JP2013055884A - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2013055884A JP2013055884A JP2012277633A JP2012277633A JP2013055884A JP 2013055884 A JP2013055884 A JP 2013055884A JP 2012277633 A JP2012277633 A JP 2012277633A JP 2012277633 A JP2012277633 A JP 2012277633A JP 2013055884 A JP2013055884 A JP 2013055884A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- transformer
- winding
- switching element
- power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
【課題】絶縁トランスを介したノイズ電流経路の発生を抑制し、放射ノイズの低減を図ることができるスイッチング電源を提供する。
【解決手段】
直流電力をオンオフするスイッチング素子14と、該スイッチング素子14を一次側巻線Lpに接続し、二次側巻線Ls1〜Lsnに電源系統PR1〜PRnを接続したトランス13を有するスイッチング電源であって、前記スイッチング素子14を駆動する制御回路16の電源を、前記トランス13の電源系統とは異なる電源系統から供給するようにした。
【選択図】 図1
【解決手段】
直流電力をオンオフするスイッチング素子14と、該スイッチング素子14を一次側巻線Lpに接続し、二次側巻線Ls1〜Lsnに電源系統PR1〜PRnを接続したトランス13を有するスイッチング電源であって、前記スイッチング素子14を駆動する制御回路16の電源を、前記トランス13の電源系統とは異なる電源系統から供給するようにした。
【選択図】 図1
Description
本発明は、直流電力をオンオフするスイッチング素子と、該スイッチング素子を一次側巻線に接続し、二次側巻線に電源系統を接続したトランスを有するスイッチング電源に関し、放射ノイズを抑制するようにしたものである。
近年、EMC(Electromagnetic Compatibility)規制が厳しくなる中、様々な電気機
器・電子機器でノイズの低減が技術課題となっている。特に、これらの主部品である半導体などのスイッチング素子がオン/オフすることによって発生するノイズの低減について、対策が必要とされている。
器・電子機器でノイズの低減が技術課題となっている。特に、これらの主部品である半導体などのスイッチング素子がオン/オフすることによって発生するノイズの低減について、対策が必要とされている。
スイッチング電源においても、例えばMOSFETなどのスイッチング素子がオン/オフすることによって放射ノイズを発生する。この放射ノイズの発生には電界要因(ダイポールアンテナによる放射)と磁界要因(ループアンテナによる放射)の2種類が有るが、スイッチング電源のような絶縁トランスを介して電力配分する場合には、一次側巻線−二次側巻線間が結合してノイズ電流が流れるため、この対策が重要と言われている。すなわち、電界要因よりも電流起因の磁界要因の放射が支配的と考えられている。
例えば、下記非特許文献1においては、トランスを介した一次側巻線及び二次側巻線間の結合によってコモンモード電流の漏れ電流が流れるため、このコモンモード漏れ電流を抑制するために、幾つかのシールド対策が提案されている。具体的には、シールド電位の固定方法に関するものや、シールドの多重化、及びそれらを複合的に用いてコモンモード漏れ電流を抑制する方法である。
また、下記特許文献1には、スイッチング電源において、トランスの一次側巻線に接続されたスイッチング素子を駆動する制御ICの電源として、トランスの二次側のドライブ巻線からダイオードを介して電力を供給するようにした構成が開示されている。この場合、ドライブ巻線のダイオード接続側とは反対側がトランスの一次側巻線と同様に接地されている。
ノイズ対策ハンドブック(388頁〜391頁)(日刊工業新聞社1994年8月30日発行) 特開2004−350370号公報
ノイズ対策ハンドブック(388頁〜391頁)(日刊工業新聞社1994年8月30日発行)
