JP4539201B2

JP4539201B2 - スイッチング電源装置

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Publication number: JP4539201B2
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Inventors: 映雄西田; 文美北尾; 博竹村
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Description

この発明は、電子装置の電源回路などに用いられるスッチング電源装置に関するものである。

例えば、ファクシミリなどの機械的な動作を伴う装置に採用されているスイッチング電源装置においては、機械的な動作をしている時（通常動作時）としていない時（待機時）とで負荷の重さが大きく異なる。そのため、例えばリンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置においては、上記待機時のような軽負荷時にスイッチング周波数が高くなって、スイッチング電源装置全体の損失に占めるスイッチング損失の割合が大きくなるという問題があった。

ところで、通常動作時は上記機械的動作に必要な例えば２５Ｖの電源電圧を供給するが、待機時においてはディジタル回路に必要な例えば５Ｖの低電圧を供給するだけでよい、という態様が一般的である。そこで、スイッチング電源装置の定格出力電圧を２５Ｖとし、この電圧から別のレギュレータで５Ｖの定電圧を出力するようにし、待機時にはスイッチング電源装置の出力電圧を少なくとも上記別のレギュレータが動作可能な例えば８Ｖにまで低下させることが、上記スイッチング損失を低減させる目的には有効である。

例えば、待機時に外部信号によって出力電圧を低下させるようにしたスイッチング電源装置が特許文献１に開示されている。また、出力電圧は低下させないが、軽負荷時のスイッチング周波数を大幅に低下させてスイッチング損失を削減するようにしたスイッチ電源装置が特許文献２が開示されている。さらに、上記通常動作時のような定格負荷時や重負荷時にスイッチ素子のオン期間制御を行い、軽負荷時にスイッチ素子のオフ期間制御を行うことによって重負荷時から軽負荷時のスイッチング周波数を最適とし、損失を低減させるようにしたスイッチング電源装置が特許文献３に開示されている。

特許文献１のスイッチング電源装置は、通常動作時にトランスの２次巻線に流れる電流が０になることによって帰還巻線に共振電圧が発生し、この共振電圧によりスイッチ素子がターンオンして１次巻線に電流が流れる電流臨界モード（以下、単に「臨界モード」という。）で動作する。待機時には、出力電圧を一定に保つためのフィードバック量を一時的に変更して出力電圧を低下させるようにしている。このことによって、２次巻線から出力側へ流れる電流がなくなってからスイッチ素子がターンオンするまでに時間間隔が生じる電流不連続モード（以下、単に「不連続モード」という。）で動作する。

このフィードバック量の変更によって出力電圧が低下する状態では、スイッチ素子のオフ期間にトランスの励磁エネルギーが放出される際に帰還巻線に発生するフライバック電圧（その絶対値）が低下する。上記共振電圧はフライバック電圧の変化に伴って変化するので、出力電圧が低下する状態では、結局上記共振電圧が低下する。したがって、出力電圧をあるレベルより低下させると、上記共振電圧ではスイッチ素子がターンオンできなくなる。この状態では、起動抵抗を介して流れる電流によってスイッチ素子がターンオンするようになり、結果的にスイッチング周波数が低下し、スイッチング損失を低減できる。このように起動抵抗を介して流れる電流によってスイッチ素子がターンオンする場合には、スイッチ素子のオフ期間は制御されない。

特許文献２のスイッチング電源装置においては、通常動作時のような定常負荷でも不連続モードで動作するので、通常動作時と待機時とで特許文献１のようなモード切り替えは起こらない。但し、特許文献１とは異なり、通常動作時のスイッチ素子のオフ期間は常に制御される。

特許文献３のスイッチング電源装置においては、外部信号によらずに重負荷時には臨界モード、軽負荷時にはオフ期間の制御を伴った不連続モードに自動的に切り替わる。
特開２０００−２７８９４６公報特開２００２−３５９９７４公報特開２００４−８０９４１公報

ところが、待機状態から通常動作状態へ移行する時、ディジタル回路の電源管理系の作用やプログラムの実行にともなって、その直前にディジタル回路の動作電流が一時的に増加することがある。そのため、待機状態から通常動作状態へ移行するまでに、すなわち待機状態でもある程度の負荷への電流供給能力が要求される。

しかし、特許文献１のスイッチング電源装置においては、待機時に出力電圧を大きく低下させてオフ期間が非常に長くなっているので、大きな出力電流を得ることができない。

また、特許文献２で出力電圧を低下させる構成にすると、特許文献１と同様にオフ期間が大幅に長くなるので、特許文献１の場合と同様に大きな出力電流が得られない。

また、特許文献３のスイッチング電源装置に、特許文献１に示されているような外部信号によって出力電圧を低下させる構成を付加した場合も、特許文献１や特許文献２の場合と同様に待機時に不連続モードで動作するので、待機時に出力電圧を大きく低下させるとオフ期間が非常に長くなって、大きな出力電流を得ることができない。

そこで、この発明の目的は、外部信号によって出力電圧を低下させた状態でも、負荷の軽重に応じたスイッチング制御によって負荷への電流供給を可能にして、上述の問題を解消したスイッチング電源装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、この発明のスイッチング電源装置は、
（１）１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２および帰還巻線ＮＢを備えたトランスＴと、１次巻線Ｎ１に直列に接続されたスイッチ素子Ｑ１と、帰還巻線ＮＢの一端とスイッチ素子Ｑ１の制御端子との間に直列に挿入されたコンデンサＣ３を含み、前記トランスの励磁エネルギーの放出後に前記帰還巻線に発生する共振電圧に基づいてスイッチ素子Ｑ１をターンオンさせる制御回路５と、２次巻線Ｎ２に接続された整流平滑回路（Ｄ１，Ｃ４）と、該整流平滑回路から出力される出力電圧を検出して制御回路５にフィードバック信号を与える出力電圧制御回路４と、外部信号Ｓｃに基づいてフィードバック信号を制御して出力電圧を低下させる出力電圧設定値低下回路７とを備え、
出力電圧設定値低下回路７によって出力電圧低下状態となり、帰還巻線ＮＢの共振電圧が低下している時に、該共振電圧によるスイッチ素子Ｑ１のターンオンを補助するターンオン補助回路と、出力電圧が出力低下状態の出力電圧以下の所定値より低下した時、ターンオン補助回路の機能を停止させるターンオン補助制御回路とを設けたことを特徴としている。

