JP2653808B2 - 充電回路 - Google Patents
充電回路Info
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- JP2653808B2 JP2653808B2 JP63015492A JP1549288A JP2653808B2 JP 2653808 B2 JP2653808 B2 JP 2653808B2 JP 63015492 A JP63015492 A JP 63015492A JP 1549288 A JP1549288 A JP 1549288A JP 2653808 B2 JP2653808 B2 JP 2653808B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は100V/200V電源地域用の充電回路に関する。
［従来の技術］ 交流電源を整流して得られた直流電源をトランスを介
して２次電池を充電する定量流型充電回路において、ト
ランスの１次巻線にスイッチング素子を接続し、スイッ
チング素子を一定周期でオン・オフ駆動するとともに、
スイッチング素子のオン期間に流れる、直線状に上昇す
る電流を検出する抵抗（以下電流検出用抵抗と呼ぶ。）
に発生する電圧に、直流電源の電圧を分圧した分圧電圧
を加算（クランプ）して得られた電圧を、スイッチング
素子の制御回路に入力し、この入力された電圧と所定レ
ベルとを比較し、入力電圧が所定レベル以上に上昇する
と、スイッチング素子をオンからオフに切り換える信号
を出力するようにし、このようにすることによって、ス
イッチング素子のオン・オフ周期における充電電流を電
源電圧の瞬時値に比例して変化するように制御した充電
回路がある（例えば、特開昭58−103837号公報）。
して２次電池を充電する定量流型充電回路において、ト
ランスの１次巻線にスイッチング素子を接続し、スイッ
チング素子を一定周期でオン・オフ駆動するとともに、
スイッチング素子のオン期間に流れる、直線状に上昇す
る電流を検出する抵抗（以下電流検出用抵抗と呼ぶ。）
に発生する電圧に、直流電源の電圧を分圧した分圧電圧
を加算（クランプ）して得られた電圧を、スイッチング
素子の制御回路に入力し、この入力された電圧と所定レ
ベルとを比較し、入力電圧が所定レベル以上に上昇する
と、スイッチング素子をオンからオフに切り換える信号
を出力するようにし、このようにすることによって、ス
イッチング素子のオン・オフ周期における充電電流を電
源電圧の瞬時値に比例して変化するように制御した充電
回路がある（例えば、特開昭58−103837号公報）。
このような従来の充電回路例を第６図，第７図に示
す。第６図において構成を説明すると、交流電源の接続
される端子1a,1bにはダイオードブリッジのごとき整流
器DBおよび制御回路電源用のトランスT2の１次巻線が互
いに並列に接続されており、整流器DBの直流出力端子に
は電力変換用のトランスT1の１次巻線L1、スイッチング
素子としてのトランジスタＱ、電流検出用の抵抗REによ
る直列回路および平滑用のコンデンサCS1が互いに並列
に接続されている。
す。第６図において構成を説明すると、交流電源の接続
される端子1a,1bにはダイオードブリッジのごとき整流
器DBおよび制御回路電源用のトランスT2の１次巻線が互
いに並列に接続されており、整流器DBの直流出力端子に
は電力変換用のトランスT1の１次巻線L1、スイッチング
素子としてのトランジスタＱ、電流検出用の抵抗REによ
る直列回路および平滑用のコンデンサCS1が互いに並列
に接続されている。
また、トランスT1の１次巻線L1と並列に抵抗RC、コン
デンサCCによるスパイク状電圧吸収用の直列回路が接続
され、２次巻線L2の両端には整流用のダイオードD1と二
次電池Ｂの直列回路が接続されている。
デンサCCによるスパイク状電圧吸収用の直列回路が接続
され、２次巻線L2の両端には整流用のダイオードD1と二
次電池Ｂの直列回路が接続されている。
一方、トランジスタＱのベースは起動用の抵抗RB1を
介して前記整流器DBの正極に接続されるとともに制御回
路３の制御出力端子OUTに接続され、さらにトランジス
タＱのベース・エミッタ間には前記トランスT1と磁気的
結合にある３次巻線L3、抵抗RB2、スピードアップ用の
コンデンサCB1の直列回路が接続され、トランジスタＱ
のエミッタは制御回路３の検出入力端子INに抵抗RIN′
を介して接続されている。また、検出入力端子INと整流
