JP2000333448A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
- Publication number
- JP2000333448A JP2000333448A JP11136041A JP13604199A JP2000333448A JP 2000333448 A JP2000333448 A JP 2000333448A JP 11136041 A JP11136041 A JP 11136041A JP 13604199 A JP13604199 A JP 13604199A JP 2000333448 A JP2000333448 A JP 2000333448A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching
- voltage
- circuit
- power supply
- transformer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 間欠発振の起動時間を低損失で短時間に設定
すること。 【解決手段】 スイッチング用のＦＥＴのゲートに起動
電流を供給する起動回路として抵抗Ｒ１，Ｒ２の他に、
トランスの１次巻線Ｌ３から発生する交流電圧を整流平
滑する回路と、この整流平滑回路より出力される直流電
圧をＦＥＴ３のゲートに印加するための抵抗Ｒ４とダイ
オードＤ４から成る第２の起動回路を設け、制御回路に
より前記ＦＥＴのスイッチングが間欠的に行われる時、
抵抗Ｒ４の抵抗値を低くして前記整流平滑回路からの起
動電流を増加させることにより、間欠スイッチング時の
ＦＥＴの起動時間を速めて、間欠スイッチング周期を短
くでき、間欠発振特性を改善することができる。この場
合、前記整流平滑回路から出力される電圧は低いため、
抵抗Ｒ４の抵抗値を低くしても、電力損失を低く抑える
ことができる。
すること。 【解決手段】 スイッチング用のＦＥＴのゲートに起動
電流を供給する起動回路として抵抗Ｒ１，Ｒ２の他に、
トランスの１次巻線Ｌ３から発生する交流電圧を整流平
滑する回路と、この整流平滑回路より出力される直流電
圧をＦＥＴ３のゲートに印加するための抵抗Ｒ４とダイ
オードＤ４から成る第２の起動回路を設け、制御回路に
より前記ＦＥＴのスイッチングが間欠的に行われる時、
抵抗Ｒ４の抵抗値を低くして前記整流平滑回路からの起
動電流を増加させることにより、間欠スイッチング時の
ＦＥＴの起動時間を速めて、間欠スイッチング周期を短
くでき、間欠発振特性を改善することができる。この場
合、前記整流平滑回路から出力される電圧は低いため、
抵抗Ｒ４の抵抗値を低くしても、電力損失を低く抑える
ことができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電子機器などに使
用されるスイッチング電源装置に係り、特に電力損失の
少ないスイッチング電源装置の起動回路に関する。
用されるスイッチング電源装置に係り、特に電力損失の
少ないスイッチング電源装置の起動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来のスイッチング電源装置の一
種であるＤＣ−ＤＣコンバータ回路の構成例である。ス
イッチング電源装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ回路）は、
コンデンサ入力型整流回路等の直流電源Ｖ、スイッチン
グして交流電流を発生させるスイッチング素子であるＦ
ＥＴ３、交流電圧の昇降を行うトランスＴ、トランスＴ
の１次巻線Ｌ１、１次巻線Ｌ１とは逆極性に磁気結合す
る２次巻線Ｌ２、１次巻線Ｌｌと同極性に磁気結合した
駆動巻線Ｌ３、ＦＥＴ３のスイッチングを起動する起動
抵抗Ｒ１、Ｒ２、ＦＥＴ３のゲート抵抗Ｒ３、発振用コ
ンデンサＣ１、トランスＴの２次側の交流電圧を整流す
る整流素子Ｄ１、整流素子Ｄ１からの整流電圧を平滑す
る平滑コンデンサＣｏ、負荷Ｒｏに供給される直流出力
電圧Ｖｏに応じてＦＥＴ３のオンデューティを制御する
信号を付与すると共にＦＥＴ３の間欠スイッチング制御
を行う制御回路１を備えている。
種であるＤＣ−ＤＣコンバータ回路の構成例である。ス
イッチング電源装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ回路）は、
コンデンサ入力型整流回路等の直流電源Ｖ、スイッチン
グして交流電流を発生させるスイッチング素子であるＦ
ＥＴ３、交流電圧の昇降を行うトランスＴ、トランスＴ
の１次巻線Ｌ１、１次巻線Ｌ１とは逆極性に磁気結合す
る２次巻線Ｌ２、１次巻線Ｌｌと同極性に磁気結合した
駆動巻線Ｌ３、ＦＥＴ３のスイッチングを起動する起動
抵抗Ｒ１、Ｒ２、ＦＥＴ３のゲート抵抗Ｒ３、発振用コ
ンデンサＣ１、トランスＴの２次側の交流電圧を整流す