（２）また、(1) において、ターンオン補助回路は、電圧源と、前記出力電圧低下状態であるとき、前記電圧源の電圧をコンデンサＣ３のスイッチ素子Ｑ１の制御端子側へ与えてコンデンサＣ３を充電する充電経路とを備えたことを特徴としている。

（３）また、(1)または(2) において、制御回路５にオン状態の前記スイッチ素子Ｑ１をターンオフさせるターンオフ回路９と、出力電圧制御回路からのフィードバック信号に基づいて軽負荷になるほどスイッチ素子Ｑ１のターンオンを遅延させてスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が長くなるように制御するオフ期間制御回路１０を設けたことを特徴としている。

（４）また、(1)または(2) において、制御回路５に出力電圧制御回路からのフィードバック信号に基づいて、オン状態のスイッチ素子Ｑ１をターンオフさせるオン期間制御回路１１と、出力電圧設定値低下回路からの制御信号に基づいてスイッチ素子Ｑ１のターンオンを遅延させてスイッチ素子Ｑ１のオフ期間を制御するオフ期間制御回路４０を設けたことを特徴としている。

（１）この発明によれば、外部信号により出力電圧低下状態となった時、トランスの帰還巻線のフライバック電圧が低下するが、ターンオン補助回路の作用により、共振電圧でスイッチ素子Ｑ１がターンオンするため、待機時などの出力電圧低下状態であっても、通常動作時と同様に臨界モードで負荷に応じたスイッチング周波数で動作して負荷への供給電流が確保できる。

（２）外部信号Ｓｃにより出力電圧低下状態となった時に電圧源の電圧が充電経路を介してコンデンサＣ３を充電するようになるので、スイッチ素子Ｑ１の制御端子へはこのコンデンサＣ３の充電電圧分が加算された電圧が印加され、帰還巻線のフライバック電圧の低下状態でも共振電圧でスイッチ素子のターンオンが可能となる。

（３）停電時や過電流時等、出力電圧低下時での通常の出力電圧よりさらに出力電圧が低下した時、ターンオン補助制御回路の作用によりターンオン補助回路の機能が停止するのでスイッチング動作を停止でき、スイッチ素子Ｑ１の電流（ドレイン電流）のピーク値の上昇が抑えられ、スイッチ素子Ｑ１の破壊が防止できる。

（４）制御回路５のターンオフ回路９はオン状態のスイッチ素子Ｑ１をターンオフさせ、オフ期間制御回路１０が、軽負荷である程スイッチ素子Ｑ１のオフ期間が長くなるように制御するので、軽負荷時のスイッチング損失を低減できる。

（５）制御回路５のオン期間制御回路１１がスイッチ素子Ｑ１のオン期間を定め、オフ期間制御回路４０がそのオフ期間を定めることにより、負荷に応じたスイッチング制御が可能となり、軽負荷時のスイッチング損失を低減できる。

第１の実施形態に係るスイッチング電源装置について図１〜図３を参照して説明する。
図１はスイッチング電源装置の回路図である。このスイッチング電源装置１は入力回路２、ＤＣ−ＤＣコンバータ８およびその他の主要部からなる。

入力回路２は、ＡＣ電源を入力して整流するダイオードブリッジＤＢ、スイッチング周波数のノイズを除去するフィルタＬＦ、およびヒューズＦを備えている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ８は、後に詳述するスイッチング電源装置の主要部によって端子ＶＯ１から出力される直流電圧を入力して所定電圧の直流電圧をＯＵＴ２（ＶＯ２）へ出力する。

トランスＴは１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２および帰還巻線ＮＢを備えている。コンデンサＣ１は上記入力回路２のダイオードブリッジＤＢで整流された電圧を平滑し、１次巻線Ｎ１へ入力電圧を与える。この１次巻線Ｎ１にはスイッチ素子Ｑ１のドレインを接続し、入力電源（入力回路２の出力）に対してトランスＴの１次巻線Ｎ１とスイッチ素子Ｑ１の直列回路を接続している。

スイッチ素子Ｑ１の入力電源ライン（ａ）とＱ１のゲート間には起動用の抵抗Ｒ１を接続し、Ｑ１のゲート−ソース（接地（ＧＮＤｉ））間には抵抗Ｒ８を接続している。また、Ｑ１のゲートと接地（ＧＮＤｉ）との間にスイッチ素子Ｑ２を接続している。トランスＴの帰還巻線ＮＢの両端間には、抵抗Ｒ２，Ｒ３による抵抗分圧回路を接続していて、その分圧出力をＱ２のベースに与えるように接続している。このスイッチ素子Ｑ２，コンデンサＣ２，抵抗Ｒ２，Ｒ３によってターンオフ回路９を構成している。また、Ｑ２のベース−エミッタ（接地（ＧＮＤｉ））との間にはコンデンサＣ２を接続している。さらに、抵抗Ｒ４、ダイオードＤ２、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＴ１の直列回路を抵抗Ｒ２に並列接続している。