器DBの正極との間には抵抗RC′が接続されている。
介して前記整流器DBの正極に接続されるとともに制御回
路３の制御出力端子OUTに接続され、さらにトランジス
タＱのベース・エミッタ間には前記トランスT1と磁気的
結合にある３次巻線L3、抵抗RB2、スピードアップ用の
コンデンサCB1の直列回路が接続され、トランジスタＱ
のエミッタは制御回路３の検出入力端子INに抵抗RIN′
を介して接続されている。また、検出入力端子INと整流
器DBの正極との間には抵抗RC′が接続されている。
トランスT2の２次巻線の一端はダイオードD2を介して
制御回路３の電源入力端子Vccに接続され、電源入力端
子VccはコンデンサCS2を介してトランスT2の２次巻線の
他端と共に整流器DBの負極に接続されている。
制御回路３の電源入力端子Vccに接続され、電源入力端
子VccはコンデンサCS2を介してトランスT2の２次巻線の
他端と共に整流器DBの負極に接続されている。
また、第７図においては抵抗RC′の他端の接続箇所が
異なるのみであり、トランスT1の３次巻線L3と抵抗RB2
の接続点に抵抗RC′の他端が接続されている。
異なるのみであり、トランスT1の３次巻線L3と抵抗RB2
の接続点に抵抗RC′の他端が接続されている。
第６図における制御回路３は第８図に示すように、電
源部31、発振部32、比較部33、保持回路34、出力部35に
より構成されており、これらの各部において、Q1〜Q8は
トランジスタを、CP1,CP2はコンパレータを、Ｚはツェ
ナーダイオード、R1〜R16は抵抗、C1はコンデンサをそ
れぞれ示している。
源部31、発振部32、比較部33、保持回路34、出力部35に
より構成されており、これらの各部において、Q1〜Q8は
トランジスタを、CP1,CP2はコンパレータを、Ｚはツェ
ナーダイオード、R1〜R16は抵抗、C1はコンデンサをそ
れぞれ示している。
しかして、第６図に示す充電回路では、端子1a,1bに
商用電源の如き交流電源が加えられると整流器DBおよび
コンデンサCS1を介して整流、平滑された直流電圧がト
ランスT1の１次巻線L1とトランジスタＱの直列回路に加
わり、トランジスタＱは起動用の抵抗RB1によりベース
電流が供給され導通を始める。この時、３次巻線L3の正
帰還作用によりトランジスタＱは急速にオンし、トラン
ジスタがオンすると、そのコレクタ電流（トランスT1の
１次電流）は直線的に増加を続け、トランジスタＱの直
列に挿入された抵抗REによって検出されたコレクタ電流
が一定値に達すると制御回路３によりトランジスタＱの
ベースは接地レベルにクランプされオフに転じて、１次
電流の最大値は一定値に保たれる。
商用電源の如き交流電源が加えられると整流器DBおよび
コンデンサCS1を介して整流、平滑された直流電圧がト
ランスT1の１次巻線L1とトランジスタＱの直列回路に加
わり、トランジスタＱは起動用の抵抗RB1によりベース
電流が供給され導通を始める。この時、３次巻線L3の正
帰還作用によりトランジスタＱは急速にオンし、トラン
ジスタがオンすると、そのコレクタ電流（トランスT1の
１次電流）は直線的に増加を続け、トランジスタＱの直
列に挿入された抵抗REによって検出されたコレクタ電流
が一定値に達すると制御回路３によりトランジスタＱの
ベースは接地レベルにクランプされオフに転じて、１次
電流の最大値は一定値に保たれる。
一方、トランスT1の２次側においては、トランジスタ
Ｑのオン時に１次巻線L1に蓄積されたエネルギがトラン
ジスタＱのオフ時に２次巻線L2からダイオードD1を介し
て放出され、２次電池Ｂに一定の充電電流を供給する。
また制御回路３は一定期間クランプを続けた後、再びト
ランジスタＱのベースを解放し、一定の周期でトランジ
スタＱのオン・オフ駆動も制御するものである。そし
て、これらの動作により、端子1a,1bに印加される交流
電源の値が広範囲に変動しても２次電池Ｂへの充電電流
の平均値を一定に保つことができるようになっている。
Ｑのオン時に１次巻線L1に蓄積されたエネルギがトラン
ジスタＱのオフ時に２次巻線L2からダイオードD1を介し
て放出され、２次電池Ｂに一定の充電電流を供給する。
また制御回路３は一定期間クランプを続けた後、再びト
ランジスタＱのベースを解放し、一定の周期でトランジ
スタＱのオン・オフ駆動も制御するものである。そし
て、これらの動作により、端子1a,1bに印加される交流
電源の値が広範囲に変動しても２次電池Ｂへの充電電流
の平均値を一定に保つことができるようになっている。
