JP3641351B2 - リンギングチョークコンバータ - Google Patents
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Description
【発明の属する分野の説明】
本発明は一石式コンバータに関するものでリンギングチョークコンバータ(RCC)と呼ばれる直流変換器の改良に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
図4は従来技術の回路例を示すもので、図中1は直流電源、2はコンデンサ、3はトランジスタ(主スイッチング素子)、4は起動抵抗、5は出力制御回路、14はトランスで一次巻線15、二次巻線17及び制御巻線16を有する。さらにトランジスタ3のドライブ回路としてコンデンサ6、ダイオード7、抵抗8、が接続されている。又、トランス14の二次巻線17には出力整流平滑回路としててダイオード18、コンデンサ19が接続されている。
【0003】
図4において直流電源1がオンになると、起動抵抗4よりトランジスタ3にベース電流が供給されトランジスタ3がオンになる。これにより直流電源1の電圧が一次巻線15に印加される。さらに制御巻線16に電圧が発生し、抵抗8、ダイオード7、及びコンデンサ6の経路でトランジスタ3のベースに電流を供給する。これによりトランジスタ3のコレクタ電流は時間とともに増加しトランス14にエネルギーを蓄積する。コレクタ電流がある値まで増加すると制御回路5によりトランジスタ3をオフする。トランジスタ3がオフするとトランス14に蓄えられたエネルギーは、二次巻線よりダイオード18を通しコンデンサ19を充電する。
二次巻線17よりエネルギーの放出が終わると、トランス14の制御巻線16にキックバック電圧が発生し、この電圧によりトランジスタ3は再びオンとなり発振は継続される。
【0004】
【従来技術の問題点】
図4の従来回路図において、トランジスタ3のコレクタ電流のピーク値は出力電力値にあわせ出力制御回路5により制御される。最大出力電力時にトランジスタ3に流れるコレクタ電流は最大となるが、ベース抵抗8の値は最大出力電力時にあわせ、トランジスタ3のhFE値により設定する必要がある。しかし、ベース抵 抗8の値は最大出力電力にあわせ設定するため、出力電力が小さい状態において必要以上の電流がトランジスタ3のベースに供給され、出力電力に対するドライブ損失が無視できなくなる。又、トランジスタ3のベース電流過供給によるベース電荷蓄積のため、出力電力が小さい時のオン期間制御が困難となる。
【0005】
【発明の目的】
本発明は、小電力時の高効率化と広範囲な負荷状態で制御可能なリンギングチョークコンバータ(RCC)回路の提供を目的とする。
【0006】
【課題を解決するための本発明の手段】
本発明はスイッチングトランジスタのドライブ回路において、スイッチングトランジスタのオン直後は第一のベース抵抗によりドライブ電流(第1)を供給し、コレクタ電流の増加に伴い第一のベース抵抗ではドライブが困難となる時点で、制御巻線出力の積分値又はコレクタ電流値の検出により第二のベース抵抗の経路を形成しドライブ電流(第2)を増加させる。第一のベース抵抗を小電力時の最大コレクタ電流で設定し、第二のベース抵抗を最大出力電力時のコレクタ電流が流せるように設定することで、小電力時には損出の低減と軽負荷の制御範囲の拡大を行い、かつ最大出力電力時には第二のベース抵抗により十分なドライブ電流を供給することができる。
【0007】
【実施例】
図1は本発明の第一実施例回路図、図2はその動作説明図で、従来例と同一符号は同等機能部分を示す。図中1は直流電流、2はダンパーコンデンサ、3はトランジスタ(主スイッチング素子)、4は起動抵抗、5は出力制御回路、さらにドライブ回路としてコンデンサ6、ダイオード7、第一のベース抵抗8、トランジスタ9(切替スイッチ)、コンデンサ10、ダイオード11、抵抗12、第二のベース抵抗13が接続されている。
図2は本発明の動作波形を示しており、(a)はトランジスタ3のコレクタ電流波形、(b)はコンデンサ10の端子間電圧波形、(c)は図1の矢印で示されている記号Idのドライブ電流を示している。又、(c)でt1〜t3の期間はトランジスタ3のオン期間、t1〜t2の期間は小出力電力期間、t3は最大出力電圧点、Id1は抵抗8を流れるドライブ電流(第1)、Id2は抵抗13を流れるドライブ電流(第2)を示している。
