JP3641351B2 - リンギングチョークコンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する分野の説明】
本発明は一石式コンバータに関するものでリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）と呼ばれる直流変換器の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４は従来技術の回路例を示すもので、図中１は直流電源、２はコンデンサ、３はトランジスタ（主スイッチング素子）、４は起動抵抗、５は出力制御回路、１４はトランスで一次巻線１５、二次巻線１７及び制御巻線１６を有する。さらにトランジスタ３のドライブ回路としてコンデンサ６、ダイオード７、抵抗８、が接続されている。又、トランス１４の二次巻線１７には出力整流平滑回路としててダイオード１８、コンデンサ１９が接続されている。
【０００３】
図４において直流電源１がオンになると、起動抵抗４よりトランジスタ３にベース電流が供給されトランジスタ３がオンになる。これにより直流電源１の電圧が一次巻線１５に印加される。さらに制御巻線１６に電圧が発生し、抵抗８、ダイオード７、及びコンデンサ６の経路でトランジスタ３のベースに電流を供給する。これによりトランジスタ３のコレクタ電流は時間とともに増加しトランス１４にエネルギーを蓄積する。コレクタ電流がある値まで増加すると制御回路５によりトランジスタ３をオフする。トランジスタ３がオフするとトランス１４に蓄えられたエネルギーは、二次巻線よりダイオード１８を通しコンデンサ１９を充電する。
二次巻線１７よりエネルギーの放出が終わると、トランス１４の制御巻線１６にキックバック電圧が発生し、この電圧によりトランジスタ３は再びオンとなり発振は継続される。
【０００４】
【従来技術の問題点】
図４の従来回路図において、トランジスタ３のコレクタ電流のピーク値は出力電力値にあわせ出力制御回路５により制御される。最大出力電力時にトランジスタ３に流れるコレクタ電流は最大となるが、ベース抵抗８の値は最大出力電力時にあわせ、トランジスタ３のhFE値により設定する必要がある。しかし、ベース抵 抗８の値は最大出力電力にあわせ設定するため、出力電力が小さい状態において必要以上の電流がトランジスタ３のベースに供給され、出力電力に対するドライブ損失が無視できなくなる。又、トランジスタ３のベース電流過供給によるベース電荷蓄積のため、出力電力が小さい時のオン期間制御が困難となる。
【０００５】
【発明の目的】
本発明は、小電力時の高効率化と広範囲な負荷状態で制御可能なリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）回路の提供を目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための本発明の手段】
本発明はスイッチングトランジスタのドライブ回路において、スイッチングトランジスタのオン直後は第一のベース抵抗によりドライブ電流（第１）を供給し、コレクタ電流の増加に伴い第一のベース抵抗ではドライブが困難となる時点で、制御巻線出力の積分値又はコレクタ電流値の検出により第二のベース抵抗の経路を形成しドライブ電流（第２）を増加させる。第一のベース抵抗を小電力時の最大コレクタ電流で設定し、第二のベース抵抗を最大出力電力時のコレクタ電流が流せるように設定することで、小電力時には損出の低減と軽負荷の制御範囲の拡大を行い、かつ最大出力電力時には第二のベース抵抗により十分なドライブ電流を供給することができる。
【０００７】
【実施例】
図１は本発明の第一実施例回路図、図２はその動作説明図で、従来例と同一符号は同等機能部分を示す。図中１は直流電流、２はダンパーコンデンサ、３はトランジスタ（主スイッチング素子）、４は起動抵抗、５は出力制御回路、さらにドライブ回路としてコンデンサ６、ダイオード７、第一のベース抵抗８、トランジスタ９（切替スイッチ）、コンデンサ１０、ダイオード１１、抵抗１２、第二のベース抵抗１３が接続されている。
図２は本発明の動作波形を示しており、（ａ）はトランジスタ３のコレクタ電流波形、（ｂ）はコンデンサ１０の端子間電圧波形、（ｃ）は図１の矢印で示されている記号Idのドライブ電流を示している。又、（ｃ）でｔ１〜ｔ３の期間はトランジスタ３のオン期間、ｔ１〜ｔ２の期間は小出力電力期間、ｔ３は最大出力電圧点、Ｉｄ１は抵抗８を流れるドライブ電流（第１）、Ｉｄ２は抵抗１３を流れるドライブ電流（第２）を示している。
