JP2003092877A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】
【課題】ブーストハーフブリッジ方式（ＢＨＢ方式）ス
イッチング電源装置において交流電源を入力として高調
波を低減し、安定で高効率なスイッチング電源装置を提
供する。 【解決手段】ブーストハーフブリッジ方式（ＢＨＢ方
式）スイッチング電源装置において、交流入力に対して
ブリッジダイオードを使い、入力側にある第１のチョー
クコイルを不連続モードで動作させることで入力電源か
らの高調波を削減し、入力側の第１のチョークコイルに
中間端子を設け、第１の直列回路と第２の直列回路の発
生する電圧を変えることで、第１のスイッチング素子の
時比率を５０％以上にすることができ、出力側第２チョ
ークコイルの電圧変動を小さくすることが可能となり、
インダクタンスを小さくして高効率な電源装置を作るこ
とができる。
イッチング電源装置において交流電源を入力として高調
波を低減し、安定で高効率なスイッチング電源装置を提
供する。 【解決手段】ブーストハーフブリッジ方式（ＢＨＢ方
式）スイッチング電源装置において、交流入力に対して
ブリッジダイオードを使い、入力側にある第１のチョー
クコイルを不連続モードで動作させることで入力電源か
らの高調波を削減し、入力側の第１のチョークコイルに
中間端子を設け、第１の直列回路と第２の直列回路の発
生する電圧を変えることで、第１のスイッチング素子の
時比率を５０％以上にすることができ、出力側第２チョ
ークコイルの電圧変動を小さくすることが可能となり、
インダクタンスを小さくして高効率な電源装置を作るこ
とができる。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する分野】本発明は、１つのコンバータで構
成されたスイッチング電源装置において、交流入力で入
力電流の高調波成分を低減した高効率の電源装置に関す
るものである。 【０００２】 【従来の技術】スイッチング電源の入力電流の高調波成
分を低減する最も一般的な方法はスイッチング電源の入
力段に昇圧チョッパ回路などによって構成されるアクテ
ィブフィルタ回路を用いることである。しかしアクティ
ブフィルタ回路はそれ自身がひとつのコンバータである
ため、全体としては２つのコンバータを直列に接続した
構成となり概して部品点数も増え、効率が低下する原因
となった。 【０００３】一方ＭＯＳＦＥＴを用いた同期整流型スイ
ッチング電源において、高効率化を実現しようとする時
に問題となることは、ＭＯＳＦＥＴのソース、ドレイン
間の電圧が高いもの程オン抵抗が大きく、電力損失が大
きいため電源の効率が低下するという点である。また同
期整流回路を構成するＭＯＳＦＥＴを１次側スイッチの
オフ期間の全期間にわたり駆動することができず、この
期間のスイッチング損失が発生することである。 【０００４】本出願人は先にこの問題を改善したスイッ
チング電源装置を提案した。（特開平１１−２６２２６
３）図４は直流入力、図５は交流入力の回路例を示す。
図５においてＶｉｎは入力交流電源、Ｂｄはブリッジ型
整流回路、２ａ、２ｂは該ブリッジ型整流回路の直流出
力を受ける入力端子、Ｌ１はチョークコイル、Ｑ１、Ｑ
２はスイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴ）、Ｃ１、Ｃ２はコン
デンサ、Ｔは出力トランス、Ｎ１はその１次巻線、Ｎ
ａ、Ｎｂはその２次巻線（中間端子付き）Ｑ３、Ｑ４は
同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｌ２、Ｃ３はそれぞれ出力フィ
ルタを構成するチョークコイル及びコンデンサ、１６
ａ、１６ｂは出力端子、１７は負荷、１８は制御回路で
ある。 【０００５】この回路動作は１次側スイッチ素子Ｑ１、
Ｑ２が交互にオン、オフ（一方のスイッチ素子がオンの
時、他方のスイッチがオフ）して出力トランスを介して
同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３、Ｑ４にゲート信号を与
え、チョークコイルＬ２を介して負荷１７に給電する。
また、出力端子の電圧を検出し制御回路１８を通じて１
次側スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のオンオフ比を変えること
により出力電圧Ｖｏｕｔの定電圧制御を行う。 【０００６】因みに上記回路は、昇圧チョッパ回路とし
て入力電源ＶｉｎからコンデンサＣ１，Ｃ２との直列回
路に電力を送り、同時にハーフブリッジ回路の動作によ
りコンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路から負荷に電力を供