る整流素子Ｄ１、整流素子Ｄ１からの整流電圧を平滑す
る平滑コンデンサＣｏ、負荷Ｒｏに供給される直流出力
電圧Ｖｏに応じてＦＥＴ３のオンデューティを制御する
信号を付与すると共にＦＥＴ３の間欠スイッチング制御
を行う制御回路１を備えている。
【０００３】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路はＲＣＣ（リン
ギング・チョーク・コンバータ）回路そのものであり、
トランスＴの駆動巻線Ｌ３の誘起電圧を利用してＦＥＴ
３をオン・オフ動作させて、トランスＴの１次巻線Ｌ１
と２次巻線Ｌ２に交流電圧を発生させる。そして、２次
巻線Ｌ２に発生した交流電圧を整流素子Ｄ１と平滑コン
デンサＣｏから成る整流平滑回路により定電圧の直流電
圧を得るものである。
ギング・チョーク・コンバータ）回路そのものであり、
トランスＴの駆動巻線Ｌ３の誘起電圧を利用してＦＥＴ
３をオン・オフ動作させて、トランスＴの１次巻線Ｌ１
と２次巻線Ｌ２に交流電圧を発生させる。そして、２次
巻線Ｌ２に発生した交流電圧を整流素子Ｄ１と平滑コン
デンサＣｏから成る整流平滑回路により定電圧の直流電
圧を得るものである。
【０００４】ここで、ＲＣＣ回路における回路の起動は
直流電源Ｖを起動抵抗Ｒ１を介してＦＥＴ３のゲートに
電荷を充電して、ＦＥＴ３のゲート電圧がＦＥＴ３を駆
動させる閾値電圧に達すると、ＦＥＴ３のスイッチング
を開始するため、１次巻線Ｌ１に交流電流（スイッチン
グ電流）が流れる。
直流電源Ｖを起動抵抗Ｒ１を介してＦＥＴ３のゲートに
電荷を充電して、ＦＥＴ３のゲート電圧がＦＥＴ３を駆
動させる閾値電圧に達すると、ＦＥＴ３のスイッチング
を開始するため、１次巻線Ｌ１に交流電流（スイッチン
グ電流）が流れる。
【０００５】これにより、駆動巻線Ｌ３に交流電圧が発
生し、これがＦＥＴ３のゲート回路に交流電流を供給す
るため、ＦＥＴ３のゲートにはコンデンサＣ１、抵抗Ｒ
３などで決まる時定数に応じた周期で変化するゲート電
圧が印加され、ＦＥＴ３のスイッチングが持続する。そ
の際、制御回路１は２次側の出力電圧Ｖｏが一定の電圧
になるようにＦＥＴ３のオンデューティを制御する。
生し、これがＦＥＴ３のゲート回路に交流電流を供給す
るため、ＦＥＴ３のゲートにはコンデンサＣ１、抵抗Ｒ
３などで決まる時定数に応じた周期で変化するゲート電
圧が印加され、ＦＥＴ３のスイッチングが持続する。そ
の際、制御回路１は２次側の出力電圧Ｖｏが一定の電圧
になるようにＦＥＴ３のオンデューティを制御する。
【０００６】今日、地球環境保護の観点から、機器が待
機時（軽負荷時）である時の省電力化（Energy Star,Bl
ue Angel）が求められており、待機時の省電力技術に間
欠発振が利用されている。このため、２次側の負荷が無
い時、或いは軽い時、上記したオンデューティ制御に加
えて、制御回路１はＦＥＴ３のスイッチングをゲート、
ソース間容量に蓄積された電荷を放電させる回路を動作
させて、ＦＥＴ３のスイッチング動作を間欠的に停止さ
せることにより、ＦＥＴ３を間欠スイッチング動作させ
て、出力電圧Ｖｏを一定に保持する。
機時（軽負荷時）である時の省電力化（Energy Star,Bl
ue Angel）が求められており、待機時の省電力技術に間
欠発振が利用されている。このため、２次側の負荷が無
い時、或いは軽い時、上記したオンデューティ制御に加
えて、制御回路１はＦＥＴ３のスイッチングをゲート、
ソース間容量に蓄積された電荷を放電させる回路を動作
させて、ＦＥＴ３のスイッチング動作を間欠的に停止さ
せることにより、ＦＥＴ３を間欠スイッチング動作させ
て、出力電圧Ｖｏを一定に保持する。
【０００７】このような負荷が軽負荷や無負荷時である
時の間欠発振（間欠スイッチング）動作状態における起
動時間は、起動抵抗Ｒ１の抵抗値の大きさに依存する。
即ち、起動抵抗Ｒ１の抵抗値により、間欠発振（間欠ス
イッチング）の周期（ＦＥＴ３がオフしている期間）が
変わる。起動抵抗Ｒ１が小さいと、抵抗Ｒ１には大きな
起動電流が流れ、ＦＥＴ３のゲートは早く閾値電圧まで
達し、起動時間が短くなるため、間欠発振（間欠スイッ
チング）の周期が短くなる。また、その反対に起動抵抗
Ｒ１が大きい時は、起動時間が長くなるため、間欠発振
（間欠スイッチング）の周期が長くなる。
時の間欠発振（間欠スイッチング）動作状態における起
動時間は、起動抵抗Ｒ１の抵抗値の大きさに依存する。
即ち、起動抵抗Ｒ１の抵抗値により、間欠発振（間欠ス
イッチング）の周期（ＦＥＴ３がオフしている期間）が
変わる。起動抵抗Ｒ１が小さいと、抵抗Ｒ１には大きな
起動電流が流れ、ＦＥＴ３のゲートは早く閾値電圧まで
達し、起動時間が短くなるため、間欠発振（間欠スイッ
チング）の周期が短くなる。また、その反対に起動抵抗
Ｒ１が大きい時は、起動時間が長くなるため、間欠発振
（間欠スイッチング）の周期が長くなる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来のス