帰還巻線ＮＢとＱ１のゲートとの間には、抵抗Ｒ９とコンデンサＣ３の直列回路を接続している。帰還巻線ＮＢの両端間にはダイオードＤ３とコンデンサＣ５からなる整流平滑回路を接続している。スイッチ素子Ｑ１のオン期間に１次巻線Ｎ１に発生する電圧と同極性で比例した電圧が帰還巻線ＮＢに発生する。コンデンサＣ５には、このスイッチ素子Ｑ１のオン期間に帰還巻線ＮＢに発生する電圧が充電される。また、フォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＰＴ２と抵抗Ｒ１５の直列回路を介してコンデンサＣ５の充電電圧をＱ１のゲート側からコンデンサＣ３へ供給するように、これらの回路を接続している。このダイオードＤ３，コンデンサＣ５，抵抗Ｒ１５，フォトトランジスタＰＴ２で、Ｑ１のターンオンを補助するターンオン補助回路６を構成している。

トランスＴの２次巻線Ｎ２には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ４からなる整流平滑回路３を設けている。この整流平滑回路３の出力電源ラインには、抵抗Ｒ６，Ｒ７による抵抗分圧回路を接続している。また、出力電源ラインには抵抗Ｒ５、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＰＤ１、シャントレギュレータＳｒの直列回路を接続している。そして、このシャントレギュレータＳｒのリファレンス端子に上記Ｒ６，Ｒ７による抵抗分圧回路の分圧出力を与えている。また、シャントレギュレータＳｒの電圧制御端とリファレンス端子との間に抵抗Ｒ１８とコンデンサＣ８からなる負帰還回路１２を設けている。このＲ６，Ｒ７，Ｒ５，ＰＤ１，Ｓｒおよび負帰還回路１２によって出力電圧制御回路４を構成している。

出力電源ラインには抵抗Ｒ１０、ツェナーダイオードＤｚ１および抵抗Ｒ１１の直列回路を接続している。前記シャントレギュレータＳｒの電圧制御端と接地（ＧＮＤｏ）との間にフォトカプラＰＣ２の発光ダイオードＰＤ２，抵抗Ｒ１２，スイッチ素子Ｑ３の直列回路を接続している。そして上記抵抗Ｒ１１の電圧をＱ３のベースに与えるようにしてその間を接続している。このＲ１０，Ｄｚ１，Ｒ１１，Ｑ３，Ｒ１２，ＰＤ２によってターンオン補助制御回路１３を構成している。さらにＱ３のベースと接地（ＧＮＤｏ）との間にスイッチ素子Ｑ４を接続している。Ｑ４のベースと接地（ＧＮＤｏ）との間には抵抗Ｒ１３を、またＱ４のベースと外部信号端子Ｓｃとの間には抵抗Ｒ１４をそれぞれ接続している。このターンオン補助制御回路１３、スイッチ素子Ｑ４、抵抗Ｒ１３、および抵抗Ｒ１４によって出力電圧設定値低下回路７を構成している。

図１に示したスイッチング電源装置の動作は次のとおりである。
〈通常動作時〉
通常動作時は外部信号端子Ｓｃをハイレベル状態とする。これによりスイッチ素子Ｑ４がオン状態、スイッチ素子Ｑ３がオフ状態となっている。したがって後述するフォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＰＴ２は遮断状態であり、ターンオン補助回路６は作用しない。

まず起動時に、抵抗Ｒ１を介してＱ１のゲートに電圧が印加されてＱ１がターンオンする。Ｑ１がターンオンすると、トランスＴの１次巻線Ｎ１に入力電源電圧が印加され、帰還巻線ＮＢに１次巻線Ｎ１に発生する電圧と同方向である正の比例した電圧が発生し、Ｑ１は正帰還により急速にオンする。この時、１次巻線Ｎ１に励磁エネルギーが蓄積される。

スイッチ素子Ｑ２のベース電位がしきい値に達すると、Ｑ２がオンし、それに伴ってＱ１がターンオフする。その直後、Ｑ１のオン期間にトランスＴの１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁エネルギーが２次巻線Ｎ２を介して電気エネルギーとして放出され、ダイオードＤ１で整流され、コンデンサＣ４で平滑されて負荷側へ供給される。

また、トランスＴの１次巻線Ｎ１に蓄積された励磁エネルギーが２次巻線Ｎ２を介してすべて放出されると、帰還巻線ＮＢに共振電圧が発生する。この様子を図２を基に説明する。

図２の（Ａ）は通常動作時の帰還巻線ＮＢの電圧ＶＮＢとＱ１のゲート電圧Ｖｇｓの波形を示している。但し、Ｑ１がターンオンしないようにして測定したものである。ここで、コンデンサＣ３の充電電圧をＶ（Ｃ３）とすると、Ｑ１のゲート電圧Ｖｇｓは、Ｖｇｓ＝ＶＮＢ＋Ｖ（Ｃ３）の関係にある。この図において、ｔ１１の時点でＱ１がターンオフすると、オフ期間に入り、帰還巻線ＮＢにはフライバック電圧（負電圧）が発生する。その後、ｔ１２の時点でダイオードＤ１に流れる電流が０となり、帰還巻線電圧ＶＮＢが共振しはじめ、ｔ１３の時点で帰還巻線電圧ＶＮＢの上昇により、Ｑ１のゲート電圧Ｖｇｓ（＝ＶＮＢ＋Ｖ（Ｃ３））がＱ１のしきい値電圧Ｖｔｈに達すると、Ｑ１がターンオンする。（図２では強制的にＱ１をターンオンさせていないので、ｔ１３以降もＶＮＢ，Ｖｇｓにリンギングが現れている。）こうしてＱ１がターンオンすると、再びトランスＴの１次巻線Ｎ１に電圧が印加され、励磁エネルギーが蓄積される。
このようにして、通常動作時は上記発振動作が繰り返される。