上記非特許文献1に記載された従来例では、絶縁トランスに用いられているシールド方法が紹介されており、用途に応じて一次側に落とす場合、二次側に落とす場合、直接接地に落とす場合、さらにこれらを組み合わせた場合などが存在するが、スイッチング電源に一般的に用いられるのは、一次側の負極側ラインNに落とす方式である。
この方式は、コモンモード電流を抑制する上では効果があるが、ノーマルモードとしてのノイズ抑制効果は低いという未解決の課題がある。上述したように、非特許文献1には幾つかのシールドを組合せた対策も提唱されているが、実際の製品ではコスト的な問題に加え、そのトランスが非常に大型化してしまうことなどから、現実的には難しく、特殊な用途での活用に限定されてしまう。
一方、スイッチング電源に配置しているスイッチング素子を駆動する制御ICの電源は、特許文献1に記載されているように、トランスの二次側の一系統の一つを制御IC用のドライバ巻線として活用している。これは電源損失の抑制や、コストとの両立という観点
では有効であるが、制御ICを駆動する系統のみ、一次側と二次側の接地ラインを共通化しているため、トランスの一次−二次間の結合によるノイズ電流の経路となりやすいことが危惧される。さらに、前述したシールドの中でも、一次側の負極側ラインNにシールドを落とす方式と組合せることにより、課題となるノーマルモードのノイズ電流をさらに増加させることになる。
では有効であるが、制御ICを駆動する系統のみ、一次側と二次側の接地ラインを共通化しているため、トランスの一次−二次間の結合によるノイズ電流の経路となりやすいことが危惧される。さらに、前述したシールドの中でも、一次側の負極側ラインNにシールドを落とす方式と組合せることにより、課題となるノーマルモードのノイズ電流をさらに増加させることになる。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、スイッチング素子を駆動する制御回路の電源を絶縁トランスから得ることを止めて、絶縁トランスを介したノイズ電流経路の発生を抑制し、放射ノイズの低減を図ることができるスイッチング電源を提供することを目的としている。
上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源は、直流電力をオンオフするスイッチング素子と、該スイッチング素子を一次側巻線に接続し、二次側巻線に電源系統を接続したトランスを有し、前記スイッチング素子を駆動する制御回路の電源を、前記トランスの電源系統とは異なる電源系統から供給し、前記トランスは絶縁トランスで構成され、前記絶縁トランスの一次側巻線及び二次側巻線間にシールドを配し、該シールドを一次側又は二次側の負電位以外の安定電位に接地したことを特徴としている。
本発明によれば、絶縁トランスの一次側巻線に供給する直流電力をオンオフするスイッチング素子を駆動する制御回路の電源を、トランスの電源系統とは異なる電源系統から供給するので、制御回路用のドライバ巻線をトランスの二次側に設ける必要がなく、ドライバ巻線を通じてノイズ電流の経路が形成されることを確実に抑制することができるという効果が得られる。
また、トランスとして絶縁トランスを適用した場合に、その一次側巻線及び二次側巻線間に介挿するシールドを一次側の負極側ラインと共通化することなく、非接地状態とするか一次側及び二次側の負電位以外の安定電位に接地することにより、ノーマルモードノイズの増加を抑制することができる。
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図1は本発明をフライバックコンバータに適用した場合の一実施形態示す回路図であって、図中、1はスイッチング電源である。このスイッチング電源1は、三相交流電源10からの三相交流を全波整流回路11で全波整流し、この全波整流回路11の出力側に接続された正極側ラインP及び負極側ラインN間に平滑用コンデンサ12が接続されている。
図1は本発明をフライバックコンバータに適用した場合の一実施形態示す回路図であって、図中、1はスイッチング電源である。このスイッチング電源1は、三相交流電源10からの三相交流を全波整流回路11で全波整流し、この全波整流回路11の出力側に接続された正極側ラインP及び負極側ラインN間に平滑用コンデンサ12が接続されている。