また、第６図における抵抗RIN′,RC′は抵抗REにより
検出された電圧に、入力される交流電源の電圧に応じて
補正を与えるためのものであって、交流電源の電圧が大
きくなる程、制御回路３の検出入力端子INに加わる電圧
を高め、トランスT1の１次巻線L1に流れる電流の波高値
を小さくするようにしている。
検出された電圧に、入力される交流電源の電圧に応じて
補正を与えるためのものであって、交流電源の電圧が大
きくなる程、制御回路３の検出入力端子INに加わる電圧
を高め、トランスT1の１次巻線L1に流れる電流の波高値
を小さくするようにしている。
すなわち、第６図において、整流器DBの出力端子間に
並列接続されたコンデンサCS1を小型化する目的で小容
量値にすると、トランスT1の１次巻線L1、トランジスタ
Ｑの直列回路に印加される電圧は脈流状となり、脈流波
形の電圧が小さくなる期間の占める割合は、脈流波形の
最大値に応じて変化する。このため、トランスT1の１次
電流の波高値を抵抗REに発生する電圧で一定に制御する
場合には交流電源の電圧が大きくなる程、平均的な充電
電流が過剰となってしまう。そこで、交流電源を整流し
て得られた直流入力電圧を分圧し、この分圧電圧を、ト
ランジスタＱのコレクタ電流によって抵抗REに別途発生
した電圧に加算（クランプ）して得られた電圧で、トラ
ンスT1の１次電流の波高値を制御し、交流電源電圧に応
じて充電電流を抑えるように補正をするものである。
並列接続されたコンデンサCS1を小型化する目的で小容
量値にすると、トランスT1の１次巻線L1、トランジスタ
Ｑの直列回路に印加される電圧は脈流状となり、脈流波
形の電圧が小さくなる期間の占める割合は、脈流波形の
最大値に応じて変化する。このため、トランスT1の１次
電流の波高値を抵抗REに発生する電圧で一定に制御する
場合には交流電源の電圧が大きくなる程、平均的な充電
電流が過剰となってしまう。そこで、交流電源を整流し
て得られた直流入力電圧を分圧し、この分圧電圧を、ト
ランジスタＱのコレクタ電流によって抵抗REに別途発生
した電圧に加算（クランプ）して得られた電圧で、トラ
ンスT1の１次電流の波高値を制御し、交流電源電圧に応
じて充電電流を抑えるように補正をするものである。
しかして、第９図は直流入力電圧に対する充電にかか
る出力電圧の特性を示したものであるが、実線ａ→ｂ→
ｃで示すように、点ｂから直流入力電圧の増加に応じて
充電電流が直線的に減少するようになっている。そし
て、このような特性から交流電源の入力電圧によらず一
定の平均的な充電電流が得られる。
る出力電圧の特性を示したものであるが、実線ａ→ｂ→
ｃで示すように、点ｂから直流入力電圧の増加に応じて
充電電流が直線的に減少するようになっている。そし
て、このような特性から交流電源の入力電圧によらず一
定の平均的な充電電流が得られる。
尚、点ａから点ｂまでの期間は回路の低電圧特性、す
なわち制御回路３により制御されない自励発振の特性に
よって決まるものであり、その勾配は抵抗RIN′,RC′の
分圧比を変えることにより自由に決定できる。
なわち制御回路３により制御されない自励発振の特性に
よって決まるものであり、その勾配は抵抗RIN′,RC′の
分圧比を変えることにより自由に決定できる。
また、第10図は整流器DBで全波整流されて入力された
電圧の波形と２次電池Ｂに供給される出力電流（充電電
流）との関係を示したものであり、電圧がVbを越える量
に応じて充電電流が小さくなることを示している。
電圧の波形と２次電池Ｂに供給される出力電流（充電電
流）との関係を示したものであり、電圧がVbを越える量
に応じて充電電流が小さくなることを示している。
［発明が解決しようとする課題］ ２次電池の充電電流は充電条件により異なり、例え
ば、急速充電時には２次電池に対して1Cの充電電流を供
給し、充電容量を満充電した後は、1/3C以下に充電電流
を変える必要ある。
ば、急速充電時には２次電池に対して1Cの充電電流を供
給し、充電容量を満充電した後は、1/3C以下に充電電流
を変える必要ある。
従来の回路では、電流検出用抵抗REの抵抗値を変え、
制御回路３の検出入力端子への入力電圧を変えることに
よって充電電流を切り変えることができる。しかし、電
流検出用抵抗REの抵抗値を変えると、抵抗RIN′,RC′,R
Eによって決定されていた直流入力電圧の分圧回路の分
圧比が変わるため電流検出用抵抗REに発生する電圧に加
算している補正電圧値が変わり、直流入力電圧と充電に