この通常動作時は外部信号端子Ｓｃがハイレベルであり、Ｑ４がオン状態、Ｑ３がオフ状態となってターンオン補助回路６のフォトトランジスタＰＴ２は遮断状態である。この状態で、出力電圧制御回路４のシャントレギュレータＳｒは、負荷への出力電圧に比例した基準電圧Ｖｒｅｆに応じてフォトカプラＰＣ１を介してのフィードバック量を制御する。すなわち例えば負荷が重負荷となり、出力電源ラインの電圧が低下する状態においては、ＰＣ１の発光ダイオードＰＤ１の輝度が低下し、制御回路５におけるコンデンサＣ２の充電時定数が大きくなる。したがってＱ２のターンオンタイミングすなわちＱ１のターンオフタイミングが遅くなってＱ１のオン期間が長くなり、その結果、出力電源ラインの電圧が一定に保たれる。

なお、スイッチ素子Ｑ１がターンオフして、トランスＴの２次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に電流が流れ出すことによって出力端子ＯＵＴの電圧が上昇する状況において、出力電圧制御回路４には負帰還回路１２が存在するため、発光ダイオードＰＤ１に流れる電流が急激に減少することがなく、フォトトランジスタＰＴ１は常に能動領域で動作する。

〈待機時〉
待機時には外部信号端子Ｓｃをローレベルまたはオープン状態とする。これによりＱ４がオフ状態となって、Ｑ３のベースには抵抗Ｒ１１の電圧が印加されることになる。このＲ１１の電圧は出力電源ラインの電圧からツェナーダイオードＤｚ１のツェナー電圧を差し引いた電圧をＲ１０，Ｒ１１で抵抗分圧した値である。

スイッチ素子Ｑ３であるトランジスタのベース・エミッタ間の順方向降下電圧は０．６〜０．７Ｖ程度であるので、抵抗Ｒ１１両端の電圧がこの値になるように帰還がかかる。したがって、通常動作時から待機時に切り替えた場合には、Ｒ１１両端の電圧を０．６〜０．７Ｖに制限するようにＱ３のコレクタ電流が増大する。そのため、シャントレギュレータＳｒの状態とは無関係にフォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＰＤ１の発光量が増す。これによって、フォトトランジスタＰＴ１の抵抗値が低下し、Ｑ２のオンタイミングが早くなり、Ｑ１のターンオフが早まる。そのため、Ｑ１のオン期間が短くなり出力電圧が所定電圧まで低下する。したがって、ターンオン補助制御回路１３は、出力電圧を低下させた状態で安定化させる機能も備えている。

また、この待機時には、Ｑ３のオンによりフォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＰＴ２が低抵抗となり、コンデンサＣ５の電圧がＣ５→Ｒ１５→ＰＴ２→Ｃ３→Ｒ９→ＮＢ→Ｃ５の経路でＣ３に充電される。

上記フォトカプラＰＣ１を介してのフィードバック制御により帰還巻線ＮＢのフライバック電圧が低下し、このフライバック電圧とともに共振電圧が低下する状態でも、Ｑ１のゲートには、帰還巻線ＮＢの共振電圧にコンデンサＣ３の充電電圧分を加算した電圧が印加されるので、Ｑ１は共振電圧の立ち上がりでターンオン可能となる。この様子を図２を基に説明する。

図２の（Ｃ）は待機時の帰還巻線の電圧ＶＮＢとＱ１のゲート電圧Ｖｇｓの波形を示している。また、（Ｂ）はターンオン補助回路６を設けなかった場合について、待機時の帰還巻線の電圧ＶＮＢとＱ１のゲート電圧Ｖｇｓの波形を示している。図２の（Ｂ）（Ｃ）のように、ｔ１１の時点でＱ１がターンオフした直後、オフ期間に入る。その後、ｔ１２の時点でトランスの励磁エネルギーの放出が終了し、ダイオードＤ１の電流が０となると、帰還巻線電圧ＶＮＢが共振しはじめる。ターンオン補助回路６があると、（Ｃ）のように、ｔ１３の時点で帰還巻線電圧ＶＮＢの上昇により、Ｑ１のゲート電圧Ｖｇｓ（＝ＶＮＢ＋Ｖ（Ｃ３））がＱ１のしきい値電圧Ｖｔｈに達するため、Ｑ１がターンオンする。ターンオン補助回路６が無いと、（Ｂ）に示すようにｔ１３の時点で帰還巻線電圧ＶＮＢが上昇しても、コンデンサＣ３の電圧Ｖ（Ｃ３）が低いので、Ｑ１のゲート電圧Ｖｇｓ（＝ＶＮＢ＋Ｖ（Ｃ３））がＱ１のしきい値電圧Ｖｔｈに達っせられず、帰還巻線電圧の共振電圧の立ち上がりによってはＱ１はターンオンできない。

このように本実施形態においては、待機時においてもＱ１は帰還巻線ＮＢの共振電圧の立ち上がりによりターンオンする臨界モードで動作するので十分な負荷電流を供給できる。

〈待機時において電源を遮断した時または過電流時〉
入力電源のスイッチをオフすると、出力電圧が有限の時間で低下するので、それに伴い帰還巻線ＮＢのフライバック電圧やそれに基づく共振電圧の振幅がさらに低下しはじめる。このとき、もしフォトカプラＰＣ２がオンのままであると、コンデンサＣ３の電荷はほとんど低下することなく維持される。したがって入力電源ラインの電圧（コンデンサＣ１の電圧）が非常に低い電圧となっても、ターンオン補助回路６の作用によりＱ１はターンオンして発振し続けるため、Ｑ１のオン期間が長くなり、Ｑ１のドレイン電流ピーク値の上昇を引き起し、Ｑ１が破壊するおそれがある。しかし、この図１に示す回路では、出力電源ラインの電圧が設定値（例えば７Ｖ）未満となった時、ツェナーダイオードＤｚ１にツェナー電流が流れなくなり、Ｑ３がオフし、フォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＰＴ２は遮断状態となる。これにより、ターンオン補助回路６は動作を停止するので、通常動作時と同様に、コンデンサＣ３へのＣ５からの充電経路がなくなり、Ｃ３の電圧は入力電源ラインの電圧低下に伴い低下し、Ｑ１をターンオンできなくなる。その結果Ｑ１が破壊することなくスイッチング電源装置は正常に停止する。