【０００８】
図１において直流電源１がオンになると、起動抵抗４よりトランジスタ３にベース電流が供給されトランジスタ３がオンになる。これにより直流電源１の電圧が一次巻線１５に印加される。さらに制御巻線１６に電圧が発生し、ドライブ回路によりトランジスタ３にベースに電流を供給する。トランジスタ３のコレクタ電流は時間とともに増加し、トランス１４にエネルギーを蓄積する。コレクタ電流がある値まで増加すると制御回路によりトランジスタ３がオフする。トランジスタ３がオフするとトランス１４に蓄えられたエネルギーは、二次巻線よりダイオード１８を通しコンデンサ１９を充電する。２次巻線１７よりエネルギーの放出が終わると、トランス１４の残留エネルギーにより制御巻線１６に電圧が発生し、この電圧によりトランジスタ３は再びオンとなり発振は継続される。
【０００９】
以上の動作でトランジスタ３がオンすると直流電源１から一次巻線１５の経路でトランジスタ３のコレクタに電流が流れ始め時間とともに増加する。（図２−ａ）。これと同時に制御巻線１６には正の電圧が発生し、ベース抵抗８、コンデンサ６及びダイオード７の経路でトランジスタ３のベースへ電流を供給する（図２−ｃ−Ｉｄ１）。又制御巻線１６より抵抗１２の経路でコンデンサ１０が充電される（図２−ｂ）。コンデンサ１０の充電電位がトランジスタ３のＶBE、ダイオード７のＶF、トランジスタ９のＶBEの和の電位に達するとトランジスタ９のベ ースに電流が流れトランジスタ９がオンする（図２−ｃのｔ２）。トランジスタ９がオンすると第二のベース抵抗１３より、コンデンサ６及びダイオード７の経路でトランジスタ３のベースへ電流を供給する（図２−ｃ−Ｉｄ２）。
【００１０】
ここで第一のベース抵抗８を小出力電力時（軽負荷時）のトランジスタ３のコレクタ電流をドライブ可能な最小電流を流すことができる抵抗値とし、第二のベース抵抗を最大出力電力時のトランジスタ３のコレクタ電流をドライブできる抵抗値とする。さらに抵抗１２とコンデンサ１０の時定数によりトランジスタ９がオンとなる最適な時間を設定することで、小電力動作時は第一のベース抵抗８のみで動作をし、出力電力が大きくなりオン期間が広がるとトランジスタ９がオンし、第一のベース抵抗８に流れる電流（第１ドライブ電流Ｉｄ１）に第二のベース抵抗１３を流れる電流（第２ドライブ電流Ｉｄ２）を加えたものをドライブ電流としてトランジスタ３のベースに供給する。
【００１１】
これにより、小出力電力時にはドライブ損失を低減でき、トランジスタ３を最適なドライブ条件で動作させることが可能であり、かつ最大出力電力時においてもトランジスタ３を十分にドライブすることが可能である。又、外部からの特別な切り替え信号が必要なく、小出力電力から最大出力電力まで連続して動作させることが可能となる。
出力制御回路５によりトランジスタ３がオフすると制御巻線１６の出力電圧は負の電位に反転しコンデンサ１０をダイオード１１の順方向電圧ＶFでクランプさ れる負の電位まで放電しリセットを行う。再びトランジスタ３がオンすると上記動作が繰り返される。因みに図１において、交流入力（Ａｃ）１８０Ｖ〜２８０Ｖ、小出力電力（５．２Ｖ，５ｍＡ）、最大出力電力（５．２Ｖ，１Ａ）に設定した状態において、ドライブ回路の損失は、従来回路（図４）において、１．５Ｗ、本実施例では０．７Ｗと低減できた。なおこの時の時定数回路のコンデンサ１０及び抵抗１２の時定数を約５μｓｅｃに設置した。
【００１２】
図３は本発明の第二の実施例を示す回路図である。第一実施例回路図と同一符号は同機能部分を示す。この実施例が第一実施例と異なるところは、トランジスタ９のオン、オフを切り替えるための制御回路を制御巻線からの信号検出とせずに、トランジスタ３のコレクタ電流の値を検出し、この値によりトランジスタ９の制御を行うようにしたものであり、それ以外の動作は第一実施例と同様である。本実施例の特徴は、トランジスタ３のエミッタ側に電流検出抵抗２０が接続されており、さらにトランジスタ３のエミッタ側端子がコンパレータ２１のプラス入力に接続されている。コンパレータ２１のマイナス入力には基準電源２２が接続されており、コンパレータ２１の出力は抵抗２３を経てトランジスタ９のベース端子に接続されている。
【００１３】