そして、正極側ラインPは直接絶縁トランス13の一次側巻線Lpの一端に接続され、負極側ラインNは例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、パワーMO
SFET等のスイッチング素子14を介して絶縁トランス13の一次側巻線Lpの他端に接続されている。ここで、スイッチング素子14にはこれと逆並列にフライホイールダイオード15が接続されている。また、スイッチング素子14はそのゲートに制御回路としての制御IC16が接続され、この制御IC16によってパルス幅変調(PWM)制御される。この制御IC16は一対の直流電源入力端子tdp及びtdnとパルス幅変調信号出力端子tpとを備えている。直流電源入力端子tdpには、一端が負極側ラインNに接
続されたIC電源供給用絶縁直流トランス18の他端が接続されている。このIC電源供給用絶縁直流トランス18の一次側には三相交流電源10の3相出力ラインのうちの2つの出力ラインに接続された制御IC用直流電源17が接続されている。また、直流電源入力端子tdnは負極側ラインNに接続されている。
SFET等のスイッチング素子14を介して絶縁トランス13の一次側巻線Lpの他端に接続されている。ここで、スイッチング素子14にはこれと逆並列にフライホイールダイオード15が接続されている。また、スイッチング素子14はそのゲートに制御回路としての制御IC16が接続され、この制御IC16によってパルス幅変調(PWM)制御される。この制御IC16は一対の直流電源入力端子tdp及びtdnとパルス幅変調信号出力端子tpとを備えている。直流電源入力端子tdpには、一端が負極側ラインNに接
続されたIC電源供給用絶縁直流トランス18の他端が接続されている。このIC電源供給用絶縁直流トランス18の一次側には三相交流電源10の3相出力ラインのうちの2つの出力ラインに接続された制御IC用直流電源17が接続されている。また、直流電源入力端子tdnは負極側ラインNに接続されている。
さらに、正極側ラインPの平滑用コンデンサ12及び一次側巻線Lpの間と、一次側巻線Lp及びスイッチング素子14の間とに、サージ電圧の発生を抑制するRCDスナバ回路19が介挿されている。このRCDスナバ回路19は、それぞれ一端が正極側ラインPに接続されたRCDスナバ用抵抗20及びRCDスナバ用コンデンサ21の並列回路とこれらRCDスナバ用抵抗20及びRCDスナバ用コンデンサ21の他端にカソードが接続され、一次側巻線Lp及びスイッチング素子14間にアノードが接続されたRCDスナバ用ダイオード22とで構成されている。
絶縁トランス13の二次側には、所要数n個(nは1以上の整数)の二次側巻線Ls1〜Lsnが設けられ、各二次側巻線Ls1〜Lsnのそれぞれには二次側巻線Lsi(i=1〜n)の一端にダイオード23のアノードが接続され、このダイオード23のカソード側と二次側巻線Lsiの他端との間に平滑用コンデンサ24が接続され、この平滑用コンデンサ24と並列に電源系統PRiが接続されている。
そして、絶縁トランス13の一次側巻線Lp及び二次側巻線Ls1〜Lsnとの間にシールド25が配設され、このシールド25が負極側ラインNに接続されている。
次に、上記実施形態の動作を説明する。
次に、上記実施形態の動作を説明する。
三相交流電源10から供給される三相交流電力を全波整流回路11で全波整流することにより、直流電力に変換され、この全波整流回路11から出力される整流出力が平滑用コンデンサ12で平滑化されて絶縁トランス13の一次側巻線Lp及びスイッチング素子14の直列回路に入力される。
この状態で、スイッチング素子14のゲートに制御IC16からパルス幅変調(PWM)信号を供給することにより、絶縁トランス13でエネルギの蓄積及び放出を繰り返す。すなわち、スイッチング素子14がオン状態となると、絶縁トランス13の一次側巻線Lpに直流電源電圧が印加される。この直流電源電圧をE、一次側巻線LpのインダクタンスをL、スイッチング素子14のオン期間をTonとすると、スイッチング素子14がオン状態を継続する間、絶縁トランス13の一次側巻線Lpを流れる一次側電流Ipは、E×Ton/Lだけ増加することになり絶縁トランス13にエネルギが蓄積される。