また、待機時に負荷に想定を超える過電流が流れた時も、出力電圧は低下する。そのため帰還巻線ＮＢに発生するフライバック電圧（負電圧の絶対値）も低下する。この時、もしフォトカプラＰＣ２がオンのままであると、コンデンサＣ３の電荷はほとんど低下することなく維持される。すると、２次巻線Ｎ２に流れる電流が０になる前にＱ１のゲート電圧Ｖｇｓ（＝ＶＮＢ＋Ｖ（Ｃ３））がＱ１のしきい値電圧Ｖｔｈに達してしまい、スイッチ素子がターンオンして電流連続モードで動作する。そのため、過電流時に出力電圧が非常に低い電圧となっても、Ｑ１はターンオンして発振し続けるため、Ｑ１のドレイン電流のピーク値の上昇を招き、Ｑ１が破壊するおそれがある。しかし、この図１に示した回路では、過電流時に出力電圧が低下すると、フォトトランジスタＰＴ２は遮断状態となる。そのため、コンデンサＣ３へのＣ５からの充電経路がなくなり、帰還巻線の電圧とＣ３の電圧とでＱ１がターンオンできなくなるので、上記待機時動作での入力電源のスイッチオフ時の保護動作と同様に、過電流時にも上記保護動作は有効である。

図３は通常動作時および待機時の過電流特性の変位について示している。（Ｂ）は、ターンオン補助回路６を設けていない場合の過電流特性である。（Ａ），（Ｂ）において通常動作時の特性をＮＣで、待機時の特性をＳＣでそれぞれ示している。過電流により出力電圧が低下した際、臨界モードが維持できなくなり、起動抵抗Ｒ１に流れる電流でＦＥＴがオンする発振となるため、オフ期間が非常に長くなって負荷に充分な電流供給がなされず、０．８Ａしか流すことができない。一方、（Ａ）は、（Ｂ）の特性を示す回路にターンオン補助回路６を付加した場合の過電流特性である。この場合、出力電圧が低下しても臨界モードで動作するため、負荷に最大限の電流（２Ａ）を流せる。

このようにして、待機時でも臨界モードで動作し、必要な負荷供給電流を確保できる。また、電源遮断時や過電流時にスイッチ素子Ｑ１が破壊されるのを防止できる。
なお、この第１の実施形態に係るスイッチング電源装置では、待機時に出力電圧を下げても不連続モードにならないのでスイッチング周波数が低下しない。そのため、出力電圧低下方式におけるスイッチング損失低減という目的は達成できない。しかし、通常動作時のみに必要とされる負荷にかかる電圧が、待機時に必要な電圧より高電圧であったために、従来無駄に消費されていた電力が、出力電圧の低下によって削減できるので、出力電圧低下による電力損失の低減効果がある。例えば、図１に示したスイッチング電源装置において、２次側に付加されている抵抗値が１ｋΩ、通常動作時の出力電圧が２５Ｖ、待機時の出力電圧が７Ｖであるとすると、損失は０．６３Ｗから０．０５Ｗにまで低減できる。

次に、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置２１について図４を基に説明する。
第１の実施形態として図１に示したスイッチング電源装置と異なるのは、制御回路５の構成である。この例では、コンデンサＣ３とスイッチ素子Ｑ１のゲートとの間にスイッチ素子Ｑ５を接続している。このＱ５のベースと接地（ＧＮＤｉ）との間に抵抗Ｒ１６とスイッチ素子Ｑ６の直列回路を接続している。Ｑ５のエミッタ−ベース間にはコンデンサＣ６を接続している。Ｑ６のベース−エミッタ間にはフォトカプラＰＣ３のフォトトランジスタＰＴ３を接続している。また、入力電源ラインと接地間には抵抗Ｒ１７とコンデンサＣ７による時定数回路を接続していて、その出力電圧がＱ６のベースに供給されるようにそれらを接続している。このようにして、オフ期間制御回路１０を構成している。

図４に示したスイッチング電源装置の動作は次のとおりである。
〈通常動作時〉
通常動作時は外部信号端子Ｓｃをハイレベル状態とする。これによりスイッチ素子Ｑ４がオン状態、スイッチ素子Ｑ３がオフ状態となる。したがってフォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＰＴ２は遮断状態であり、ターンオン補助回路６は作用しない。

今、スイッチ素子Ｑ２がオンすることによってスイッチ素子Ｑ１がオフすると、帰還巻線ＮＢにフライバック電圧が発生し、この電圧によりコンデンサＣ６が放電し、スイッチ素子Ｑ５がオフする。そのため、スイッチ素子Ｑ１のゲートに正の電圧が供給されず、スイッチ素子Ｑ１はオフ状態を維持する。

トランスＴの励磁エネルギーの放出が終了し、ダイオードＤ１に流れる電流が０になると、帰還巻線ＮＢに共振電圧が発生する。しかし、この時、スイッチ素子Ｑ５はオンしていないので、スイッチ素子Ｑ１の制御端子に電圧が供給されない。したがって、共振電圧の立ち上がりではスイッチ素子Ｑ１はターンオンしない。ここで、コンデンサＣ７は抵抗Ｒ１７を流れる電流によって充電される。（但し、充電時定数はフォトトランジスタＰＴ３のインピーダンスによって変化する。）コンデンサＣ７が充電されて、スイッチ素子Ｑ６がターンオンすると、コンデンサＣ６が充電（Ｑ３のエミッタ側が正電位に充電）されて、Ｑ５がターンオンする。