トランジスタ９の制御方法は、トランジスタ３のコレクタ電流検出抵抗２０により電流値を検出し、コンパレータ２１によりトランジスタ９の制御を行うものであり、まずトランジスタ３がオンするとコレクタ電流が流れ始め、直流電源１の電圧と一次巻線１５のインダクタンスにより決定される傾斜で時間とともに増加していく。これと比例して検出抵抗２０の端子の電圧が増加し、この電圧が基準電源２２で設定された電圧に達するとコンパレータ２１の出力がハイレベル出力電圧状態となり、抵抗２３の経てトランジスタ９のベース電流が流れトランジスタ９がオンとなる。トランジスタ９がオンになると第一実施例と同様に第二のベース抵抗１３より、コンデンサ６及びダイオード７の経路でトランジスタ３のベースへ電流を供給する（図２−ｃ−Ｉｄ２）。その他の動作及び効果は第一実施例と同様である。
【００１４】
【発明の効果】
従来の回路では小出力電力（軽負荷）から最大出力電力まで同じ電流でドライブを行うため、小出力電力時には出力電力に対するドライブ損失が無視できなく効率を上げることが困難であり、又必要以上のベース電流を供給するため主スイッチング素子のオン幅を十分に絞り込むことも困難であったが、本発明は小出力電力時のドライブ損失を低減でき主スイッチング素子を最適なドライブ条件で動作させることが可能であり、かつ最大出力電力時においても主スイッチング素子を十分にドライブすることが可能である。又、外部からの特別な切り替え信号を必要とせず、小出力電力から最大出力電力まで連続して動作させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一実施例回路図
【図２】本発明実施例回路図の動作説明図
（ａ）． トランジスタ３のコレクタ電流
（ｂ）． コンデンサ１０の端子間波形
（ｃ）． ドライブ電流波形
【図３】本発明の第二実施例回路図
【図４】従来回路図
【符号の簡単な説明】
１、直流電源
２、コンデンサ
３、トランジスタ（主スイッチング素子）
４、抵抗（起動抵抗）
５、出力制御回路
６、コンデンサ
７、ダイオード
８、抵抗（第一のベース抵抗）
９、トランジスタ（切替スイッチ）
１０、コンデンサ
１１、ダイオード
１２、抵抗
１３、抵抗（第二のベース抵抗）
１４、トランス
１５、一次巻線
１６、制御巻線
１７、二次巻線
１８、ダイオード
１９、コンデンサ
２０、抵抗（電流検出抵抗）
２１、コンパレータ
２２、基準電源
２３、抵抗
Ｉｄ，ドライブ電流（Ｉｄ１＋Ｉｄ２）
Ｉｄ１，抵抗８に流れるドライブ電流
Ｉｄ２，抵抗１３に流れるドライブ電流
ｔ１，トランジスタ３オン
ｔ２，トランジスタ９オン
ｔ３，トランジスタ３及びトランジスタ９オフ
【発明の属する分野の説明】
本発明は一石式コンバータに関するものでリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）と呼ばれる直流変換器の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４は従来技術の回路例を示すもので、図中１は直流電源、２はコンデンサ、３はトランジスタ（主スイッチング素子）、４は起動抵抗、５は出力制御回路、１４はトランスで一次巻線１５、二次巻線１７及び制御巻線１６を有する。さらにトランジスタ３のドライブ回路としてコンデンサ６、ダイオード７、抵抗８、が接続されている。又、トランス１４の二次巻線１７には出力整流平滑回路としててダイオード１８、コンデンサ１９が接続されている。
【０００３】
図４において直流電源１がオンになると、起動抵抗４よりトランジスタ３にベース電流が供給されトランジスタ３がオンになる。これにより直流電源１の電圧が一次巻線１５に印加される。さらに制御巻線１６に電圧が発生し、抵抗８、ダイオード７、及びコンデンサ６の経路でトランジスタ３のベースに電流を供給する。これによりトランジスタ３のコレクタ電流は時間とともに増加しトランス１４にエネルギーを蓄積する。コレクタ電流がある値まで増加すると制御回路５によりトランジスタ３をオフする。トランジスタ３がオフするとトランス１４に蓄えられたエネルギーは、二次巻線よりダイオード１８を通しコンデンサ１９を充電する。
二次巻線１７よりエネルギーの放出が終わると、トランス１４の制御巻線１６にキックバック電圧が発生し、この電圧によりトランジスタ３は再びオンとなり発振は継続される。
【０００４】
【従来技術の問題点】