次いで、スイッチング素子14をオフ状態とすると、絶縁トランス13の二次側に起電力Vsが発生し、ダイオード23及びコンデンサ24を介して二次電流が流れる、ダイオード23の導通によってコンデンサ24の端子電圧が起電力Vsと略等しくなり、この電圧は絶縁トランス13の二次側電流を減少させる方向に作用する。このため、スイッチング素子14のオフ状態を継続している間に、絶縁トランス13に蓄えられたエネルギがコンデンサ24に放出され、最終的に負荷としての電源系統PR1〜PRnに供給される。
以上のスイッチング素子14のオンオフを繰り返すことにより、絶縁トランス13の二次側巻線Ls1〜Lsnに接続された電源系統PR1〜PRnに直流電力が供給される。
ところで、上記フライバックコンバータの構成を有するスイッチング電源1では、スイッチング素子14を制御IC16によって高周波数のパルス幅変調制御を行なうので、スイッチングノイズ電流が発生し、これに基づいて放射ノイズが発生するが、絶縁トランス13の一次側巻線Lp及び二次側巻線Ls1〜Lsn間にシールド25が配設されており、このシールド25によって、一次側から二次側へ影響する電界をシールドするシールド効果を発揮することができ、二次側巻線Ls1〜Lsnにスイッチングノイズ電流が伝達されることを抑制することができる。
ところで、上記フライバックコンバータの構成を有するスイッチング電源1では、スイッチング素子14を制御IC16によって高周波数のパルス幅変調制御を行なうので、スイッチングノイズ電流が発生し、これに基づいて放射ノイズが発生するが、絶縁トランス13の一次側巻線Lp及び二次側巻線Ls1〜Lsn間にシールド25が配設されており、このシールド25によって、一次側から二次側へ影響する電界をシールドするシールド効果を発揮することができ、二次側巻線Ls1〜Lsnにスイッチングノイズ電流が伝達されることを抑制することができる。
また、制御IC16の電源が、絶縁トランス13の二次側巻線をドライブ巻線として直流電力を供給するのではなく、三相交流電源10の出力電圧を制御IC用直流電源17で直流化し、IC用絶縁直流トランス18を介して制御IC16に供給されるので、ドライブ巻線がトランスの一次−二次間の結合によるノイズ電流の経路となることがなく、ノイズ電流を抑制して、放射ノイズを低減することができる。
因みに、従来例では、図4に示すように、絶縁トランス13の二次側巻線をドライバ巻線Lsdとし、このドライバ巻線Lsdの一端を、ダイオード31を介して制御IC16の正極側電源端子tdpに接続し、他端を直接負極側ラインNに接続し、制御IC16の負極側電源端子tdnを負極側ラインNに接続し、さらにダイオード31のカソード側と負極側ラインN間に平滑用コンデンサ32を介挿することにより、絶縁トランス13から直流電力を制御IC16に供給するようにしていることを除いては前述した第1の実施形態と同様の構成を有し、図1との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。なお、符号34はフライバックコンバータの一次側を、符号35はフライバックコンバータの二次側をそれぞれ示す。
この従来例においては、絶縁トランス13の一次側に設けられているスイッチング素子14のオンオフ時に急峻な電位変動が発生し、これが伝導してノイズ電流となり、その伝播経路によって放射ノイズを発生する要因となる。複数の電力系統PR1〜PRnには絶縁トランス13を介して電源供給しているため、直流的には絶縁されているが、高周波では結合して電流が流れ、ノイズの伝播経路となる。
この図4の従来例におけるノイズ電流に関する概念図を図5に示す。この図5に示すように、ノイズ電流としてはRCDスナバ用コンデンサ21から絶縁トランス13の一次側巻線Lpを通り、さらにRCDスナバ用ダイオード22を通ってRCDスナバ用コンデンサ21に達する電流経路I1と、絶縁トランス13の二次側で、平滑用コンデンサ24から二次側巻線Ls1を通り、ダイオード23を通って平滑用コンデンサ24に達する電流経路I2と、同様に平滑用コンデンサ24から二次側巻線Lsnを通り、ダイオード23を通って平滑用コンデンサ24に達する電流経路I3と、平滑用コンデンサ32からドライバ巻線Lsdを通り、ダイオード31を通って平滑用コンデンサ24に達する電流経路I4と、シールド25から負極側ラインNに達する電流経路I5とがある。