【0008】
図1において直流電源1がオンになると、起動抵抗4よりトランジスタ3にベース電流が供給されトランジスタ3がオンになる。これにより直流電源1の電圧が一次巻線15に印加される。さらに制御巻線16に電圧が発生し、ドライブ回路によりトランジスタ3にベースに電流を供給する。トランジスタ3のコレクタ電流は時間とともに増加し、トランス14にエネルギーを蓄積する。コレクタ電流がある値まで増加すると制御回路によりトランジスタ3がオフする。トランジスタ3がオフするとトランス14に蓄えられたエネルギーは、二次巻線よりダイオード18を通しコンデンサ19を充電する。2次巻線17よりエネルギーの放出が終わると、トランス14の残留エネルギーにより制御巻線16に電圧が発生し、この電圧によりトランジスタ3は再びオンとなり発振は継続される。
【0009】
以上の動作でトランジスタ3がオンすると直流電源1から一次巻線15の経路でトランジスタ3のコレクタに電流が流れ始め時間とともに増加する。(図2−a)。これと同時に制御巻線16には正の電圧が発生し、ベース抵抗8、コンデンサ6及びダイオード7の経路でトランジスタ3のベースへ電流を供給する(図2−c−Id1)。又制御巻線16より抵抗12の経路でコンデンサ10が充電される(図2−b)。コンデンサ10の充電電位がトランジスタ3のVBE、ダイオード7のVF、トランジスタ9のVBEの和の電位に達するとトランジスタ9のベ ースに電流が流れトランジスタ9がオンする(図2−cのt2)。トランジスタ9がオンすると第二のベース抵抗13より、コンデンサ6及びダイオード7の経路でトランジスタ3のベースへ電流を供給する(図2−c−Id2)。
【0010】
ここで第一のベース抵抗8を小出力電力時(軽負荷時)のトランジスタ3のコレクタ電流をドライブ可能な最小電流を流すことができる抵抗値とし、第二のベース抵抗を最大出力電力時のトランジスタ3のコレクタ電流をドライブできる抵抗値とする。さらに抵抗12とコンデンサ10の時定数によりトランジスタ9がオンとなる最適な時間を設定することで、小電力動作時は第一のベース抵抗8のみで動作をし、出力電力が大きくなりオン期間が広がるとトランジスタ9がオンし、第一のベース抵抗8に流れる電流(第1ドライブ電流Id1)に第二のベース抵抗13を流れる電流(第2ドライブ電流Id2)を加えたものをドライブ電流としてトランジスタ3のベースに供給する。
【0011】
これにより、小出力電力時にはドライブ損失を低減でき、トランジスタ3を最適なドライブ条件で動作させることが可能であり、かつ最大出力電力時においてもトランジスタ3を十分にドライブすることが可能である。又、外部からの特別な切り替え信号が必要なく、小出力電力から最大出力電力まで連続して動作させることが可能となる。
出力制御回路5によりトランジスタ3がオフすると制御巻線16の出力電圧は負の電位に反転しコンデンサ10をダイオード11の順方向電圧VFでクランプさ れる負の電位まで放電しリセットを行う。再びトランジスタ3がオンすると上記動作が繰り返される。因みに図1において、交流入力(Ac)180V〜280V、小出力電力(5.2V,5mA)、最大出力電力(5.2V,1A)に設定した状態において、ドライブ回路の損失は、従来回路(図4)において、1.5W、本実施例では0.7Wと低減できた。なおこの時の時定数回路のコンデンサ10及び抵抗12の時定数を約5μsecに設置した。
【0012】
図3は本発明の第二の実施例を示す回路図である。第一実施例回路図と同一符号は同機能部分を示す。この実施例が第一実施例と異なるところは、トランジスタ9のオン、オフを切り替えるための制御回路を制御巻線からの信号検出とせずに、トランジスタ3のコレクタ電流の値を検出し、この値によりトランジスタ9の制御を行うようにしたものであり、それ以外の動作は第一実施例と同様である。本実施例の特徴は、トランジスタ3のエミッタ側に電流検出抵抗20が接続されており、さらにトランジスタ3のエミッタ側端子がコンパレータ21のプラス入力に接続されている。コンパレータ21のマイナス入力には基準電源22が接続されており、コンパレータ21の出力は抵抗23を経てトランジスタ9のベース端子に接続されている。