かかる出力電流の関係は第９図に示すようにａ→ｂ→ｃ
からａ→ｂ′→ｃ、またはａ→ｂ″→ｃ″のように変わ
るという不都合があった。
制御回路３の検出入力端子への入力電圧を変えることに
よって充電電流を切り変えることができる。しかし、電
流検出用抵抗REの抵抗値を変えると、抵抗RIN′,RC′,R
Eによって決定されていた直流入力電圧の分圧回路の分
圧比が変わるため電流検出用抵抗REに発生する電圧に加
算している補正電圧値が変わり、直流入力電圧と充電に
かかる出力電流の関係は第９図に示すようにａ→ｂ→ｃ
からａ→ｂ′→ｃ、またはａ→ｂ″→ｃ″のように変わ
るという不都合があった。
すなわち、充電電流を切り替えると、それによって直
流入力電圧に対する充電にかかる出力電流の特性も変わ
り、交流電源電圧値の異なるAC100V系およびAC200V系の
各地域で充電電流の平均値を一定にすることができない
問題があった。
流入力電圧に対する充電にかかる出力電流の特性も変わ
り、交流電源電圧値の異なるAC100V系およびAC200V系の
各地域で充電電流の平均値を一定にすることができない
問題があった。
本発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、
AC100VおよびAC200V電源両地域において、充電電流を切
り替えても平均的な充電電流を一定に制御できる充電回
路を提供することを目的としている。
AC100VおよびAC200V電源両地域において、充電電流を切
り替えても平均的な充電電流を一定に制御できる充電回
路を提供することを目的としている。
［課題を解決するための手段］ 本発明は、トランスの１次巻線と第１のスイッチング
素子との直列回路を交流電源を整流して得られた直流電
源に接続し、前記第１のスイッチング素子をオン・オフ
駆動することにより、前記トランスの２次巻線に得られ
た電流を整流して２次電池を充電する充電回路であっ
て、以下の構成を備える。
素子との直列回路を交流電源を整流して得られた直流電
源に接続し、前記第１のスイッチング素子をオン・オフ
駆動することにより、前記トランスの２次巻線に得られ
た電流を整流して２次電池を充電する充電回路であっ
て、以下の構成を備える。
すなわち、前記第１のスイッチング素子に流れる電流
を検出する電流検出用抵抗と、この電流検出用抵抗に並
列接続される、抵抗と第２のスイッチング素子とからな
る第１の直列回路と、前記直流電源の正極に一端側が、
上記電流検出用抵抗に他端側が接続された、前記電流検
出用抵抗と共に分圧回路を構成する分圧抵抗と、この分
圧抵抗に並列に接続される、抵抗と第３のスイッチング
素子とからなる第２の直列回路とを備えるとともに、上
記分圧抵抗の他端側と接続され、入力電圧が予め設定さ
れたレベルを越えると、上記第１のスイッチング素子を
オンからオフに切り換える信号を出力する制御回路と、
前記２次電池に入力端子が接続されると共に前記第２、
第３のスイッチング素子の制御端に出力端子が接続され
る充電制御回路を備えている。そして、前記充電制御回
路から、前記第２、第３のスイッチングを、急速充電時
は夫々オンにし、満充電時は夫々オフにする制御信号を
出力するように、こうすることによって、前記電流検出
用抵抗と前記分圧回路の分圧抵抗の抵抗値を前記直流電
源の分圧比を一定に保つように同時に切り替えて、充電
条件に応じた一定の充電電流が得られるようにしたもの
である。
を検出する電流検出用抵抗と、この電流検出用抵抗に並
列接続される、抵抗と第２のスイッチング素子とからな
る第１の直列回路と、前記直流電源の正極に一端側が、
上記電流検出用抵抗に他端側が接続された、前記電流検
出用抵抗と共に分圧回路を構成する分圧抵抗と、この分
圧抵抗に並列に接続される、抵抗と第３のスイッチング
素子とからなる第２の直列回路とを備えるとともに、上
記分圧抵抗の他端側と接続され、入力電圧が予め設定さ
れたレベルを越えると、上記第１のスイッチング素子を
オンからオフに切り換える信号を出力する制御回路と、
前記２次電池に入力端子が接続されると共に前記第２、
第３のスイッチング素子の制御端に出力端子が接続され
る充電制御回路を備えている。そして、前記充電制御回
路から、前記第２、第３のスイッチングを、急速充電時
は夫々オンにし、満充電時は夫々オフにする制御信号を
出力するように、こうすることによって、前記電流検出
用抵抗と前記分圧回路の分圧抵抗の抵抗値を前記直流電
源の分圧比を一定に保つように同時に切り替えて、充電