給する。この従来回路は、同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ
３、Ｑ４を短いオフ期間を除いて常に駆動することが可
能なため、同期整流ＭＯＳＦＥＴとして耐圧が低くオン
抵抗の小さいものが使用でき、出力フィルタも小さくで
きるので高効率のスイッチング電源を提供することがで
きる。 【０００７】図５の交流入力の従来回路において、入力
側にチョークコイルを有しているので入力端子の前段に
ブリッジ型整流回路を用い、このチョークコイルを不連
続電流モードで動作させることにより容易に入力電流の
高調波成分を低減できるが、このチョークを不連続モー
ドで動作させるには下側スイッチ素子Ｑ１の時比率を５
０％以下の小さい値で動作させることが必要になる。こ
のため出力チョークコイルＬ２に印加される電圧が大き
く、出力チョークコイルＬ２として大きいインダクタン
スのチョークコイルが必要となり、電源効率を低下させ
る要因となった。 【０００８】 【本発明が解決しようとする課題】本発明は、上記従来
技術の問題点を鑑みてなされたもので、その目的は、ブ
ーストハーフブリッジ方式（ＢＨＢ方式）スイッチング
電源装置を応用し、出力チョークコイルに印加される電
圧を小さくしてインダクタンスの小型化を図り、入力電
流の高調波成分を低減した高効率の電源装置を提供する
ことにある。 【０００９】 【課題を解決しようとする手段】上記目的を達成するた
めになされた請求項記載の発明は、従来のブーストハー
フブリッジ方式スイッチング電源において、入力側のチ
ョークコイルに中間端子を設け、上側スイッチ素子とト
ランスの１次巻線を前記入力側のチョークコイルの中間
端子に接続することで入力側のチョークコイルの不連続
モードを維持しながら、下側スイッチ素子の時比率を５
０％近辺にすることが可能で、出力チョークコイルに印
加される電圧の変化を小さくし、小さなインダクタンス
のチョークコイルを用いることによって、チョークコイ
ルでの損失を低減し、同時に入力電流の高調波成分を低
減した高効率の電源装置を実現することができる。 【００１０】すなわち交流電源に接続されたブリッジ型
ダイオードと、該ブリッジ型ダイオードの直流出力を受
ける入力端子２ａ，２ｂと１次巻線及び２次巻線を有す
るトランスと、該入力端子間に接続された入力側の第１
のチョークコイルと第１のスイッチ素子と直列回路（第
１）と、該トランスの１次巻線とコンデンサ（第１）と
の直列回路（第２）と、該トランスの１次巻線の端子間
に接続された第２のスイッチ素子と第２のコンデンサと
の直列回路（第３）と、該トランスの２次巻線のそれぞ
れ１端子間に接続された第１と第２の同期整流ＭＯＳＦ
ＥＴの直列回路（第４）と、該トランスの２次巻線の中
間端子と該第１と第２の同期整流ＭＯＳＦＥＴとの接続
点との間に接続された出力チョークコイルと出力コンデ
ンサとの直列回路（第５）とを備えたスイッチング電源
装置において、第２の直列回路を入力側チョークコイル
の中間端子と該第１のスイッチ素子の該チョークコイル
と接続されていない側の端子との間に接続することによ
って、チョークコイルの不連続モードを維持しながら第
１のスイッチ素子の時比率を５０％近辺で動作させるこ
とが可能になり、前記出力側の第２のチョークコイルに
印加される電圧の変化を小さくするようにしたことを特
徴とする、高効率なスイッチング電源を提供するもので
ある。 【００１１】 【発明の実施の形態】以下、添付図面を用いて本発明に
係る実施形態を説明する。図１は本発明回路の実施例で
ある。図７は図５の従来回路での出力チョークコイルに
掛かるＲ点の電圧波形を示し図３では本発明による出力
チョークコイルに掛かるＲ点の電圧波形を示している。
図６は従来方式の入力側第１のチョークコイルに流れる
電流を示し、図２は本発明による入力側に中間端子を設
け、第２の直列回路を接続した場合の入力側チョークコ
イルに流れる電流を示したものである。 【００１２】図１においてＶｉｎは入力電源であり２
ａ、２ｂは入力端子である。Ｌ１は第１の入力チョーク
コイルで入力端子とチョークコイルの間にブリッジダイ
オードＢｄを挿入してある。Ｑ１とＱ２はそれぞれ第１
と第２のスイッチ素子であり、Ｃ１とＣ２はそれぞれ第
１と第２のコンデンサであり、ＴとＮ１とＮａとＮｂは
それぞれトランス、その１次巻線、第１の２次巻線部
分、第２の２次巻線部分であり、Ｑ３とＱ４はそれぞれ
第１の同期整流ＭＯＳＦＥＴ、第２の同期整流ＭＯＳＦ
ＥＴであり、Ｌ２とＣ３はそれぞれ出力フィルタを構成
している第２のチョークコイルと第３のコンデンサで１
６ａ、１６ｂは出力端子であり１７は負荷であり、１８
は制御回路である。 【００１３】入力側の第１のチョークコイルは中間端子
が設けられ、その両端の端子はそれぞれブリッジダイオ
ードＢｄと第１のスイッチ素子Ｑ１に接続され、中間端
子は第２のスイッチ素子Ｑ２とトランスの第１次巻線Ｎ