通常動作時、負荷への出力電圧が高いので、帰還巻線ＮＢに発生するフライバック電圧は高い。このフライバック電圧の発生により、ＮＢ→Ｃ２→Ｑ２のベース→Ｑ２のコレクタ→Ｑ５のコレクタ→Ｑ５のベース→Ｃ６→Ｃ３→ＮＢの経路で電流が流れ、コンデンサＣ３に電荷が蓄えられる。このとき、Ｑ２，Ｑ５が逆向きにオンになるので、実際にはＱ２のエミッタ→Ｑ２のコレクタ→Ｑ５のコレクタ→Ｑ５のエミッタの電流経路も存在する。

このように帰還巻線ＮＢのフライバック電圧によってコンデンサＣ３が充電されるので、上述のようにフライバック電圧が高くなることによってコンデンサＣ３は充分な電圧にまで充電される。そのため、Ｑ５がオンした時、その時点での帰還巻線ＮＢの共振電圧の大きさに関わらず、スイッチ素子Ｑ１はターンオンできる。

ここで、出力端子ＯＵＴの電圧Ｖ０１が低下したとすると、出力電圧制御回路４の発光ダイオードＰＤ３の光量が低下する。これによって、オフ期間制御回路１０のフォトトランジスタＰＴ３の抵抗値が高まるため、コンデンサＣ７の充電時定数が小さくなり、スイッチ素子Ｑ６のベース電位が早く上昇し、スイッチ素子Ｑ５のオンタイミング、すなわちスイッチ素子Ｑ１のオンタイミングが早まる。その結果、オフ期間が短くなり、出力電圧が上昇する。出力端子ＯＵＴの電圧Ｖ０１が上昇すると、上記の逆の作用で出力電圧が低下する。このようにオフ期間を制御する不連続モードによって出力電圧Ｖ０１が一定に保たれる。

スイッチ素子Ｑ１がターンオフして、トランスＴの２次巻線Ｎ２から整流平滑回路２に電流が流れ出すことによって出力端子ＯＵＴの電圧が上昇する状況において、出力電圧制御回路４には負帰還回路１２が存在するため、発光ダイオードＰＤ３に流れる電流が急激に減少することがなく、フォトトランジスタＰＴ３は常に能動領域で動作する。そのため、時定数回路を構成するコンデンサＣ７の端子間電圧は、フォトトランジスタＰＴ３の抵抗値に応じて徐々に上昇し、一定時間後にスイッチ素子Ｑ６がオンし、スイッチ素子Ｑ５がオンし、さらにスイッチ素子Ｑ１がターンオンする。したがって抵抗Ｒ１７，コンデンサＣ７，フォトトランジスタＰＴ３の抵抗値によってスイッチング周波数が決定される。

軽負荷時には、シャントレギュレータＳｒのインピーダンスが低下することにより、発光ダイオードＰＤ３の発光量が増加する。そのため、スイッチ素子Ｑ５の導通も遅くなり、その結果スイッチ素子Ｑ１のターンオンも遅くなる。このようにして、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間が長くなり、スイッチング周波数は低下するので軽負荷時のスイッチング損失を大幅に低減することができる。

〈待機時〉
待機時（通常は軽負荷時）には外部信号端子Ｓｃをローレベルまたはオープン状態とする。これによりＱ４がオフ状態となって、Ｑ３のベースには抵抗Ｒ１１の電圧が印加されることになる。このＲ１１の電圧は出力電源ラインの電圧からツェナーダイオードＤｚ１のツェナー電圧を差し引いた電圧をＲ１０，Ｒ１１で抵抗分圧した値である。

スイッチ素子Ｑ３であるトランジスタのベース・エミッタ間の順方向降下電圧は０．６〜０．７Ｖ程度であるので、抵抗Ｒ１１両端の電圧がこの値になるように帰還がかかる。したがって、通常動作時から待機時に切り替えた場合には、Ｒ１１両端の電圧を０．６〜０．７Ｖに制限するようにＱ３のコレクタ電流が増大する。そのため、シャントレギュレータＳｒの状態とは無関係にフォトカプラＰＣ３を介してのフィードバックがなされ、オフ期間制御回路１０のコンデンサＣ７に対する充電時定数が小さくなる。その結果、Ｑ６のオンタイミングが遅くなり、Ｑ５のオンタイミングも遅くなる。そのため、Ｑ１のオフ期間が長くなり、出力電圧Ｖ０１が所定電圧まで低下する。

また、待機時にはＱ３のオンによりフォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＰＴ２がオンし、コンデンサＣ５の電圧がＣ５→Ｒ１５→ＰＴ２→Ｃ３→ＮＢ→Ｃ５の経路でＣ３に充電される。

上記フォトカプラＰＣ３を介してのフィードバック制御により帰還巻線ＮＢのフライバック電圧が低下して、フライバック電圧だけではＣ３の充電が不十分となっても、Ｃ３にはＣ５の電圧が加算され、このＣ３の充電電圧に帰還巻線ＮＢの共振電圧を加算した電圧がＱ１のゲートに印加されるので、Ｃ３の電位差が大きければ、帰還巻線ＮＢの共振電圧にかかわらずＱ５がオンした時点でＱ１はターンオン可能となる。したがって、オフ期間を負荷に応じて短縮・延長することができ、負荷に必要な電流を供給できる。

また、このように、出力電圧を低下させている状態においても、通常動作時と同様の、オフ期間を制御することによって出力電圧を安定化する動作を行う。スイッチング周波数特性は軽負荷ほど低く、重負荷になるほど高くなるので待機時のスイッチング損失を低減できる。