条件に応じた一定の充電電流が得られるようにしたもの
である。
［作 用］ 上記のように構成された充電回路においては、充電制
御回路の制御信号によって、電流検出用抵抗の抵抗値が
切り替えられ、充電電流は大・小に切り替えられる。ま
た、同時に直流入力電圧を分圧している分圧回路の抵抗
値もその分圧比が電流検出用抵抗の切り替えによって変
わらないように切り替えられる。これによって電流検出
用抵抗に発生する電圧に、直流入力電圧の変動に対して
同じ割合で直流入力電圧を分圧した電圧を補正・加算し
た検出入力電圧が制御回路へ入力される。
御回路の制御信号によって、電流検出用抵抗の抵抗値が
切り替えられ、充電電流は大・小に切り替えられる。ま
た、同時に直流入力電圧を分圧している分圧回路の抵抗
値もその分圧比が電流検出用抵抗の切り替えによって変
わらないように切り替えられる。これによって電流検出
用抵抗に発生する電圧に、直流入力電圧の変動に対して
同じ割合で直流入力電圧を分圧した電圧を補正・加算し
た検出入力電圧が制御回路へ入力される。
この結果、直流入力電圧に対する充電にかかる出力電
流の特性は一定に保たれる。
流の特性は一定に保たれる。
［実施例］ 実施例について図面を参照して説明する。第１図は本
発明の第一の実施例を示したものである。
発明の第一の実施例を示したものである。
トランスT1の２次巻線L2の一端はダイオードD1を介し
て２次電池と急速充電用の充電制御回路４の電源入力端
子Vccおよび検出入力端子INに接続され、他端は２次電
池の負極と充電制御回路４のGNDに接続されている。
て２次電池と急速充電用の充電制御回路４の電源入力端
子Vccおよび検出入力端子INに接続され、他端は２次電
池の負極と充電制御回路４のGNDに接続されている。
スイッチング素子Qaを流れる電流を検出する電流検出
用抵抗RE1に、抵抗RE2とスイッチング素子Qbの直列回路
が並列接続され、直流入力電圧の分圧回路からなる入力
電圧検出部の抵抗RC1′に、抵抗RC2′とスイッチング素
子Qcの直列回路が並列接続され、スイッチング素子Qb,Q
cの制御端子はそれぞれ充電制御回路４の制御出力端子O
UTに接続されている。
用抵抗RE1に、抵抗RE2とスイッチング素子Qbの直列回路
が並列接続され、直流入力電圧の分圧回路からなる入力
電圧検出部の抵抗RC1′に、抵抗RC2′とスイッチング素
子Qcの直列回路が並列接続され、スイッチング素子Qb,Q
cの制御端子はそれぞれ充電制御回路４の制御出力端子O
UTに接続されている。
上記のように構成された充電回路において、充電制御
回路の出力端子から急速充電中は端子電圧“High"レベ
ルが、満充電されたときは端子電圧“Low"レベルの制御
信号が出力される。
回路の出力端子から急速充電中は端子電圧“High"レベ
ルが、満充電されたときは端子電圧“Low"レベルの制御
信号が出力される。
充電制御回路の制御信号が“High"レベルの時、スイ
ッチング素子Qbは動作し、電流検出用抵抗は抵抗RE1と
抵抗RE2の並列接続（以下RE1RE2と記す。）の抵抗値
となり、“Low"レベルの時、スイッチング素子Qbは動作
せず電流検出用抵抗は抵抗RE1の抵抗値となる。
ッチング素子Qbは動作し、電流検出用抵抗は抵抗RE1と
抵抗RE2の並列接続（以下RE1RE2と記す。）の抵抗値
となり、“Low"レベルの時、スイッチング素子Qbは動作
せず電流検出用抵抗は抵抗RE1の抵抗値となる。
電流検出用抵抗の抵抗値が小さい時、制御回路の検出
入力端子への入力電圧が所定電圧に達するまでスイッチ
ング素子Qaの流れる電流が増大するので充電電流値も増
大する。一方、抵抗値が大きい時は、逆にスイッチング
素子Qaに流れる電流は減少するので充電電流値は減少す
る。
入力端子への入力電圧が所定電圧に達するまでスイッチ
ング素子Qaの流れる電流が増大するので充電電流値も増
大する。一方、抵抗値が大きい時は、逆にスイッチング
素子Qaに流れる電流は減少するので充電電流値は減少す
る。
すなわち、充電制御回路が急速充電中を検出している
間は、電流検出用抵抗は抵抗RE1から抵抗RE1RE2に小
さくなるように切り替えられ、充電電流は増大し、満充
電時は検出している間は、電流検出用抵抗をRE1RE2か
らRE1に大きくなるように切り替えられ、充電電流は減
少する。
間は、電流検出用抵抗は抵抗RE1から抵抗RE1RE2に小
さくなるように切り替えられ、充電電流は増大し、満充
電時は検出している間は、電流検出用抵抗をRE1RE2か