１に接続されている。 【００１４】ブーストハーフブリッジ方式の電源装置
は、少なくとも１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎａ、Ｎｂ
を有するトランスＴと、直流電圧が印加される第１のチ
ョークコイルＬ１と第１のスイッチ素子Ｑ１とで構成さ
れる第１の直列回路と、前記第１のスイッチ素子Ｑ１間
に接続される前記トランスＴの１次巻線Ｎ１と第１のコ
ンデンサＣ１とで構成される第２の直列回路と、前記第
１のスイッチ素子Ｑ１がオフの期間に、前記第１のチョ
ークコイルＬ１の電流の一部を流す経路を形成するため
の第２のスイッチ素子Ｑ２と第２のコンデンサＣ２とで
構成される第３の直列回路と、前記トランスＴの２次巻
線に接続される整流回路と、前記整流回路に接続される
フィルタ回路と、前記フィルタ回路に接続され負荷に直
流電圧を出力する出力端子１６ａ、１６ｂと、前記出力
端子の出力電圧を検出して、前記第１と第２のスイッチ
素子Ｑ１、Ｑ２を、一方がオンの時に他方がオフである
ように交互にオンさせて、第１、第２のスイッチ素子Ｑ
１、Ｑ２のオンとオフの期間の比率を変化させることに
よって、出力端子１６ａ、１６ｂの出力電圧を一定にす
るように制御する制御回路を有することを特徴としてお
り、交流電圧の入力するためブリッジダイオードＢｄを
用いている。 【００１５】入力電源Ｖｉｎに直流電源を入力する場合
は高調波電流の影響がないのであるが、交流電源で使用
する場合は高調波電流の影響を受けるため、一般的には
入力電源Ｖｉｎに交流電源を用いる場合に昇圧チョッパ
回路などによって構成されるアクティブフィルタ回路を
用いて高調波電流成分を低減している。しかしこのよう
な回路構成では部品点数も多く効率の低下しがちであ
る。一方ブーストハーフブリッジ方式の電源装置は入力
側にチョークコイルＬ１を配置しているため、交流入力
をブリッジダイオードＢｄで直流に整流し、入力側の第
1のチョークコイルＬ１を不連続動作させることによっ
て、容易に入力電流の高調波成分を取り除くことがで
き、しかも効率良く直流電力を供給できる。 【００１６】実際に入力側の第1のチョークコイルＬ１
を不連続動作させるための手段として、下側第1のスイ
ッチ素子Ｑ１のオン時間を小さくし、時比率を５０％以
下の小さな値にすることが必要になり、その結果とし
て、図７に示すように出力側第２のチョークコイルＬ２
には下側第1のスイッチ素子Ｑ１のオン期間Ｔ１と、上
側第２のスイッチ素子Ｑ２のオン期間Ｔ２の電圧の差に
よるリップル電流が発生して、出力側第２のチョークコ
イルＬ２に大きなインダクタンスを設けて出力電圧を小
さくしないと安定した出力電圧が得られない。 【００１７】図２はＲ点で示す出力側第２のチョークコ
イルＬ２の入力電圧波形で、第１のスイッチ素子Ｑ１と
第２のスイッチ素子Ｑ２がそれぞれオン期間コンデンサ
Ｃ１との電圧とコンデンサＣ２の電圧をトランスＴの１
次巻線Ｎ１と第１の２次巻線Ｎａ、もしくは第２の２次
巻線Ｎｂの巻線比で変換した電圧であり、これらの電圧
が時比率によって変動するために出力側第２のチョーク
コイルＬ２の電圧に変動が発生する。 【００１８】本発明においては入力側のチョークコイル
に中間端子を設け上側にある第２のスイッチ素子Ｑ２と
トランス一次巻線Ｎ１が前記入力側の第１のチョークコ
イルＬ１の中間端子に接続されているため、時比率が５
０％近辺の場合でも、図２に示すように、入力チョーク
コイルＬ１が不連続電流モードで動作することが可能と
なり、そのためコンデンサＣ１とコンデンサＣ２の電圧
の差が小さくなり、その結果として、出力側の第２のチ
ョークコイルＬ２に印加される電圧は、第１のスイッチ
素子Ｑ１がオンし第２のスイッチ素子Ｑ２がオフして出
力する時間と、第２のスイッチ素子Ｑ２がオンし第１の
スイッチ素子Ｑ１がオフして出力する時間で、両者の出
力電圧に差を生じないことになり、出力側第２のチョー
クコイルＬ２に流れる電流はリップルが低減され、出力
側第２のチョークコイルＬ２はインダクタンスの小さい
ものが使用出来て損失が少なくなる。 【００１９】次に、本発明の動作原理を説明する。図５
の従来の回路における入力チョークコイルＬ１の電流波
形は図６のようになる。ここで入力チョークコイル電流
のピーク値Ｉｐ−１とスイッチ素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏ
ｆｆ−１はそれぞれ次式で表わせる. 【数１】 【数２】 ここでＬｃは入力チョークコイルＬ１のインダクタンス
である。 【００２０】一方図１の本発明回路における入力チョー
クコイルＬ１の電流波形は図２のようになる。ここでＬ
１のｅ−ｆ間の巻数とインダクタンスをそれぞれＮｃ、
Ｌｃとし、Ｌ１のｅ−ｇ間の巻数とインダクタンスをそ