【0013】
トランジスタ9の制御方法は、トランジスタ3のコレクタ電流検出抵抗20により電流値を検出し、コンパレータ21によりトランジスタ9の制御を行うものであり、まずトランジスタ3がオンするとコレクタ電流が流れ始め、直流電源1の電圧と一次巻線15のインダクタンスにより決定される傾斜で時間とともに増加していく。これと比例して検出抵抗20の端子の電圧が増加し、この電圧が基準電源22で設定された電圧に達するとコンパレータ21の出力がハイレベル出力電圧状態となり、抵抗23の経てトランジスタ9のベース電流が流れトランジスタ9がオンとなる。トランジスタ9がオンになると第一実施例と同様に第二のベース抵抗13より、コンデンサ6及びダイオード7の経路でトランジスタ3のベースへ電流を供給する(図2−c−Id2)。その他の動作及び効果は第一実施例と同様である。
【0014】
【発明の効果】
従来の回路では小出力電力(軽負荷)から最大出力電力まで同じ電流でドライブを行うため、小出力電力時には出力電力に対するドライブ損失が無視できなく効率を上げることが困難であり、又必要以上のベース電流を供給するため主スイッチング素子のオン幅を十分に絞り込むことも困難であったが、本発明は小出力電力時のドライブ損失を低減でき主スイッチング素子を最適なドライブ条件で動作させることが可能であり、かつ最大出力電力時においても主スイッチング素子を十分にドライブすることが可能である。又、外部からの特別な切り替え信号を必要とせず、小出力電力から最大出力電力まで連続して動作させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第一実施例回路図
【図2】本発明実施例回路図の動作説明図
(a). トランジスタ3のコレクタ電流
(b). コンデンサ10の端子間波形
(c). ドライブ電流波形
【図3】本発明の第二実施例回路図
【図4】従来回路図
【符号の簡単な説明】
1、直流電源
2、コンデンサ
3、トランジスタ(主スイッチング素子)
4、抵抗(起動抵抗)
5、出力制御回路
6、コンデンサ
7、ダイオード
8、抵抗(第一のベース抵抗)
9、トランジスタ(切替スイッチ)
10、コンデンサ
11、ダイオード
12、抵抗
13、抵抗(第二のベース抵抗)
14、トランス
15、一次巻線
16、制御巻線
17、二次巻線
18、ダイオード
19、コンデンサ
20、抵抗(電流検出抵抗)
21、コンパレータ
22、基準電源
23、抵抗
Id,ドライブ電流(Id1+Id2)
Id1,抵抗8に流れるドライブ電流
Id2,抵抗13に流れるドライブ電流
t1,トランジスタ3オン
t2,トランジスタ9オン
t3,トランジスタ3及びトランジスタ9オフ
Claims (2)
- 一次巻線、二次巻線及び制御巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列に接続された主スイッチング素子と、前記二次巻線に接続された整流平滑回路と前記主スイッチング素子のドライブ回路および、制御回路を備えたリンギングチョークコンバータにおいて、前記ドライブ回路は、該主スイッチング素子に夫々小出力電力時にドライブ可能な最小電流である第1のドライブ電流と、最大出力電力時にドライブ可能な最大電流である第2のドライブ電流を供給する手段と、前記第1のドライブ電流に第2のドライブ電流をオン動作により重畳せしめる切替スイッチとを有し、該主スイッチング素子のコレクタ(又はエミッタ)電流検出手段を設け、該電流検出手段により送信される電流検出信号により該切替スイッチをオン動作せしめるようにしたことを特徴とするリンギングチョークコンバータ。
- 制御巻線の出力を電源とする時定数回路を設け、該時定数が所定値に達したことを検出して切替スイッチをオン動作せしめるようにしたことを特徴とする請求項1記載のリンギングチョークコンバータ。
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JP16497097A JP3641351B2 (ja) | 1997-06-06 | 1997-06-06 | リンギングチョークコンバータ |
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