図４の従来回路図において、トランジスタ３のコレクタ電流のピーク値は出力電力値にあわせ出力制御回路５により制御される。最大出力電力時にトランジスタ３に流れるコレクタ電流は最大となるが、ベース抵抗８の値は最大出力電力時にあわせ、トランジスタ３のhFE値により設定する必要がある。しかし、ベース抵 抗８の値は最大出力電力にあわせ設定するため、出力電力が小さい状態において必要以上の電流がトランジスタ３のベースに供給され、出力電力に対するドライブ損失が無視できなくなる。又、トランジスタ３のベース電流過供給によるベース電荷蓄積のため、出力電力が小さい時のオン期間制御が困難となる。
【０００５】
【発明の目的】
本発明は、小電力時の高効率化と広範囲な負荷状態で制御可能なリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）回路の提供を目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための本発明の手段】
本発明はスイッチングトランジスタのドライブ回路において、スイッチングトランジスタのオン直後は第一のベース抵抗によりドライブ電流（第１）を供給し、コレクタ電流の増加に伴い第一のベース抵抗ではドライブが困難となる時点で、制御巻線出力の積分値又はコレクタ電流値の検出により第二のベース抵抗の経路を形成しドライブ電流（第２）を増加させる。第一のベース抵抗を小電力時の最大コレクタ電流で設定し、第二のベース抵抗を最大出力電力時のコレクタ電流が流せるように設定することで、小電力時には損出の低減と軽負荷の制御範囲の拡大を行い、かつ最大出力電力時には第二のベース抵抗により十分なドライブ電流を供給することができる。
【０００７】
【実施例】
図１は本発明の第一実施例回路図、図２はその動作説明図で、従来例と同一符号は同等機能部分を示す。図中１は直流電流、２はダンパーコンデンサ、３はトランジスタ（主スイッチング素子）、４は起動抵抗、５は出力制御回路、さらにドライブ回路としてコンデンサ６、ダイオード７、第一のベース抵抗８、トランジスタ９（切替スイッチ）、コンデンサ１０、ダイオード１１、抵抗１２、第二のベース抵抗１３が接続されている。
図２は本発明の動作波形を示しており、（ａ）はトランジスタ３のコレクタ電流波形、（ｂ）はコンデンサ１０の端子間電圧波形、（ｃ）は図１の矢印で示されている記号Idのドライブ電流を示している。又、（ｃ）でｔ１〜ｔ３の期間はトランジスタ３のオン期間、ｔ１〜ｔ２の期間は小出力電力期間、ｔ３は最大出力電圧点、Ｉｄ１は抵抗８を流れるドライブ電流（第１）、Ｉｄ２は抵抗１３を流れるドライブ電流（第２）を示している。
【０００８】
図１において直流電源１がオンになると、起動抵抗４よりトランジスタ３にベース電流が供給されトランジスタ３がオンになる。これにより直流電源１の電圧が一次巻線１５に印加される。さらに制御巻線１６に電圧が発生し、ドライブ回路によりトランジスタ３にベースに電流を供給する。トランジスタ３のコレクタ電流は時間とともに増加し、トランス１４にエネルギーを蓄積する。コレクタ電流がある値まで増加すると制御回路によりトランジスタ３がオフする。トランジスタ３がオフするとトランス１４に蓄えられたエネルギーは、二次巻線よりダイオード１８を通しコンデンサ１９を充電する。２次巻線１７よりエネルギーの放出が終わると、トランス１４の残留エネルギーにより制御巻線１６に電圧が発生し、この電圧によりトランジスタ３は再びオンとなり発振は継続される。
【０００９】
以上の動作でトランジスタ３がオンすると直流電源１から一次巻線１５の経路でトランジスタ３のコレクタに電流が流れ始め時間とともに増加する。（図２−ａ）。これと同時に制御巻線１６には正の電圧が発生し、ベース抵抗８、コンデンサ６及びダイオード７の経路でトランジスタ３のベースへ電流を供給する（図２−ｃ−Ｉｄ１）。又制御巻線１６より抵抗１２の経路でコンデンサ１０が充電される（図２−ｂ）。コンデンサ１０の充電電位がトランジスタ３のＶBE、ダイオード７のＶF、トランジスタ９のＶBEの和の電位に達するとトランジスタ９のベ ースに電流が流れトランジスタ９がオンする（図２−ｃのｔ２）。トランジスタ９がオンすると第二のベース抵抗１３より、コンデンサ６及びダイオード７の経路でトランジスタ３のベースへ電流を供給する（図２−ｃ−Ｉｄ２）。
【００１０】