れぞれＮｄ、Ｌｄとすると次式が成り立つ。 【数３】 また 【数４】 故に 【数５】 また 【数６】 数２と数６を比較するとＬｄはＬｃより小さいので、Ｔ
ｏｆｆ−２はＴｏｆｆ−１より小さくなる。故に、中間
端子の位置を調整することにより時比率を５０％近辺で
動作させても入力チョークコイルを不連続電流モードで
動作させることが可能である。 【００２１】図１の実施例では第１と第２の同期整流Ｍ
ＯＳＦＥＴ、Ｑ３及びＱ４のドライブ方法で、図１の回
路における第１と第２同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３及び
Ｑ４は、それぞれ他方の同期整流ＭＯＳＦＥＴのドレイ
ンソース間電圧によって駆動しているが、このゲート端
子の駆動方法は図１に示した方法に限らず、トランスＴ
の巻線から得られる電圧であれば同様な効果は得られ
る。 【００２２】 【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
回路においては、交流入力に対してブリッジダイオード
を使い、第１のスイッチング素子の時比率を５０％近辺
で動作させることによって、入力側にある第１のチョー
クコイルを不連続モードで動作させることで入力電源か
らの高調波を削減し、入力側の第１のチョークコイルに
中間端子を設け、出力側第２チョークコイルの電圧変動
を小さくすることが可能で、インダクタンスを小さくし
て高効率な電源装置を作ることができる。 【００２３】
成されたスイッチング電源装置において、交流入力で入
力電流の高調波成分を低減した高効率の電源装置に関す
るものである。 【０００２】 【従来の技術】スイッチング電源の入力電流の高調波成
分を低減する最も一般的な方法はスイッチング電源の入
力段に昇圧チョッパ回路などによって構成されるアクテ
ィブフィルタ回路を用いることである。しかしアクティ
ブフィルタ回路はそれ自身がひとつのコンバータである
ため、全体としては２つのコンバータを直列に接続した
構成となり概して部品点数も増え、効率が低下する原因
となった。 【０００３】一方ＭＯＳＦＥＴを用いた同期整流型スイ
ッチング電源において、高効率化を実現しようとする時
に問題となることは、ＭＯＳＦＥＴのソース、ドレイン
間の電圧が高いもの程オン抵抗が大きく、電力損失が大
きいため電源の効率が低下するという点である。また同
期整流回路を構成するＭＯＳＦＥＴを１次側スイッチの
オフ期間の全期間にわたり駆動することができず、この
期間のスイッチング損失が発生することである。 【０００４】本出願人は先にこの問題を改善したスイッ
チング電源装置を提案した。（特開平１１−２６２２６
３）図４は直流入力、図５は交流入力の回路例を示す。
図５においてＶｉｎは入力交流電源、Ｂｄはブリッジ型
整流回路、２ａ、２ｂは該ブリッジ型整流回路の直流出
力を受ける入力端子、Ｌ１はチョークコイル、Ｑ１、Ｑ
２はスイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴ）、Ｃ１、Ｃ２はコン
デンサ、Ｔは出力トランス、Ｎ１はその１次巻線、Ｎ
ａ、Ｎｂはその２次巻線（中間端子付き）Ｑ３、Ｑ４は
同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｌ２、Ｃ３はそれぞれ出力フィ
ルタを構成するチョークコイル及びコンデンサ、１６
ａ、１６ｂは出力端子、１７は負荷、１８は制御回路で
ある。 【０００５】この回路動作は１次側スイッチ素子Ｑ１、
Ｑ２が交互にオン、オフ（一方のスイッチ素子がオンの
時、他方のスイッチがオフ）して出力トランスを介して
同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３、Ｑ４にゲート信号を与
え、チョークコイルＬ２を介して負荷１７に給電する。
また、出力端子の電圧を検出し制御回路１８を通じて１
次側スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のオンオフ比を変えること
により出力電圧Ｖｏｕｔの定電圧制御を行う。 【０００６】因みに上記回路は、昇圧チョッパ回路とし
て入力電源ＶｉｎからコンデンサＣ１，Ｃ２との直列回
路に電力を送り、同時にハーフブリッジ回路の動作によ
りコンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路から負荷に電力を供
給する。この従来回路は、同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ
３、Ｑ４を短いオフ期間を除いて常に駆動することが可
能なため、同期整流ＭＯＳＦＥＴとして耐圧が低くオン
抵抗の小さいものが使用でき、出力フィルタも小さくで
きるので高効率のスイッチング電源を提供することがで
きる。 【０００７】図５の交流入力の従来回路において、入力