〈待機時において電源を遮断した時または過電流時〉
入力電源のスイッチをオフすると、出力電圧が低下するので、それに伴い帰還巻線ＮＢの負電圧の絶対値が低下しはじめる。出力電源ラインの電圧が設定値（例えば７Ｖ）未満となった時、ツェナーダイオードＤｚ１にツェナー電流が流れなくなり、Ｑ３がオフし、フォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＰＴ２は遮断状態となる。これによりコンデンサＣ３へのＣ５からの充電経路がなくなり、Ｃ３の電圧は入力電源ラインの電圧低下に伴い低下し、Ｑ１をターンオンできなくなる。その結果Ｑ１が破壊することなくスイッチング電源装置は正常に停止する。

負荷に過電流が流れた時も出力電圧は低下する。更に電流を流して出力電圧が設定値未満となった時、上記保護動作と同様にフォトトランジスタＰＴ２は遮断状態となる。そのため、コンデンサＣ３へのＣ５からの充電経路がなくなり、帰還巻線の電圧とＣ３の電圧とではＱ１がターンオンできなくなるので、Ｑ１が破壊から保護される。

このように、この第２の実施形態に係るスイッチング電源装置では、もともと軽負荷時に限らず不連続モードで動作し、待機時でも負荷が重くなる程スイッチング周波数が高くなるようにオフ期間を制御するので、必要な負荷供給電流を確保できる。また、電源遮断時や過電流時にスイッチ素子Ｑ１が破壊されるのを防止できる。

次に、第３の実施形態に係るスイッチング電源装置を図５を基に説明する。この第３の実施形態に係るスイッチング電源装置３１は、通常動作時に第１の実施形態の場合と同様に常に臨界モードで動作し、待機時には、第２の実施形態の場合と同様に、不連続モードで動作する。

制御回路５のオン期間制御回路１１は、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、ダイオードＤ２、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＴ１、コンデンサＣ２およびスイッチ素子Ｑ２から構成している。Ｑ２のコレクタとエミッタはＱ１のゲート−ソース間に接続している。オン期間制御回路１１はコンデンサＣ２とその他の回路とによって時定数回路を構成している。そして、フォトカプラＰＣ１を介してのフィードバックによってコンデンサＣ２に対する充電時定数を変化させ、それによってＱ２のオンすなわちＱ１のターンオフのタイミングを制御し、そのことによってＱ１のオン期間を制御する。

オフ期間制御回路４０において、コンデンサＣ５とＣ７との間に抵抗Ｒ１８と接続し、起動抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３との接続点と、Ｑ６のベースとの間に抵抗Ｒ１７を接続している。またフォトカプラＰＣ３のフォトトランジスタＰＴ３のエミッタはＱ２のベースに接続している。その他は図４に示した構成と同様である。

このスイッチング電源装置の動作は次のとおりである。

〈通常動作時〉
通常動作時は外部信号端子Ｓｃをハイレベル状態とする。これによりスイッチ素子Ｑ４がオン状態、スイッチ素子Ｑ３がオフ状態となっている。したがってフォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＰＴ２は遮断状態であり、ターンオン補助回路６は作用しない。また、フォトカプラＰＣ３のフォトトランジスタＰＴ３も遮断状態である。そのため、Ｃ７の充電電圧が高くなり、Ｑ６がオンになり、Ｑ５がオンになる。

トランスＴの励磁エネルギーの放出が終了し、ダイオードＤ１に流れる電流が０になると、帰還巻線ＮＢに共振電圧が発生する。この時、スイッチ素子Ｑ５はオンしているので、共振電圧の立ち上がりでスイッチ素子Ｑ１がターンオンする。

オン期間制御回路１１においては、スイッチ素子Ｑ１のターンオン後に帰還巻線ＮＢに発生する正電圧によってコンデンサＣ２が充電され、その充電電圧がスイッチ素子Ｑ２のしきい値に達することによってＱ２がターンオンし、それによってスイッチ素子Ｑ１がターンオフする。

コンデンサＣ２は、帰還巻線ＮＢから抵抗Ｒ２を介して流れ込む電流だけでなく、ダイオードＤ２，抵抗Ｒ４，フォトトランジスタＰＴ１を介して流れ込む電流によっても充電される。したがって、フォトカプラＰＣ１を介して出力電圧制御回路４からのフィードバックがかかり、負荷が軽くなるほどコンデンサＣ２の充電時定数が小さくなる。コンデンサＣ２への充電時定数が小さくなると、スイッチ素子Ｑ２のターンオンが早まり、スイッチ素子Ｑ１のターンオフが早まり、Ｑ１のオン期間が短くなる。このように、オン期間制御回路１１は、通常動作時に負荷が軽くなるほどスイッチ素子Ｑ１のオン期間を短くして出力電圧が一定になるように制御する。

なお、スイッチ素子Ｑ１のターンオフと同時に帰還巻線ＮＢにはフライバック電圧が発生し、それによってコンデンサＣ２の充電電荷が放電されるため、上記の動作が繰り返される。

このように、通常動作時にはオン期間制御で出力電圧が安定化される。その際、オフ期間制御回路４０が機能しないため、スイッチ素子Ｑ１のターンオンは帰還巻線ＮＢの共振電圧の立ち上がりによって行われる。そのため、スイッチ素子Ｑ１がオンの時に１次巻線Ｎ１に電流が流れ、スイッチ素子Ｑ１のターンオフで１次巻線Ｎ１に電流が流れなくなると同時に２次巻線Ｎ２から電流が流れ出し、２次巻線Ｎ２から流れ出す電流がなくなると同時にスイッチ素子Ｑ１がターンオンして１次巻線Ｎ１に電流が流れ始めるという動作を繰り返す臨界モードで動作する。そのため、同じ電流を負荷に供給する場合に、不連続モードに比べて電流ピーク値が低下して、導通損を低減できる。