らRE1に大きくなるように切り替えられ、充電電流は減
少する。
次に、直流入力電圧を分圧する分圧回路の抵抗RC1′
と並列接続される抵抗RC2′とスイッチング素子Qcの直
列回路は、充電制御回路の制御信号が“High"レベルの
時は、スイッチング素子Qcが動作して分圧回路の抵抗値
は抵抗RC1′と抵抗RC2′の並列接続（以下RC1′RC2′
と記す。）の抵抗値となり、“Low"レベルの時は、スイ
ッチング素子Qcが動作せず分圧回路の抵抗値は抵抗
RC1′の抵抗値となる。
と並列接続される抵抗RC2′とスイッチング素子Qcの直
列回路は、充電制御回路の制御信号が“High"レベルの
時は、スイッチング素子Qcが動作して分圧回路の抵抗値
は抵抗RC1′と抵抗RC2′の並列接続（以下RC1′RC2′
と記す。）の抵抗値となり、“Low"レベルの時は、スイ
ッチング素子Qcが動作せず分圧回路の抵抗値は抵抗
RC1′の抵抗値となる。
ところで、直流入力電圧を分圧する分圧回路の分圧比
は、分圧回路を構成する抵抗RC′,RIN′と電流検出用抵
抗REで決定される。
は、分圧回路を構成する抵抗RC′,RIN′と電流検出用抵
抗REで決定される。
満充電時は、充電制御回路の制御信号により電流検出
用抵抗REは抵抗RE1、分圧回路の抵抗RC′は抵抗RC1′と
なるため、分圧比は抵抗RC1′,RIN′,RE1で決まり、急
速充電中は電流検出用抵抗REは抵抗RE1RE2に、分圧回
路の抵抗RC′は抵抗RC1′RC2′に切り替えられるた
め、分圧比は抵抗RC1′RC2′、RIN′、RE1RE2で決
まる。
用抵抗REは抵抗RE1、分圧回路の抵抗RC′は抵抗RC1′と
なるため、分圧比は抵抗RC1′,RIN′,RE1で決まり、急
速充電中は電流検出用抵抗REは抵抗RE1RE2に、分圧回
路の抵抗RC′は抵抗RC1′RC2′に切り替えられるた
め、分圧比は抵抗RC1′RC2′、RIN′、RE1RE2で決
まる。
ここで、満充電時と急速充電時の直流入力電圧の分圧
比は抵抗RE2,RC2′を適当に選ぶことによって一定にす
ることができる。この結果、直流入力電圧に対する充電
にかかる出力電流の特性は急速充電中に満充電時で電流
検出用抵抗を切り替えても一定に制御される。
比は抵抗RE2,RC2′を適当に選ぶことによって一定にす
ることができる。この結果、直流入力電圧に対する充電
にかかる出力電流の特性は急速充電中に満充電時で電流
検出用抵抗を切り替えても一定に制御される。
また、スパイク状電圧吸収回路として、トランスT1の
４次巻線L4の一端は直流電源の負極側に接続され、他端
は抵抗Raを直列に接続され、抵抗Raの他端はダイオード
Daのアノード端子とコンデンサCaに接続されて、コンデ
ンサCaの他端はスイッチング素子Qaと接続されている１
次巻線L1の端子側に接続され、ダイオードDaのカソード
端子は１次巻線L1の他端側に接続されている。
４次巻線L4の一端は直流電源の負極側に接続され、他端
は抵抗Raを直列に接続され、抵抗Raの他端はダイオード
Daのアノード端子とコンデンサCaに接続されて、コンデ
ンサCaの他端はスイッチング素子Qaと接続されている１
次巻線L1の端子側に接続され、ダイオードDaのカソード
端子は１次巻線L1の他端側に接続されている。
このスパイク状電圧吸収回路はスイッチング素子Qaの
コレクタ端子、エミッタ端子の両端子電圧VCEの電圧変
動により動作するものである。第４図に示す回路図およ
び第５図に示すタイミングチャートに沿って動作を説明
すると、スイッチング素子Qaがオンからオフへ切り替わ
る時、VCEは急に高くなりコンデンサCaを通してダイオ
ードDaと抵抗Ra、巻線L4の両方向に電流I1,I2が流れ、
スパイク状電圧が吸収されコンデンサCaに電荷が充電さ
れる。スイッチング素子Qaがオフからオンに切り替わ
り、VCEが接地状態まで下がった時、抵抗Ra、巻線L4を
通してI2と逆の方向に電流が流れコンデンサCaが逆方向
に充電され、次のスイッチング素子Qaがオンからオフに
転じる時にスパイク状電圧を吸収しやすくするものであ
る。
コレクタ端子、エミッタ端子の両端子電圧VCEの電圧変
動により動作するものである。第４図に示す回路図およ
び第５図に示すタイミングチャートに沿って動作を説明
すると、スイッチング素子Qaがオンからオフへ切り替わ
る時、VCEは急に高くなりコンデンサCaを通してダイオ
ードDaと抵抗Ra、巻線L4の両方向に電流I1,I2が流れ、
スパイク状電圧が吸収されコンデンサCaに電荷が充電さ