側にチョークコイルを有しているので入力端子の前段に
ブリッジ型整流回路を用い、このチョークコイルを不連
続電流モードで動作させることにより容易に入力電流の
高調波成分を低減できるが、このチョークを不連続モー
ドで動作させるには下側スイッチ素子Ｑ１の時比率を５
０％以下の小さい値で動作させることが必要になる。こ
のため出力チョークコイルＬ２に印加される電圧が大き
く、出力チョークコイルＬ２として大きいインダクタン
スのチョークコイルが必要となり、電源効率を低下させ
る要因となった。 【０００８】 【本発明が解決しようとする課題】本発明は、上記従来
技術の問題点を鑑みてなされたもので、その目的は、ブ
ーストハーフブリッジ方式（ＢＨＢ方式）スイッチング
電源装置を応用し、出力チョークコイルに印加される電
圧を小さくしてインダクタンスの小型化を図り、入力電
流の高調波成分を低減した高効率の電源装置を提供する
ことにある。 【０００９】 【課題を解決しようとする手段】上記目的を達成するた
めになされた請求項記載の発明は、従来のブーストハー
フブリッジ方式スイッチング電源において、入力側のチ
ョークコイルに中間端子を設け、上側スイッチ素子とト
ランスの１次巻線を前記入力側のチョークコイルの中間
端子に接続することで入力側のチョークコイルの不連続
モードを維持しながら、下側スイッチ素子の時比率を５
０％近辺にすることが可能で、出力チョークコイルに印
加される電圧の変化を小さくし、小さなインダクタンス
のチョークコイルを用いることによって、チョークコイ
ルでの損失を低減し、同時に入力電流の高調波成分を低
減した高効率の電源装置を実現することができる。 【００１０】すなわち交流電源に接続されたブリッジ型
ダイオードと、該ブリッジ型ダイオードの直流出力を受
ける入力端子２ａ，２ｂと１次巻線及び２次巻線を有す
るトランスと、該入力端子間に接続された入力側の第１
のチョークコイルと第１のスイッチ素子と直列回路（第
１）と、該トランスの１次巻線とコンデンサ（第１）と
の直列回路（第２）と、該トランスの１次巻線の端子間
に接続された第２のスイッチ素子と第２のコンデンサと
の直列回路（第３）と、該トランスの２次巻線のそれぞ
れ１端子間に接続された第１と第２の同期整流ＭＯＳＦ
ＥＴの直列回路（第４）と、該トランスの２次巻線の中
間端子と該第１と第２の同期整流ＭＯＳＦＥＴとの接続
点との間に接続された出力チョークコイルと出力コンデ
ンサとの直列回路（第５）とを備えたスイッチング電源
装置において、第２の直列回路を入力側チョークコイル
の中間端子と該第１のスイッチ素子の該チョークコイル
と接続されていない側の端子との間に接続することによ
って、チョークコイルの不連続モードを維持しながら第
１のスイッチ素子の時比率を５０％近辺で動作させるこ
とが可能になり、前記出力側の第２のチョークコイルに
印加される電圧の変化を小さくするようにしたことを特
徴とする、高効率なスイッチング電源を提供するもので
ある。 【００１１】 【発明の実施の形態】以下、添付図面を用いて本発明に
係る実施形態を説明する。図１は本発明回路の実施例で
ある。図７は図５の従来回路での出力チョークコイルに
掛かるＲ点の電圧波形を示し図３では本発明による出力
チョークコイルに掛かるＲ点の電圧波形を示している。
図６は従来方式の入力側第１のチョークコイルに流れる
電流を示し、図２は本発明による入力側に中間端子を設
け、第２の直列回路を接続した場合の入力側チョークコ
イルに流れる電流を示したものである。 【００１２】図１においてＶｉｎは入力電源であり２
ａ、２ｂは入力端子である。Ｌ１は第１の入力チョーク
コイルで入力端子とチョークコイルの間にブリッジダイ
オードＢｄを挿入してある。Ｑ１とＱ２はそれぞれ第１
と第２のスイッチ素子であり、Ｃ１とＣ２はそれぞれ第
１と第２のコンデンサであり、ＴとＮ１とＮａとＮｂは
それぞれトランス、その１次巻線、第１の２次巻線部
分、第２の２次巻線部分であり、Ｑ３とＱ４はそれぞれ
第１の同期整流ＭＯＳＦＥＴ、第２の同期整流ＭＯＳＦ
ＥＴであり、Ｌ２とＣ３はそれぞれ出力フィルタを構成
している第２のチョークコイルと第３のコンデンサで１
６ａ、１６ｂは出力端子であり１７は負荷であり、１８
は制御回路である。 【００１３】入力側の第１のチョークコイルは中間端子
が設けられ、その両端の端子はそれぞれブリッジダイオ
ードＢｄと第１のスイッチ素子Ｑ１に接続され、中間端
子は第２のスイッチ素子Ｑ２とトランスの第１次巻線Ｎ
１に接続されている。 【００１４】ブーストハーフブリッジ方式の電源装置
は、少なくとも１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎａ、Ｎｂ
を有するトランスＴと、直流電圧が印加される第１のチ
ョークコイルＬ１と第１のスイッチ素子Ｑ１とで構成さ