ここで第一のベース抵抗８を小出力電力時（軽負荷時）のトランジスタ３のコレクタ電流をドライブ可能な最小電流を流すことができる抵抗値とし、第二のベース抵抗を最大出力電力時のトランジスタ３のコレクタ電流をドライブできる抵抗値とする。さらに抵抗１２とコンデンサ１０の時定数によりトランジスタ９がオンとなる最適な時間を設定することで、小電力動作時は第一のベース抵抗８のみで動作をし、出力電力が大きくなりオン期間が広がるとトランジスタ９がオンし、第一のベース抵抗８に流れる電流（第１ドライブ電流Ｉｄ１）に第二のベース抵抗１３を流れる電流（第２ドライブ電流Ｉｄ２）を加えたものをドライブ電流としてトランジスタ３のベースに供給する。
【００１１】
これにより、小出力電力時にはドライブ損失を低減でき、トランジスタ３を最適なドライブ条件で動作させることが可能であり、かつ最大出力電力時においてもトランジスタ３を十分にドライブすることが可能である。又、外部からの特別な切り替え信号が必要なく、小出力電力から最大出力電力まで連続して動作させることが可能となる。
出力制御回路５によりトランジスタ３がオフすると制御巻線１６の出力電圧は負の電位に反転しコンデンサ１０をダイオード１１の順方向電圧ＶFでクランプさ れる負の電位まで放電しリセットを行う。再びトランジスタ３がオンすると上記動作が繰り返される。因みに図１において、交流入力（Ａｃ）１８０Ｖ〜２８０Ｖ、小出力電力（５．２Ｖ，５ｍＡ）、最大出力電力（５．２Ｖ，１Ａ）に設定した状態において、ドライブ回路の損失は、従来回路（図４）において、１．５Ｗ、本実施例では０．７Ｗと低減できた。なおこの時の時定数回路のコンデンサ１０及び抵抗１２の時定数を約５μｓｅｃに設置した。
【００１２】
図３は本発明の第二の実施例を示す回路図である。第一実施例回路図と同一符号は同機能部分を示す。この実施例が第一実施例と異なるところは、トランジスタ９のオン、オフを切り替えるための制御回路を制御巻線からの信号検出とせずに、トランジスタ３のコレクタ電流の値を検出し、この値によりトランジスタ９の制御を行うようにしたものであり、それ以外の動作は第一実施例と同様である。本実施例の特徴は、トランジスタ３のエミッタ側に電流検出抵抗２０が接続されており、さらにトランジスタ３のエミッタ側端子がコンパレータ２１のプラス入力に接続されている。コンパレータ２１のマイナス入力には基準電源２２が接続されており、コンパレータ２１の出力は抵抗２３を経てトランジスタ９のベース端子に接続されている。
【００１３】
トランジスタ９の制御方法は、トランジスタ３のコレクタ電流検出抵抗２０により電流値を検出し、コンパレータ２１によりトランジスタ９の制御を行うものであり、まずトランジスタ３がオンするとコレクタ電流が流れ始め、直流電源１の電圧と一次巻線１５のインダクタンスにより決定される傾斜で時間とともに増加していく。これと比例して検出抵抗２０の端子の電圧が増加し、この電圧が基準電源２２で設定された電圧に達するとコンパレータ２１の出力がハイレベル出力電圧状態となり、抵抗２３の経てトランジスタ９のベース電流が流れトランジスタ９がオンとなる。トランジスタ９がオンになると第一実施例と同様に第二のベース抵抗１３より、コンデンサ６及びダイオード７の経路でトランジスタ３のベースへ電流を供給する（図２−ｃ−Ｉｄ２）。その他の動作及び効果は第一実施例と同様である。
【００１４】
【発明の効果】
従来の回路では小出力電力（軽負荷）から最大出力電力まで同じ電流でドライブを行うため、小出力電力時には出力電力に対するドライブ損失が無視できなく効率を上げることが困難であり、又必要以上のベース電流を供給するため主スイッチング素子のオン幅を十分に絞り込むことも困難であったが、本発明は小出力電力時のドライブ損失を低減でき主スイッチング素子を最適なドライブ条件で動作させることが可能であり、かつ最大出力電力時においても主スイッチング素子を十分にドライブすることが可能である。又、外部からの特別な切り替え信号を必要とせず、小出力電力から最大出力電力まで連続して動作させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一実施例回路図
【図２】本発明実施例回路図の動作説明図
（ａ）． トランジスタ３のコレクタ電流
（ｂ）． コンデンサ１０の端子間波形
（ｃ）． ドライブ電流波形
【図３】本発明の第二実施例回路図
【図４】従来回路図
【符号の簡単な説明】