イッチング電源装置の間欠発振（間欠スイッチング）動
作時において、起動時間が長いため、間欠発振（間欠ス
イッチング）の周期が長くなる場合、２次側の平滑コン
デンサＣｏの電圧が下降し、出力電圧Ｖｏに大きなリッ
プルを持つ低品質な電圧が発生する。また、間欠発振周
期が可聴周波数領域である時、電源装置の発振音が聞こ
える。これは、間欠発振（間欠スイッチング）時での起
動時間を短くして、間欠発振（間欠スイッチング）の周
期を短くすることにより改善することができる。そこ
で、従来のスイッチング電源装置において起動時間を短
くするためには、抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくすることに
より、ＦＥＴ３のゲート充電時間を短くして起動時間を
短くする。
イッチング電源装置の間欠発振（間欠スイッチング）動
作時において、起動時間が長いため、間欠発振（間欠ス
イッチング）の周期が長くなる場合、２次側の平滑コン
デンサＣｏの電圧が下降し、出力電圧Ｖｏに大きなリッ
プルを持つ低品質な電圧が発生する。また、間欠発振周
期が可聴周波数領域である時、電源装置の発振音が聞こ
える。これは、間欠発振（間欠スイッチング）時での起
動時間を短くして、間欠発振（間欠スイッチング）の周
期を短くすることにより改善することができる。そこ
で、従来のスイッチング電源装置において起動時間を短
くするためには、抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくすることに
より、ＦＥＴ３のゲート充電時間を短くして起動時間を
短くする。
【０００９】しかし、本回路動作時には、直流電源Ｖか
ら起動抵抗Ｒ１を介して電流が流れ続けるため、起動抵
抗Ｒ１に損失が発生する。起動抵抗Ｒ１にかかる電圧は
Ｖ−Ｖｇ（ＶｇはＦＥＴ３ゲートにかかる電圧）と表わ
すことができ、起動抵抗Ｒ１での損失は（Ｖ一Ｖｇ）2
／Ｒ１となる。
ら起動抵抗Ｒ１を介して電流が流れ続けるため、起動抵
抗Ｒ１に損失が発生する。起動抵抗Ｒ１にかかる電圧は
Ｖ−Ｖｇ（ＶｇはＦＥＴ３ゲートにかかる電圧）と表わ
すことができ、起動抵抗Ｒ１での損失は（Ｖ一Ｖｇ）2
／Ｒ１となる。
【００１０】スイッチング電源回路の動作時はＦＥＴ３
のゲートにかかる電圧は１５Ｖ程度となっており、直流
電圧Ｖは、９０Ｖｄｃ〜４００Ｖｄｃと高いため、起動
時間を短くするために起動抵抗Ｒ１を小さくすると、起
動抵抗Ｒ１にて大きな損失（Ｖ−Ｖｇ）2／Ｒ１が発生
する。そのため、起動抵抗Ｒ１を低損失で間欠発振（間
欠スイッチング）の起動時間を短く設定することが困難
であるという問題があった。
のゲートにかかる電圧は１５Ｖ程度となっており、直流
電圧Ｖは、９０Ｖｄｃ〜４００Ｖｄｃと高いため、起動
時間を短くするために起動抵抗Ｒ１を小さくすると、起
動抵抗Ｒ１にて大きな損失（Ｖ−Ｖｇ）2／Ｒ１が発生
する。そのため、起動抵抗Ｒ１を低損失で間欠発振（間
欠スイッチング）の起動時間を短く設定することが困難
であるという問題があった。
【００１１】本発明は、上述の如き従来の課題を解決す
るためになされたもので、その目的は、間欠発振（間欠
スイッチング）の起動時間を低損失で任意の短時間に設
定して、間欠発振（間欠スイッチング）周期を短くする
ことができるスイッチング電源装置を提供することであ
る。
るためになされたもので、その目的は、間欠発振（間欠
スイッチング）の起動時間を低損失で任意の短時間に設
定して、間欠発振（間欠スイッチング）周期を短くする
ことができるスイッチング電源装置を提供することであ
る。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明の特徴は、直流電源からトランスの
１次側に供給される直流電流をスイッチングして、前記
トランスの２次側に電圧を発生させるスイッチング素子
と、前記２次側に発生した電圧を所定電圧とするフィー
ドバック制御回路とを有し、前記トランスの２次側の負
荷が軽くなったり、或いは無負荷になった場合、前記フ
ィードバック制御回路は前記スイッチング素子を間欠的
にスイッチングさせて前記２次側の電圧を前記所定電圧
に保持するスイッチング電源装置において、前記直流電
源より起動電圧を発生して前記スイッチング素子の制御
端子に印加する第１の起動回路と、前記トランスの巻線
に発生する交流電圧を整流平滑して前記スイッチング素
子を起動する起動電圧を前記スイッチング素子の制御端
子に印加する第２の起動回路とを具備することにある。
に、請求項１の発明の特徴は、直流電源からトランスの
１次側に供給される直流電流をスイッチングして、前記
トランスの２次側に電圧を発生させるスイッチング素子
と、前記２次側に発生した電圧を所定電圧とするフィー
ドバック制御回路とを有し、前記トランスの２次側の負
荷が軽くなったり、或いは無負荷になった場合、前記フ