〈待機時〉
待機時は外部信号端子Ｓｃをローレベル状態またはオープン状態とする。これによりスイッチ素子Ｑ４がオフ状態となり、スイッチ素子Ｑ３にコレクタ電流が流れる。

そのため、オフ期間制御回路４０のフォトトランジスタＰＴ３の抵抗値が低下する。この場合、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間にコンデンサＣ７の充電電荷はフォトトランジスタＰＴ３を介して放電され、充電電圧はトランジスタＱ６のしきい値以下になり、トランジスタＱ６はオフ状態になる。それによって、スイッチ素子Ｑ５もオフ状態になる。そのため、トランスＴの励磁エネルギーの放出が終了し、帰還巻線ＮＢに共振電圧が発生しても、Ｃ７の充電時定数が小さいためにＱ６およびＱ５のターンオンが遅くなり、それがスイッチ素子Ｑ１のゲートに印加されるのが妨げられる。その結果、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間が延長される。このようにして、不連続モードで動作する。

また、Ｑ３にコレクタ電流が流れることによりＰＴ２がオンするため、Ｃ５→Ｒ１５→ＰＴ２→Ｃ３→ＮＢ→Ｃ５の経路でＣ３が充電される。このようにしてコンデンサＣ５の充電電圧がコンデンサＣ３に加算される。上記フォトカプラＰＣ３を介してのフィードバック制御により帰還巻線ＮＢのフライバック電圧が低下して、フライバック電圧だけではＣ３の充電が不十分となっても、Ｃ３にはＣ５の電圧が加算され、このＣ３の充電電圧に帰還巻線ＮＢの共振電圧を加算した電圧がＱ１のゲートに印加されるので、Ｃ３の電位差が大きければ、帰還巻線ＮＢの共振電圧にかかわらずＱ５がオンした時点でＱ１はターンオン可能となる。したがって、オフ期間を負荷に応じて短縮・延長することができ、負荷に必要な電流を供給できる。

また、このように、出力電圧を低下させている状態においても、オフ期間を制御することによって出力電圧を安定化する動作を行う。スイッチング周波数特性は軽負荷ほど低く、重負荷になるほど高くなるので待機時のスイッチング損失を低減できる。

負荷に過電流が流れた時も出力電圧は低下する。この過電流により出力電圧が設定値未満となった時、上記保護動作と同様にフォトトランジスタＰＴ２は遮断状態となる。そのため、コンデンサＣ３へのＣ５からの充電経路がなくなり、帰還巻線の電圧とＣ３の電圧とではＱ１がターンオンできなくなるので、Ｑ１が破壊から保護される。

以上のように、待機時においても負荷が重くなると自動的にオフ期間が短縮され、必要な電流を負荷へ供給できる。また、電源遮断時や過電流時にスイッチ素子Ｑ１が破壊されるのを防止できる。

第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図同スイッチング電源装置における通常時と待機時の帰還巻線電圧ＶＮＢおよびＱ１のゲート電圧Ｖｇｓの電圧波形を示す図同スイッチング電源装置の過負荷時の電流−電圧特性を示す図第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図第３の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図

符号の説明

１，２１−スイッチング電源装置
２−入力回路
３−整流平滑回路
４−出力電圧制御回路
５−制御回路
６−ターンオン補助回路
７−出力電圧設定値低下回路
８−ＤＣ−ＤＣコンバータ
９−ターンオフ回路
１０，４０−オフ期間制御回路
１１−オン期間制御回路
１２−負帰還回路
１３−ターンオン補助制御回路
ＤＢ−ダイオードブリッジ
Ｑ１−スイッチ素子
ＰＣ１，ＰＣ２，ＰＣ３−フォトカプラ
Ｓｒ−シャントレギュレータ
Ｃ３−コンデンサ
Ｓｃ−外部信号端子

Claims

１次巻線、２次巻線および帰還巻線を備えたトランスと、前記１次巻線に直列に接続されたスイッチ素子と、前記帰還巻線の一端と前記スイッチ素子の制御端子との間に直列に挿入されたコンデンサを含み、前記トランスの励磁エネルギーの放出後に前記帰還巻線に発生する共振電圧に基づいて前記スイッチ素子をターンオンさせる制御回路と、前記２次巻線に接続された整流平滑回路と、該整流平滑回路から出力される出力電圧を検出して前記制御回路にフィードバック信号を与える出力電圧制御回路と、外部信号に基づいて前記フィードバック信号を制御して出力電圧を低下させる出力電圧設定値低下回路とを備えたスイッチング電源装置において、
前記出力電圧設定値低下回路によって出力電圧低下状態となり、前記共振電圧が低下している時に、該共振電圧による前記スイッチ素子のターンオンを補助するターンオン補助回路と、前記出力電圧が前記出力電圧低下状態の出力電圧以下の所定値より低下したとき前記ターンオン補助回路の機能を停止するターンオン補助制御回路とを設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
前記ターンオン補助回路は、電圧源と、前記出力電圧低下状態のとき、前記電圧源の電圧を前記コンデンサの前記スイッチ素子の制御端子側へ与えて前記コンデンサを充電する充電経路とを備えたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
前記制御回路は、オン状態の前記スイッチ素子をターンオフさせるターンオフ回路と、前記出力電圧制御回路からのフィードバック信号に基づいて軽負荷になるほど前記スイッチ素子のターンオンを遅延させて該スイッチ素子のオフ期間が長くなるように制御するオフ期間制御回路とを備えたことを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
前記制御回路は、前記出力電圧制御回路からのフィードバック信号に基づいて、オン状態の前記スイッチ素子をターンオフさせるオン期間制御回路と、前記出力電圧設定値低下回路からの制御信号に基づいて前記スイッチ素子のターンオンを遅延させて該スイッチ素子のオフ期間を制御するオフ期間制御回路とを備えたことを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。