１、直流電源
２、コンデンサ
３、トランジスタ（主スイッチング素子）
４、抵抗（起動抵抗）
５、出力制御回路
６、コンデンサ
７、ダイオード
８、抵抗（第一のベース抵抗）
９、トランジスタ（切替スイッチ）
１０、コンデンサ
１１、ダイオード
１２、抵抗
１３、抵抗（第二のベース抵抗）
１４、トランス
１５、一次巻線
１６、制御巻線
１７、二次巻線
１８、ダイオード
１９、コンデンサ
２０、抵抗（電流検出抵抗）
２１、コンパレータ
２２、基準電源
２３、抵抗
Ｉｄ，ドライブ電流（Ｉｄ１＋Ｉｄ２）
Ｉｄ１，抵抗８に流れるドライブ電流
Ｉｄ２，抵抗１３に流れるドライブ電流
ｔ１，トランジスタ３オン
ｔ２，トランジスタ９オン
ｔ３，トランジスタ３及びトランジスタ９オフ
Claims (2)
- 一次巻線、二次巻線及び制御巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列に接続された主スイッチング素子と、前記二次巻線に接続された整流平滑回路と前記主スイッチング素子のドライブ回路および、制御回路を備えたリンギングチョークコンバータにおいて、前記ドライブ回路は、該主スイッチング素子に夫々小出力電力時にドライブ可能な最小電流である第１のドライブ電流と、最大出力電力時にドライブ可能な最大電流である第２のドライブ電流を供給する手段と、前記第１のドライブ電流に第２のドライブ電流をオン動作により重畳せしめる切替スイッチとを有し、該主スイッチング素子のコレクタ（又はエミッタ）電流検出手段を設け、該電流検出手段により送信される電流検出信号により該切替スイッチをオン動作せしめるようにしたことを特徴とするリンギングチョークコンバータ。
- 制御巻線の出力を電源とする時定数回路を設け、該時定数が所定値に達したことを検出して切替スイッチをオン動作せしめるようにしたことを特徴とする請求項１記載のリンギングチョークコンバータ。
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|---|---|---|---|
| JP16497097A JP3641351B2 (ja) | 1997-06-06 | 1997-06-06 | リンギングチョークコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16497097A JP3641351B2 (ja) | 1997-06-06 | 1997-06-06 | リンギングチョークコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10341576A JPH10341576A (ja) | 1998-12-22 |
| JP3641351B2 true JP3641351B2 (ja) | 2005-04-20 |
Family
ID=15803348
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16497097A Expired - Fee Related JP3641351B2 (ja) | 1997-06-06 | 1997-06-06 | リンギングチョークコンバータ |
Country Status (1)
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|---|---|
| JP (1) | JP3641351B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3044858U (ja) * | 1997-06-27 | 1998-01-16 | 船井電機株式会社 | Ｃｒｔ駆動回路 |
| JP2015133860A (ja) * | 2014-01-15 | 2015-07-23 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
-
1997
- 1997-06-06 JP JP16497097A patent/JP3641351B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10341576A (ja) | 1998-12-22 |
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