ィードバック制御回路は前記スイッチング素子を間欠的
にスイッチングさせて前記２次側の電圧を前記所定電圧
に保持するスイッチング電源装置において、前記直流電
源より起動電圧を発生して前記スイッチング素子の制御
端子に印加する第１の起動回路と、前記トランスの巻線
に発生する交流電圧を整流平滑して前記スイッチング素
子を起動する起動電圧を前記スイッチング素子の制御端
子に印加する第２の起動回路とを具備することにある。
【００１３】請求項２の発明の前記第２の起動回路は、
前記トランスの巻線に発生した交流電圧を整流平滑する
整流平滑回路と、この整流平滑回路により出力される直
流電流を前記スイッチング素子の制御端子に印加する抵
抗とダイオードの直列回路とを有する。
前記トランスの巻線に発生した交流電圧を整流平滑する
整流平滑回路と、この整流平滑回路により出力される直
流電流を前記スイッチング素子の制御端子に印加する抵
抗とダイオードの直列回路とを有する。
【００１４】請求項３の発明の前記第２の起動回路に交
流電源を供給するトランスの巻線は、前記スイッチング
素子のスイッチングを持続させる前記制御端子側回路に
電源を供給するトランスの巻線と共通である。
流電源を供給するトランスの巻線は、前記スイッチング
素子のスイッチングを持続させる前記制御端子側回路に
電源を供給するトランスの巻線と共通である。
【００１５】請求項４の発明の特徴は、前記スイッチン
グ素子が電界効果トランジスタであった場合、前記制御
回路はこのトランジスタのゲート、ソース間容量に蓄積
された電荷を放電して、このトランジスタのスイッチン
グを間欠的に停止する回路を備えたことにある。
グ素子が電界効果トランジスタであった場合、前記制御
回路はこのトランジスタのゲート、ソース間容量に蓄積
された電荷を放電して、このトランジスタのスイッチン
グを間欠的に停止する回路を備えたことにある。
【００１６】請求項５の発明の前記スイッチング電源装
置は前記トランスの２次側に発生した交流電圧を平滑整
流して所定の直流電圧として負荷側に出力するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータである。
置は前記トランスの２次側に発生した交流電圧を平滑整
流して所定の直流電圧として負荷側に出力するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータである。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。図１は本発明のスイッチング電源
装置の第１の実施の形態を示した回路図である。但し、
従来例と同一部品は同一符号を用いて説明する。スイッ
チング電源装置は、コンデンサ入力型整流回路等の直流
電源Ｖ、スイッチングして交流電流を発生させるスイッ
チング素子であるＦＥＴ３、交流電圧の昇降を行うトラ
ンスＴ、トランスＴの１次巻線Ｌ１、トランスＴの１次
巻線Ｌ１とは逆極性に磁気結合する２次巻線Ｌ２、トラ
ンスＴの１次巻線Ｌｌと同極性に磁気結合した駆動巻線
Ｌ３、ＦＥＴ３のスイッチングを起動する起動抵抗Ｒ
１，Ｒ２、ＦＥＴ３のゲート抵抗Ｒ３、発振用コンデン
サＣ１、２次側の交流電圧を整流する整流素子Ｄ１、整
流素子Ｄ１からの整流電圧を平滑する平滑コンデンサＣ
ｏ、負荷Ｒｏに供給される直流出力電圧Ｖｏに応じてＦ
ＥＴ３のオンデューティ制御及び間欠スイッチング制御
を行う制御回路１、駆動巻線Ｌ３の出力電圧を整流平滑
する整流平滑回路２及び整流平滑回路２の出力電流をＦ
ＥＴ３のゲートに供給する抵抗Ｒ４、ダイオードＤ４を
有している。
に基づいて説明する。図１は本発明のスイッチング電源
装置の第１の実施の形態を示した回路図である。但し、
従来例と同一部品は同一符号を用いて説明する。スイッ
チング電源装置は、コンデンサ入力型整流回路等の直流
電源Ｖ、スイッチングして交流電流を発生させるスイッ
チング素子であるＦＥＴ３、交流電圧の昇降を行うトラ
ンスＴ、トランスＴの１次巻線Ｌ１、トランスＴの１次
巻線Ｌ１とは逆極性に磁気結合する２次巻線Ｌ２、トラ
ンスＴの１次巻線Ｌｌと同極性に磁気結合した駆動巻線
Ｌ３、ＦＥＴ３のスイッチングを起動する起動抵抗Ｒ
１，Ｒ２、ＦＥＴ３のゲート抵抗Ｒ３、発振用コンデン
サＣ１、２次側の交流電圧を整流する整流素子Ｄ１、整
流素子Ｄ１からの整流電圧を平滑する平滑コンデンサＣ
ｏ、負荷Ｒｏに供給される直流出力電圧Ｖｏに応じてＦ
ＥＴ３のオンデューティ制御及び間欠スイッチング制御
を行う制御回路１、駆動巻線Ｌ３の出力電圧を整流平滑
する整流平滑回路２及び整流平滑回路２の出力電流をＦ
ＥＴ３のゲートに供給する抵抗Ｒ４、ダイオードＤ４を
有している。
【００１８】図２は上記した整流平滑回路２の詳細構成
例を示した回路図である。整流平滑回路２はコンデンサ
Ｃ２，Ｃ３とダイオードＤ２，Ｄ３から成るコンデンサ
入力型の倍電圧整流回路である。