れる。スイッチング素子Qaがオフからオンに切り替わ
り、VCEが接地状態まで下がった時、抵抗Ra、巻線L4を
通してI2と逆の方向に電流が流れコンデンサCaが逆方向
に充電され、次のスイッチング素子Qaがオンからオフに
転じる時にスパイク状電圧を吸収しやすくするものであ
る。
次に、第二の実施例を第２図に示す。また、第３図は
第２図に示す実施例に適用される制御回路３の電気回路
図である。第３図の制御回路は第８図の制御回路の比較
部33の抵抗R10を除去し、コンパレータCP2の反転入力端
子から端子Vhを取出したものである。
第２図に示す実施例に適用される制御回路３の電気回路
図である。第３図の制御回路は第８図の制御回路の比較
部33の抵抗R10を除去し、コンパレータCP2の反転入力端
子から端子Vhを取出したものである。
この第２図の実施例では、分圧回路を構成する抵抗は
RC′,RIN′に固定し、端子Vhと直流電源の負極側との間
に抵抗Rh1が接続され、さらに抵抗Rh1には抵抗Rh2とス
イッチング素子Qcの直列回路が並列に接続され、スイッ
チング素子Qcの制御端は充電制御回路４の検出出力端子
OUTに接続されている。
RC′,RIN′に固定し、端子Vhと直流電源の負極側との間
に抵抗Rh1が接続され、さらに抵抗Rh1には抵抗Rh2とス
イッチング素子Qcの直列回路が並列に接続され、スイッ
チング素子Qcの制御端は充電制御回路４の検出出力端子
OUTに接続されている。
そして、充電制御回路４の制御信号により、電流検出
用抵抗RE1が切り替えられるのと同時に、比較部33の比
較基準電圧値を決定している抵抗Rh1を切り替えるよう
に構成したものである。
用抵抗RE1が切り替えられるのと同時に、比較部33の比
較基準電圧値を決定している抵抗Rh1を切り替えるよう
に構成したものである。
本実施例の動作を説明すると、電流検出用抵抗RE1が
小さくなるように切り替えられると、制御回路３の入力
端子INに入力される電圧は低くなるが、比較基準電圧を
決める抵抗Rh1′も同時に小さくなるように切り替えら
れ、比較基準電圧は低くなる。この結果、電流検出用抵
抗の切り替えによる検出電圧の変化に応じて制御回路３
の検出電圧の基準電圧も変化するため、電流検出用抵抗
の切り替えに拘らず、一定の電流値で制御回路３が動作
し、前述と同様に出力電流を一定に保つものである。
小さくなるように切り替えられると、制御回路３の入力
端子INに入力される電圧は低くなるが、比較基準電圧を
決める抵抗Rh1′も同時に小さくなるように切り替えら
れ、比較基準電圧は低くなる。この結果、電流検出用抵
抗の切り替えによる検出電圧の変化に応じて制御回路３
の検出電圧の基準電圧も変化するため、電流検出用抵抗
の切り替えに拘らず、一定の電流値で制御回路３が動作
し、前述と同様に出力電流を一定に保つものである。
［発明の効果］ 以上説明したように、本発明は充電制御回路によって
充電条件に応じて電流検出用抵抗の抵抗値を大・小切り
替えて、充電電流を切り替えるとともに、直流入力電圧
の分圧回路の抵抗値もその分圧比が一定になるように同
時に切り替え、直流入力電圧に比例して出力にかかる充
電電流の変化する割合が充電電流値の切り替えに拘らず
一定になるようにしているので、AC100V/200V電源にお
いて、充電電流を大・小切り替えることに関係なく、そ
れぞれの電源電圧において一定の充電電流が得られ、10
0V/200V地域共用の充電回路を得ることができる。
充電条件に応じて電流検出用抵抗の抵抗値を大・小切り
替えて、充電電流を切り替えるとともに、直流入力電圧
の分圧回路の抵抗値もその分圧比が一定になるように同
時に切り替え、直流入力電圧に比例して出力にかかる充
電電流の変化する割合が充電電流値の切り替えに拘らず
一定になるようにしているので、AC100V/200V電源にお
いて、充電電流を大・小切り替えることに関係なく、そ
れぞれの電源電圧において一定の充電電流が得られ、10
0V/200V地域共用の充電回路を得ることができる。
第１図は本発明の第一の実施例に係る充電回路の電気回
路図、第２図は本発明の第二の実施例に係る充電回路の
電気回路図、第３図は上記第２の実施例に適用される制
御回路の電気回路図、第４図，第５図はスパイク状電気
吸収回路の動作説明図、第６図，第７図は従来の電気回
路の電気回路図、第８図は第６図の充電回路における制
御回路の電気回路図、第９図は充電回路の直流入力電圧
に対する出力電流の特性図、第10図は充電回路の出力電
