 (特にインダクタンス負荷)を駆動対象とする負荷駆動装置全般に適用可能であ る。
[0096] また、本発明は、図 7に示すように、電源装置の過電流保護手段としても適用するこ とができる。なお、図 7に示す電源装置は、入出力端子間に接続された出力スィッチ 素子 QH1、 QH2を有して成る出力回路 31と；出力スィッチ素子 QH1、 QH2の開閉 制御に応じて両スィッチ素子間の接続ノードに繋がる LCフィルタ（コイル Lex、コンデ ンサ Cex)を駆動し、入力電圧 Vin力も所望の出力電圧 Voutを生成する制御回路 3 2と；出力スィッチ素子 QH1、 QH2に流れる電流 ia、 ibを監視して過電流保護信号 E Nを生成する過電流保護回路 33 (先述した過電流保護回路 23と同様の構成)と；を 有して成る電源装置であって、制御回路 32は、過電流保護信号 ENのディセーブル に応じて、出力スィッチ素子 QH1、 QH2の開閉制御が禁止される構成とされている
[0097] また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種 々の変更をカ卩えることが可能である。
[0098] 例えば、上記実施形態では、第 1、第 2閾値時間 Tl、 Τ2の計時手段として、コンデ ンサ C1の充放電回路を用いた場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成は これに限定されるものではなぐカウンタ等を用いてその計時を行っても構わない。
[0099] また、上記実施形態では、コンデンサ C1の充放電切替手段として、第 1、第 2定電 流源 II、 12とコンデンサ CIとの接続を第 1スィッチ SW1で選択的に切り替える構成 を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなぐ第 1 、第 2定電流源 II、 12の動作可否自体を選択的に切り替える構成としても構わない。
[0100] また、上記実施形態では、第 1、第 2スィッチ SW1、 SW2の切替制御について、第
1、第 2論理和信号のローレベル遷移よりも先に、過電流保護信号 ENのディセーブ ル遷移に応じて、その切替制御を行う構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の 構成はこれに限定されるものではなぐ回路構成の簡略ィ匕を優先するのであれば、 第 1、第 2論理和信号のみに応じて、第 1、第 2スィッチ SW1、 SW2の切替制御を行 う構成としても構わない。ただし、第 1、第 2論理和信号は、過電流保護信号 ENのデ イセ一ブル遷移力 若干遅れてローレベルに立ち下がるため、第 2閾値時間 T2の計 時を遅滞なく開始する観点力 言えば、上記実施形態の構成を採用することが望ま しい。
産業上の利用可能性
[0101] 本発明は、モータ駆動装置などの負荷駆動装置や電源装置につき、その過電流に 対する安全性を高める有用な技術であり、特に高信頼性を要求されるアプリケーショ ン (車載機器など）に好適な技術である。

Claims

請求の範囲
[1] 保護対象に流れる電流に応じた検出電圧を生成するセンス抵抗と、前記検出電圧 と第 1閾値電圧とを比較する第 1コンパレータと、前記検出電圧と第 1閾値電圧よりも 大きい第 2閾値電圧とを比較する第 2コンパレータと、第 1、第 2コンパレータの比較 出力信号に応じて過電流保護信号を生成するタイマ回路と、を有して成る過電流保 護回路であって、前記タイマ回路は、前記検出電圧が第 1閾値電圧に達したときに 第 1閾値時間の計時を開始し、前記検出電圧が第 1閾値電圧を下回ることなく第 1閾 値時間が経過したときには、前記過電流保護信号をディセーブルに遷移させるととも に第 2閾値時間の計時を開始し、第 2閾値時間が経過したときに前記過電流保護信 号をイネ一ブルに復帰させる一方、前記検出電圧が第 1閾値電圧に達して第 1閾値 時間の計時が開始された後、前記検出電圧が第 2閾値電圧に達したときには、第 1 閾値時間の経過を待つことなぐその計時を強制的に完了させ、前記過電流保護信 号をディセーブルに遷移させるとともに第 2閾値時間の計時を開始することを特徴と する過電流保護回路。
[2] 前記タイマ回路は、一端力 充電電圧が引き出されるコンデンサと;前記コンデンサ の充電手段である第 1定電流源と;前記コンデンサの放電手段である第 2定電流源と ；第 1コンパレータの比較出力信号及び前記過電流保護信号に応じて前記コンデン サの充電 Z放電を切り替える第 1スィッチと;第 2コンパレータの比較出力信号及び 前記過電流保護信号に応じて前記コンデンサの一端と電源ラインとの間を短絡 Z開 放する第 2スィッチと;前記充電電圧と所定の下限設定電圧との高低に応じてその出 力論理が変遷する第 3コンパレータと;前記充電電圧と所定の上限設定電圧との高 低に応じてその出力論理が変遷する第 4コンパレータと;第 3、第 4コンパレータの各 比較出力信号が入力され、自身の出力信号が前記過電流保護信号として引き出さ れる RSフリップフロップと；を有して成り、第 1スィッチは、前記検出電圧が第 1閾値電 圧に達しているときには、第 1定電流源により前記コンデンサの充電を行い、前記検 出電圧が第 1閾値電圧に達していないとき、或いは、前記過電流保護信号がデイセ 一ブルに遷移されたときには、第 2定電流源により前記コンデンサの放電を行うように 制御され、第 2スィッチは、前記検出電圧が第 2閾値電圧に達しているときには、前 記コンデンサの一端と電源ラインとの間を短絡し、前記検出電圧が第 2閾値電圧に 達していないとき、或いは、前記過電流保護信号がディセーブルに遷移されたときに は、前記コンデンサの一端と電源ラインとの間を開放するように制御されることを特徴 とする請求項 1に記載の過電流保護回路。
[3] 前記センス抵抗、及び、第 1、第 2コンパレータは、前記保護対象の電流経路上に 複数組設けられて 、ることを特徴とする請求項 1に記載の過電流保護回路。
[4] 負荷に接続された出力スィッチ素子を有して成る出力回路と;前記出力スィッチ素 子の開閉制御に応じて前記負荷に駆動電流を供給する制御回路と;前記駆動電流 を監視して過電流保護信号を生成する過電流保護回路と；を有して成る負荷駆動装 置であって、前記過電流保護回路として、請求項 1に記載の過電流保護回路を備え て成り、前記制御回路は、前記過電流保護信号のディセーブルに応じて前記出カス イッチ素子の開閉制御が禁止されることを特徴とする負荷駆動装置。
[5] モータの駆動制御を行うモータ駆動装置であって、前記モータを構成するモータコ ィルに駆動電流を供給する手段として、請求項 4に記載の負荷駆動装置を備えて成 ることを特徴とするモータ駆動装置。
[6] モータと、前記モータの駆動制御を行うモータ駆動装置と、を有して成る電気機器 であって、前記モータ駆動装置として、請求項 5に記載のモータ駆動装置を備えて成 ることを特徴とする電気機器。
[7] 入出力端子間に接続された出力スィッチ素子を有して成る出力回路と;前記出カス イッチ素子の開閉制御に応じて入力電圧力 所望の出力電圧を生成する制御回路 と；前記出力スィッチ素子に流れる電流を監視して過電流保護信号を生成する過電 流保護回路と;を有して成る電源装置であって、前記過電流保護回路として、請求項 1に記載の過電流保護回路を備えて成り、前記制御回路は、前記過電流保護信号 のディセーブルに応じて前記出力スィッチ素子の開閉制御が禁止されることを特徴と する電源装置。
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