例を示した回路図である。整流平滑回路２はコンデンサ
Ｃ２，Ｃ３とダイオードＤ２，Ｄ３から成るコンデンサ
入力型の倍電圧整流回路である。
【００１９】次に本実施の形態の動作について説明す
る。電源オン時、電源装置の起動は、直流電源Ｖから起
動抵抗Ｒ１を介してＦＥＴ３のゲートに電流を流してゲ
ート、ソース間を充電し、これにより、ＦＥＴ３のゲー
ト電圧がＦＥＴ３を駆動させる閾値電圧に達すると、Ｆ
ＥＴ３のスイッチングを開始し、１次巻線Ｌ１に交流電
流（スイッチング電流）が流れる。これにより、駆動巻
線Ｌ３に交流電圧が発生し、これがＦＥＴ３のゲート回
路に電流を供給して、ＦＥＴ３のスイッチング（例えば
周波数５０ＫＨｚ）を図３（Ａ）に示すように持続させ
る。その際、制御回路１は２次側の負荷Ｒｏに供給され
る出力電圧Ｖｏが一定の電圧になるように、ＦＥＴ３を
オンデューティ制御する。
る。電源オン時、電源装置の起動は、直流電源Ｖから起
動抵抗Ｒ１を介してＦＥＴ３のゲートに電流を流してゲ
ート、ソース間を充電し、これにより、ＦＥＴ３のゲー
ト電圧がＦＥＴ３を駆動させる閾値電圧に達すると、Ｆ
ＥＴ３のスイッチングを開始し、１次巻線Ｌ１に交流電
流（スイッチング電流）が流れる。これにより、駆動巻
線Ｌ３に交流電圧が発生し、これがＦＥＴ３のゲート回
路に電流を供給して、ＦＥＴ３のスイッチング（例えば
周波数５０ＫＨｚ）を図３（Ａ）に示すように持続させ
る。その際、制御回路１は２次側の負荷Ｒｏに供給され
る出力電圧Ｖｏが一定の電圧になるように、ＦＥＴ３を
オンデューティ制御する。
【００２０】このオンデューティ制御に際して、制御回
路１は負荷Ｒｏに供給される直流出力電圧Ｖｏが一定電
圧となるように駆動信号をＦＥＴ３のゲートに印加し
て、ＦＥＴ３のオン期間を制御する。この時、ＦＥＴ３
が非導通状態となると、トランスＴに蓄積していたエネ
ルギにより、平滑コンデンサＣ２は整流素子Ｄ２を介し
て出力電圧Ｖｏの１次巻線Ｌ２とＬ３の巻数比に比例し
た電圧（例えば２０Ｖ）まで充電される。また、ＦＥＴ
３が導通状態の時、平滑コンデンサＣ３は巻線Ｌ３の電
圧と平滑コンデンサＣ２の電圧の和まで整流素子Ｄ３を
介して充電され、倍電圧整流電圧（例えば４０Ｖ）が抵
抗Ｒ４に印加される。
路１は負荷Ｒｏに供給される直流出力電圧Ｖｏが一定電
圧となるように駆動信号をＦＥＴ３のゲートに印加し
て、ＦＥＴ３のオン期間を制御する。この時、ＦＥＴ３
が非導通状態となると、トランスＴに蓄積していたエネ
ルギにより、平滑コンデンサＣ２は整流素子Ｄ２を介し
て出力電圧Ｖｏの１次巻線Ｌ２とＬ３の巻数比に比例し
た電圧（例えば２０Ｖ）まで充電される。また、ＦＥＴ
３が導通状態の時、平滑コンデンサＣ３は巻線Ｌ３の電
圧と平滑コンデンサＣ２の電圧の和まで整流素子Ｄ３を
介して充電され、倍電圧整流電圧（例えば４０Ｖ）が抵
抗Ｒ４に印加される。
【００２１】ここで、負荷が軽くなったり、無負荷など
になると、制御回路１はＦＥＴ３のゲート、ソース間電
荷を間欠的に引き抜いて、本電源装置を図３（Ｂ）に示
すように、間欠発振（間欠スイッチング）動作（例えば
周波数３ＫＨｚ）として、出力電圧Ｖｏを一定電圧にす
る。
になると、制御回路１はＦＥＴ３のゲート、ソース間電
荷を間欠的に引き抜いて、本電源装置を図３（Ｂ）に示
すように、間欠発振（間欠スイッチング）動作（例えば
周波数３ＫＨｚ）として、出力電圧Ｖｏを一定電圧にす
る。
【００２２】このような間欠スイッチング動作の際に、
オフ状態のＦＥＴ３からスイッチングを開始させる時、
ＦＥＴ３のゲートには、起動抵抗Ｒ１からの電流と抵抗
Ｒ４、整流素子Ｄ４からの電流の和が流れて、ＦＥＴ３
のゲート、ソース間に電荷が充電される。この時、抵抗
Ｒ４の抵抗値を小さく選定すれば、ＦＥＴ３へ供給され
る充電電流が大きくなり、ＦＥＴ３のゲート電圧は短時
間で閾値を超え、スイッチングを開始することができ
る。即ち、ＦＥＴ３の起動時間を短時間として、間欠ス
イッチング時の間欠発振周期Ｔを短くすることができ
る。
オフ状態のＦＥＴ３からスイッチングを開始させる時、
ＦＥＴ３のゲートには、起動抵抗Ｒ１からの電流と抵抗
Ｒ４、整流素子Ｄ４からの電流の和が流れて、ＦＥＴ３
のゲート、ソース間に電荷が充電される。この時、抵抗
Ｒ４の抵抗値を小さく選定すれば、ＦＥＴ３へ供給され
る充電電流が大きくなり、ＦＥＴ３のゲート電圧は短時
間で閾値を超え、スイッチングを開始することができ
る。即ち、ＦＥＴ３の起動時間を短時間として、間欠ス
イッチング時の間欠発振周期Ｔを短くすることができ
る。
【００２３】本実施の形態によれば、スイッチング素子
であるＦＥＴ３のスイッチング動作を起動する電流を電
源Ｖから抵抗Ｒ１を介して得るばかりでなく、ＦＥＴ３
のスイッチングを持続させるための電源を供給する駆動
巻線Ｌ３の誘起電圧を整流平滑した後、抵抗Ｒ４、ダイ
オードＤ４を介して得るようにし、且つ抵抗Ｒ１を比較