流および電圧波形図である。 3,4……制御回路、R1,RE1,RE2,RC1′,RC2′,Rh1,Rh2…
…抵抗、Qa……トランジスタ（第１のスイッチング素
子）、Qb……トランジスタ（第２のスイッチング素
子）、Qc……トランジスタ（第３のスイッチング素
子）。
路図、第２図は本発明の第二の実施例に係る充電回路の
電気回路図、第３図は上記第２の実施例に適用される制
御回路の電気回路図、第４図，第５図はスパイク状電気
吸収回路の動作説明図、第６図，第７図は従来の電気回
路の電気回路図、第８図は第６図の充電回路における制
御回路の電気回路図、第９図は充電回路の直流入力電圧
に対する出力電流の特性図、第10図は充電回路の出力電
流および電圧波形図である。 3,4……制御回路、R1,RE1,RE2,RC1′,RC2′,Rh1,Rh2…
…抵抗、Qa……トランジスタ（第１のスイッチング素
子）、Qb……トランジスタ（第２のスイッチング素
子）、Qc……トランジスタ（第３のスイッチング素
子）。
Claims (1)
- 【請求項１】トランスの１次巻線と第１のスイッチング
素子との直列回路を交流電源を整流して得られた直流電
源に接続し、前記第１のスイッチング素子をオン・オフ
駆動することにより、前記トランスの２次巻線に得られ
た電流を整流して２次電池を充電する充電回路であっ
て、前記第１のスイッチング素子に流れる電流を検出す
る電流検出用抵抗と、この電流検出用抵抗に並列接続さ
れる、抵抗と第２のスイッチング素子とからなる第１の
直列回路と、前記直流電源の正極に一端側が、上記電流
検出用抵抗に他端側が接続された、前記電流検出用抵抗
と共に分圧回路を構成する分圧抵抗と、この分圧抵抗に
並列に接続される、抵抗と第３のスイッチング素子とか
らなる第２の直列回路と、上記分圧抵抗の他端側と接続
され、入力電圧が予め設定されたレベルを越えると、上
記第１のスイッチング素子をオンからオフに切り換える
信号を出力する制御回路と、前記２次電池に入力端子が
接続されると共に前記第２、第３のスイッチング素子の
制御端に出力端子が接続される充電制御回路を備え、前
記充電制御回路から、前記第２、第３のスイッチング
を、急速充電時は夫々オンにし、満充電時は夫々オフに
する制御信号を出力するようにし、前記電流検出用抵抗
と前記分圧回路の分圧抵抗の抵抗値を前記直流電源の分
圧比を一定に保つように同時に切り替えて、充電条件に
応じた一定の充電電流が得られるようにしたことを特徴
とする充電回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63015492A JP2653808B2 (ja) | 1988-01-25 | 1988-01-25 | 充電回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63015492A JP2653808B2 (ja) | 1988-01-25 | 1988-01-25 | 充電回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01190223A JPH01190223A (ja) | 1989-07-31 |
| JP2653808B2 true JP2653808B2 (ja) | 1997-09-17 |
Family
ID=11890299
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63015492A Expired - Lifetime JP2653808B2 (ja) | 1988-01-25 | 1988-01-25 | 充電回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2653808B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013055884A (ja) * | 2012-12-20 | 2013-03-21 | Fuji Electric Co Ltd | スイッチング電源 |
-
1988
- 1988-01-25 JP JP63015492A patent/JP2653808B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01190223A (ja) | 1989-07-31 |
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