れる第１の直列回路と、前記第１のスイッチ素子Ｑ１間
に接続される前記トランスＴの１次巻線Ｎ１と第１のコ
ンデンサＣ１とで構成される第２の直列回路と、前記第
１のスイッチ素子Ｑ１がオフの期間に、前記第１のチョ
ークコイルＬ１の電流の一部を流す経路を形成するため
の第２のスイッチ素子Ｑ２と第２のコンデンサＣ２とで
構成される第３の直列回路と、前記トランスＴの２次巻
線に接続される整流回路と、前記整流回路に接続される
フィルタ回路と、前記フィルタ回路に接続され負荷に直
流電圧を出力する出力端子１６ａ、１６ｂと、前記出力
端子の出力電圧を検出して、前記第１と第２のスイッチ
素子Ｑ１、Ｑ２を、一方がオンの時に他方がオフである
ように交互にオンさせて、第１、第２のスイッチ素子Ｑ
１、Ｑ２のオンとオフの期間の比率を変化させることに
よって、出力端子１６ａ、１６ｂの出力電圧を一定にす
るように制御する制御回路を有することを特徴としてお
り、交流電圧の入力するためブリッジダイオードＢｄを
用いている。 【００１５】入力電源Ｖｉｎに直流電源を入力する場合
は高調波電流の影響がないのであるが、交流電源で使用
する場合は高調波電流の影響を受けるため、一般的には
入力電源Ｖｉｎに交流電源を用いる場合に昇圧チョッパ
回路などによって構成されるアクティブフィルタ回路を
用いて高調波電流成分を低減している。しかしこのよう
な回路構成では部品点数も多く効率の低下しがちであ
る。一方ブーストハーフブリッジ方式の電源装置は入力
側にチョークコイルＬ１を配置しているため、交流入力
をブリッジダイオードＢｄで直流に整流し、入力側の第
1のチョークコイルＬ１を不連続動作させることによっ
て、容易に入力電流の高調波成分を取り除くことがで
き、しかも効率良く直流電力を供給できる。 【００１６】実際に入力側の第1のチョークコイルＬ１
を不連続動作させるための手段として、下側第1のスイ
ッチ素子Ｑ１のオン時間を小さくし、時比率を５０％以
下の小さな値にすることが必要になり、その結果とし
て、図７に示すように出力側第２のチョークコイルＬ２
には下側第1のスイッチ素子Ｑ１のオン期間Ｔ１と、上
側第２のスイッチ素子Ｑ２のオン期間Ｔ２の電圧の差に
よるリップル電流が発生して、出力側第２のチョークコ
イルＬ２に大きなインダクタンスを設けて出力電圧を小
さくしないと安定した出力電圧が得られない。 【００１７】図２はＲ点で示す出力側第２のチョークコ
イルＬ２の入力電圧波形で、第１のスイッチ素子Ｑ１と
第２のスイッチ素子Ｑ２がそれぞれオン期間コンデンサ
Ｃ１との電圧とコンデンサＣ２の電圧をトランスＴの１
次巻線Ｎ１と第１の２次巻線Ｎａ、もしくは第２の２次
巻線Ｎｂの巻線比で変換した電圧であり、これらの電圧
が時比率によって変動するために出力側第２のチョーク
コイルＬ２の電圧に変動が発生する。 【００１８】本発明においては入力側のチョークコイル
に中間端子を設け上側にある第２のスイッチ素子Ｑ２と
トランス一次巻線Ｎ１が前記入力側の第１のチョークコ
イルＬ１の中間端子に接続されているため、時比率が５
０％近辺の場合でも、図２に示すように、入力チョーク
コイルＬ１が不連続電流モードで動作することが可能と
なり、そのためコンデンサＣ１とコンデンサＣ２の電圧
の差が小さくなり、その結果として、出力側の第２のチ
ョークコイルＬ２に印加される電圧は、第１のスイッチ
素子Ｑ１がオンし第２のスイッチ素子Ｑ２がオフして出
力する時間と、第２のスイッチ素子Ｑ２がオンし第１の
スイッチ素子Ｑ１がオフして出力する時間で、両者の出
力電圧に差を生じないことになり、出力側第２のチョー
クコイルＬ２に流れる電流はリップルが低減され、出力
側第２のチョークコイルＬ２はインダクタンスの小さい
ものが使用出来て損失が少なくなる。 【００１９】次に、本発明の動作原理を説明する。図５
の従来の回路における入力チョークコイルＬ１の電流波
形は図６のようになる。ここで入力チョークコイル電流
のピーク値Ｉｐ−１とスイッチ素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏ
ｆｆ−１はそれぞれ次式で表わせる. 【数１】 【数２】 ここでＬｃは入力チョークコイルＬ１のインダクタンス
である。 【００２０】一方図１の本発明回路における入力チョー
クコイルＬ１の電流波形は図２のようになる。ここでＬ
１のｅ−ｆ間の巻数とインダクタンスをそれぞれＮｃ、
Ｌｃとし、Ｌ１のｅ−ｇ間の巻数とインダクタンスをそ
れぞれＮｄ、Ｌｄとすると次式が成り立つ。 【数３】 また 【数４】 故に 【数５】 また 【数６】 数２と数６を比較するとＬｄはＬｃより小さいので、Ｔ
ｏｆｆ−２はＴｏｆｆ−１より小さくなる。故に、中間
端子の位置を調整することにより時比率を５０％近辺で
動作させても入力チョークコイルを不連続電流モードで
動作させることが可能である。 【００２１】図１の実施例では第１と第２の同期整流Ｍ