的高抵抗にし、且つ、抵抗Ｒ４を低抵抗にすることによ
り、大きな充電電流を整流平滑回路２側からＦＥＴ３の
ゲートに供給することにより、ＦＥＴ３のゲート、ソー
ス間に電荷を急速に充電して、ゲート電圧を短時間で閾
値以上にすることにより、ＦＥＴ３の起動を短時間と
し、ＦＥＴ３の間欠スイッチング時の間欠発振周期Ｔを
短くすることができる。
であるＦＥＴ３のスイッチング動作を起動する電流を電
源Ｖから抵抗Ｒ１を介して得るばかりでなく、ＦＥＴ３
のスイッチングを持続させるための電源を供給する駆動
巻線Ｌ３の誘起電圧を整流平滑した後、抵抗Ｒ４、ダイ
オードＤ４を介して得るようにし、且つ抵抗Ｒ１を比較
的高抵抗にし、且つ、抵抗Ｒ４を低抵抗にすることによ
り、大きな充電電流を整流平滑回路２側からＦＥＴ３の
ゲートに供給することにより、ＦＥＴ３のゲート、ソー
ス間に電荷を急速に充電して、ゲート電圧を短時間で閾
値以上にすることにより、ＦＥＴ３の起動を短時間と
し、ＦＥＴ３の間欠スイッチング時の間欠発振周期Ｔを
短くすることができる。
【００２４】これにより、ＦＥＴ３の間欠スイッチング
時の出力電圧Ｖｏのリップルを小さくでき、高品質な出
力電圧Ｖｏを発生させることができ、また、間欠スイッ
チング周期Ｔを可聴周波数領域以外とすることによっ
て、電源装置の発振音を無くすことができ、間欠発振特
性を改善することができる。
時の出力電圧Ｖｏのリップルを小さくでき、高品質な出
力電圧Ｖｏを発生させることができ、また、間欠スイッ
チング周期Ｔを可聴周波数領域以外とすることによっ
て、電源装置の発振音を無くすことができ、間欠発振特
性を改善することができる。
【００２５】しかも、上記のように抵抗Ｒ４の値を低く
しても、この抵抗Ｒ４の印加電圧は４０Ｖ程度と直流電
源Ｖのそれに比べて遥かに低いため、抵抗Ｒ４による損
失は低く、低消費電力で上記のように間欠スイッチング
周期Ｔを短くすることができる。これにより、低損失で
間欠発振特性を改善することができる。
しても、この抵抗Ｒ４の印加電圧は４０Ｖ程度と直流電
源Ｖのそれに比べて遥かに低いため、抵抗Ｒ４による損
失は低く、低消費電力で上記のように間欠スイッチング
周期Ｔを短くすることができる。これにより、低損失で
間欠発振特性を改善することができる。
【００２６】尚、本発明の実施の態様は上記実施の態様
に限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、
整流回路２は全波整流回路でもよく、或いは、整流回路
２の入力側に供給する交流電圧は駆動巻線Ｌ３でなく、
他の巻線から発生するものでも良く、新たに巻回した巻
線に発生する交流電圧を供給しても良い。
に限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、
整流回路２は全波整流回路でもよく、或いは、整流回路
２の入力側に供給する交流電圧は駆動巻線Ｌ３でなく、
他の巻線から発生するものでも良く、新たに巻回した巻
線に発生する交流電圧を供給しても良い。
【００２７】また、上記実施の形態では、ＦＥＴ３をス
イッチングさせるための駆動巻線Ｌ３を利用した自励発
振回路に本発明を適用した例について説明したが、制御
回路１によりＦＥＴ３を発振させる他励発振回路にも本
発明を同様に適用して同様の効果を得ることができる。
イッチングさせるための駆動巻線Ｌ３を利用した自励発
振回路に本発明を適用した例について説明したが、制御
回路１によりＦＥＴ３を発振させる他励発振回路にも本
発明を同様に適用して同様の効果を得ることができる。
【００２８】更に、上記の実施の形態ではスイッチング
素子としてＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果型トラン
ジスタ）を使用したが、Ｊ−ＦＥＴ（接合型電界効果ト
ランジスタ）、バイポーラ型トランジスタ又は、ＩＧＢ
Ｔ（絶縁ゲート型トランジスタ）等の他のスイッチング
素子を使用しても、同様の構成にて同様の効果がある。
素子としてＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果型トラン
ジスタ）を使用したが、Ｊ−ＦＥＴ（接合型電界効果ト
ランジスタ）、バイポーラ型トランジスタ又は、ＩＧＢ
Ｔ（絶縁ゲート型トランジスタ）等の他のスイッチング
素子を使用しても、同様の構成にて同様の効果がある。
【００２９】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明のス
イッチング電源装置によれば、低損失で、間欠発振（間
欠スイッチング）の起動時間を短時間に設定でき、これ
により間欠発振（間欠スイッチング）周期を短くするこ
とができ、間欠発振特性を改善することができる。
イッチング電源装置によれば、低損失で、間欠発振（間
欠スイッチング）の起動時間を短時間に設定でき、これ
により間欠発振（間欠スイッチング）周期を短くするこ
とができ、間欠発振特性を改善することができる。
【図１】本発明のスイッチング電源装置の一実施の形態
を示した回路図である。
を示した回路図である。
【図２】図１に示した整流平滑回路の詳細例を示した回
路図である。
路図である。
【図３】図１に示したＦＥＴのスイッチング発振動作を
示した波形図である。
示した波形図である。
【図４】従来のスイッチング電源装置の従来構成例を示
した回路図である。
した回路図である。
【符号の説明】 １ 制御回路 ２ 整流平滑回路 ３ ＦＥＴ Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃｏ コンデンサ Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ ダイオード Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４ 抵抗 Ｌ１ １次巻線 Ｌ２ ２次巻線 Ｌ３ 駆動巻線
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鈴木 庸弘 埼玉県新座市北野３丁目６番３号 サンケ ン電気株式会社内 Ｆターム(参考） 5H730 AA14 BB43 BB55 DD04 EE02 EE07 FD01 FD24 XC13
Claims (5)
- 【請求項１】 直流電源からトランスの１次側に供給さ
れる直流電流をスイッチングして、前記トランスの２次
側に電圧を発生させるスイッチング素子と、前記２次側
に発生した電圧を所定電圧とするフィードバック制御回
路とを有し、 前記トランスの２次側の負荷が軽くなったり、或いは無
負荷になった場合、前記フィードバック制御回路は前記
スイッチング素子を間欠的にスイッチングさせて前記２
次側の電圧を前記所定電圧に保持するスイッチング電源
装置において、 前記直流電源より起動電圧を発生して前記スイッチング
素子の制御端子に印加する第１の起動回路と、 前記トランスの巻線に発生する交流電圧を整流平滑して
前記スイッチング素子を起動する起動電圧を前記スイッ
チング素子の制御端子に印加する第２の起動回路と、 を具備することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 前記第２の起動回路は、前記トランスの
巻線に発生した交流電圧を整流平滑する整流平滑回路
と、 この整流平滑回路により出力される直流電流を前記スイ
ッチング素子の制御端子に印加する抵抗とダイオードの
直列回路と、 を有することを特徴とする請求項１記載のスイッチング
電源装置。 - 【請求項３】 前記第２の起動回路に交流電源を供給す
るトランスの巻線は、前記スイッチング素子のスイッチ
ングを持続させる前記スイッチング素子の制御端子側回
路に電源を供給するトランスの巻線と共通であることを
特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源装
置。 - 【請求項４】 前記スイッチング素子が電界効果トラン
ジスタであった場合、前記制御回路はこのトランジスタ
のゲート、ソース間容量に蓄積された電荷を放電して、
このトランジスタのスイッチングを間欠的に停止する回
路を備えたことを特徴とする請求項１乃至３いずれかに
記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項５】 前記スイッチング電源装置は前記トラン
スの２次側に発生した交流電圧を平滑整流して所定の直
流電圧として負荷側に出力するＤＣ−ＤＣコンバータで
あることを特徴とする請求項１乃至４いずれかに記載の
スイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11136041A JP2000333448A (ja) | 1999-05-17 | 1999-05-17 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11136041A JP2000333448A (ja) | 1999-05-17 | 1999-05-17 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000333448A true JP2000333448A (ja) | 2000-11-30 |
Family
ID=15165806
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11136041A Pending JP2000333448A (ja) | 1999-05-17 | 1999-05-17 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000333448A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6519163B1 (en) * | 1999-07-05 | 2003-02-11 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | Power supply unit |