ＯＳＦＥＴ、Ｑ３及びＱ４のドライブ方法で、図１の回
路における第１と第２同期整流ＭＯＳＦＥＴ、Ｑ３及び
Ｑ４は、それぞれ他方の同期整流ＭＯＳＦＥＴのドレイ
ンソース間電圧によって駆動しているが、このゲート端
子の駆動方法は図１に示した方法に限らず、トランスＴ
の巻線から得られる電圧であれば同様な効果は得られ
る。 【００２２】 【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
回路においては、交流入力に対してブリッジダイオード
を使い、第１のスイッチング素子の時比率を５０％近辺
で動作させることによって、入力側にある第１のチョー
クコイルを不連続モードで動作させることで入力電源か
らの高調波を削減し、入力側の第１のチョークコイルに
中間端子を設け、出力側第２チョークコイルの電圧変動
を小さくすることが可能で、インダクタンスを小さくし
て高効率な電源装置を作ることができる。 【００２３】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示す電源装置の実施例であ
る。 【図２】本発明の方式による入力側にある第１のチョー
クコイルの入力電流特性を示す図である。 【図３】本発明の方式による出力側にある第2のチョー
クコイルの入力電圧特性を示す図である。 【図４】従来の直流電圧入力電源装置を示す図である。 【図５】従来の交流電圧入力電源装置を示す図である。 【図６】従来方式による入力側にある第１のチョークコ
イルの入力電流特性を示す図である。 【図７】従来方式による出力側にある第2のチョークコ
イルの入力電圧特性を示す図である。 【符号の説明】 ２ａ、２ｂ… 入力端子 １６ａ、１６ｂ… 出力端子 １７… 負荷 １８… 制御回路 Ｃ１… 第1のコンデンサ Ｃ２… 第2のコンデンサ Ｃ３… 出力フィルタの第3のコンデンサ Ｂｄ… ブリッジダイオード Ｌ１… 第1のチョークコイル Ｌ２… 出力フィルタの第2のチョークコイル Ｑ１… 第1のスイッチ素子 Ｑ２… 第2のスイッチ素子 Ｑ３、Ｑ４… 同期整流ＭＯＳＦＥＴ Ｔ… トランス Ｎ１… トランスＴの1次巻線 Ｎａ… トランスＴの第1の2次巻線 Ｎｂ… トランスＴの第2の2次巻線 Ｖｉｎ… 入力電源 Ｖ（R）…Ｒ点の電圧 ｅ、ｆ、ｇ…入力側インダクタンスＬ１の端子
る。 【図２】本発明の方式による入力側にある第１のチョー
クコイルの入力電流特性を示す図である。 【図３】本発明の方式による出力側にある第2のチョー
クコイルの入力電圧特性を示す図である。 【図４】従来の直流電圧入力電源装置を示す図である。 【図５】従来の交流電圧入力電源装置を示す図である。 【図６】従来方式による入力側にある第１のチョークコ
イルの入力電流特性を示す図である。 【図７】従来方式による出力側にある第2のチョークコ
イルの入力電圧特性を示す図である。 【符号の説明】 ２ａ、２ｂ… 入力端子 １６ａ、１６ｂ… 出力端子 １７… 負荷 １８… 制御回路 Ｃ１… 第1のコンデンサ Ｃ２… 第2のコンデンサ Ｃ３… 出力フィルタの第3のコンデンサ Ｂｄ… ブリッジダイオード Ｌ１… 第1のチョークコイル Ｌ２… 出力フィルタの第2のチョークコイル Ｑ１… 第1のスイッチ素子 Ｑ２… 第2のスイッチ素子 Ｑ３、Ｑ４… 同期整流ＭＯＳＦＥＴ Ｔ… トランス Ｎ１… トランスＴの1次巻線 Ｎａ… トランスＴの第1の2次巻線 Ｎｂ… トランスＴの第2の2次巻線 Ｖｉｎ… 入力電源 Ｖ（R）…Ｒ点の電圧 ｅ、ｆ、ｇ…入力側インダクタンスＬ１の端子
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】交流電源に接続されたブリッジ型ダイオー
ドと該ブリッジ型ダイオードの直流出力を受ける入力端
子と1次巻線及び２次巻線を有するトランスと、該入力
端子間に接続された中間端子を有するチョークコイルと
第1のスイッチ素子との直列回路（第1）と、該チョーク
コイルの中間端子と該第1のスイッチ素子の該チョーク
コイルと接続されていない側の端子との間に接続された
該トランスの1次巻線とコンデンサ（第1）との直列回路
（第２）と、該トランスの1次巻線の端子間に接続され
た第２のスイッチ素子と第２のコンデンサ（第２）との
直列回路（第３）と、該トランスの２次巻線のそれぞれ
１端子間に接続された第１と第２の同期整流ＭＯＳＦＥ
Ｔの直列回路（第４）と、該トランスの２次巻線の中間
端子と該第１と第２の同期整流ＭＯＳＦＥＴの接続点と
の間に接続された出力チョークコイルと出力コンデンサ
との直列回路（第５）とを備えたことを特徴とするスイ
ッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001284576A JP2003092877A (ja) | 2001-09-19 | 2001-09-19 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001284576A JP2003092877A (ja) | 2001-09-19 | 2001-09-19 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003092877A true JP2003092877A (ja) | 2003-03-28 |
Family
ID=19107870
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001284576A Pending JP2003092877A (ja) | 2001-09-19 | 2001-09-19 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003092877A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8279629B2 (en) | 2009-07-29 | 2012-10-02 | Tdk Corporation | Switching power supply |
| DE102017213418A1 (de) | 2016-08-02 | 2018-02-08 | Omron Automotive Electronics Co., Ltd. | Spannungsumsetzungsvorrichtung |
| DE102017214721A1 (de) | 2016-08-24 | 2018-03-01 | Omron Automotive Electronics Co., Ltd. | Spannungswandlungsvorrichtung |
| WO2022037876A1 (de) * | 2020-08-20 | 2022-02-24 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und vorrichtung zur ermittlung eines parameters, wobei der parameter einen strom oder eine spannung in einer schaltungsanordnung charakterisiert |
-
2001
- 2001-09-19 JP JP2001284576A patent/JP2003092877A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8279629B2 (en) | 2009-07-29 | 2012-10-02 | Tdk Corporation | Switching power supply |
| DE102017213418A1 (de) | 2016-08-02 | 2018-02-08 | Omron Automotive Electronics Co., Ltd. | Spannungsumsetzungsvorrichtung |
| US9966876B2 (en) | 2016-08-02 | 2018-05-08 | Omron Automotive Electronics Co., Ltd. | Voltage conversion device |
| DE102017214721A1 (de) | 2016-08-24 | 2018-03-01 | Omron Automotive Electronics Co., Ltd. | Spannungswandlungsvorrichtung |
| US9973073B2 (en) | 2016-08-24 | 2018-05-15 | Omron Automotive Electronics Co., Ltd. | Voltage conversion device that ensures supply of power to a controller even if the input voltage decreases |
| WO2022037876A1 (de) * | 2020-08-20 | 2022-02-24 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und vorrichtung zur ermittlung eines parameters, wobei der parameter einen strom oder eine spannung in einer schaltungsanordnung charakterisiert |
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