| US6909618B2 (en) | 2002-12-09 | 2005-06-21 | Sharp Kabushiki Kaisha | Switching power supply |
| JP2006025534A (ja) * | 2004-07-07 | 2006-01-26 | Murata Mfg Co Ltd | スイッチング電源装置 |
-
1999
- 1999-05-17 JP JP11136041A patent/JP2000333448A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6519163B1 (en) * | 1999-07-05 | 2003-02-11 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | Power supply unit |
| US6909618B2 (en) | 2002-12-09 | 2005-06-21 | Sharp Kabushiki Kaisha | Switching power supply |
| JP2006025534A (ja) * | 2004-07-07 | 2006-01-26 | Murata Mfg Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP4539201B2 (ja) * | 2004-07-07 | 2010-09-08 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4062307B2 (ja) | コンバータ | |
| JP4013898B2 (ja) | 電源装置起動方法、電源装置の起動回路及び電源装置 | |
| JP4033850B2 (ja) | スイッチング電源制御用半導体装置 | |
| JP4127399B2 (ja) | スイッチング電源制御用半導体装置 | |
| JP4632023B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4033855B2 (ja) | スイッチング電源制御用半導体装置およびそれを用いたスイッチング電源装置 | |
| JP2000245150A (ja) | スイッチング電源回路およびスイッチング電源用デバイス | |
| US20200112263A1 (en) | Power supply apparatus and image forming apparatus | |
| JPH08111975A (ja) | 直流電源装置 | |
| JP2000333448A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP4172569B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH05176533A (ja) | トランス方式ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH1132480A (ja) | スイッチング型直流電源装置 | |
| JP2001037219A (ja) | 電源装置及びその制御方法 | |
| JP2004328837A (ja) | スイッチング電源回路およびこれを備えたスイッチングレギュレータ | |
| JP2000228873A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| KR100958181B1 (ko) | 직류전원 컨버터의 보조전원제어장치 | |
| JP6129056B2 (ja) | 電源供給装置及び映像表示装置 | |
| JP2001128453A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2002136110A (ja) | 非絶縁チョッパコンバータ | |
| JP2005045921A (ja) | 起動装置 | |
| JP4389596B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JP3057272B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3377128B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2022012317A (ja) | スイッチングコンバータおよびそれを備えた情報機器 |