一般に、周波数が低い伝導ノイズ領域のコモンモードノイズにおいては、絶縁トランス13に設けたシールド25が有効であると言われているが、放射ノイズ対策としては効果が少ない上、制御IC16に電力を供給するドライバ巻線Lsdの他端が負極側ラインNに接続されて共通負極側ライン化されることによって、却って放射ノイズを悪化させてしまうことが懸念される。この点に関する一例として、図5に示す代表的な電流経路I2、I3及びI4についてそれぞれダイオードのカソード側でACプローブ(テクトロニクス社製、P6022)33を用いて測定した結果を周波数に対する電流スペクトル特性として図6に示す。
この図6から明らかなように、ドライバ巻線Lsdを含む制御IC用電源系統における電流経路I4での特性線L4が他の電流経路I2及びI3の特性線L2及びL3に比較して30MHz〜80MHzの周波数領域で、5〜10dBほど高いことが分かる。
また、電源系統PR1及びPRnと制御IC用電源系統とにおける電流、電圧及び出力を下記表1に示す。この表1から制御IC電源系統の電源は、他の電源系統PR1及びPRnと比較して、電圧、電流及び出力の値共に大きな差異は見られず、ほぼ同等レベルである。それにも関わらずノイズ電流が高いことからも、絶縁トランス13にドライバ巻線Lsdを配置した構成による影響であることが示唆される。
次に、本発明の第2の実施形態を図2について説明する。
この第2の実施形態においては、絶縁トランスのシールドを負極側ラインNとは異なる接地部に接地するようにしたものである。
この第2の実施形態においては、絶縁トランスのシールドを負極側ラインNとは異なる接地部に接地するようにしたものである。
すなわち、第2の実施形態では、図2に示すように、絶縁トランス13の一次側巻線Lp及び二次側巻線Ls1〜Lsn間に配設したシールド25を、負極側ラインNとは独立した異なる接地部位に接地することを除いては前述した第1の実施形態と同様の構成を有し、図1との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
この第2の実施形態によると、絶縁トランス13に設けたシールド25を負極側ラインNから切り離して異なる接地部位に接地するようにしたので、シールド25で一次側巻線Lpのノイズ電流を二次側巻線Ls1〜Lsnに伝導されることを抑制する良好なシールド効果を発揮しながら、前述した図5の従来例におけるシールド25と負極側ラインNとの間に形成される電流経路I5を除去することができ、この分ノイズ電流を低減させて放射ノイズの発生をさらに抑制することができる。
次に、本発明の第3の実施形態を図3について説明する。
この第3の実施形態では、絶縁トランスに設けたシールドを負極側ラインに接続することなく非接地状態とするようにしたものである。
この第3の実施形態では、絶縁トランスに設けたシールドを負極側ラインに接続することなく非接地状態とするようにしたものである。
すなわち、第3の実施形態では、図3に示すように、絶縁トランス13のシールド25を負極側ラインNから切り離して非接地状態に維持するようにしたことを除いては前述した第1の実施形態と同様の構成を有し、図1との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
この第3の実施形態によると、前述した第2の実施形態と同様に、絶縁トランス13に設けたシールド25が負極側ラインNから切り離されているので、前述した図5の従来例におけるシールド25と負極側ラインNとの間に形成される電流経路I5を除去することができ、この分ノーマルモードのノイズ電流を低減させて放射ノイズの発生をさらに抑制することができる。
このとき、シールドのメカニズムから考察すると、シールド25を負極側ラインNに接続することは、周波数の低い電界を遮蔽するための静電シールドとしてはあったほうが良いが、10kHz〜100kHz以上の周波数領域では、理論的には接地しなくてもシールド効果は保てると言われており、電位の安定化(負極側ラインNへの接続)よりもその材質を導電性の高いものにして、シールド表面に渦電流を多く流せるようにすることが重
要である。したがって、放射ノイズの抑制という観点では、シールド25の負極側ラインNへの接続による同電位化は行わなくても、機能的な差異は少ない。
要である。したがって、放射ノイズの抑制という観点では、シールド25の負極側ラインNへの接続による同電位化は行わなくても、機能的な差異は少ない。
なお、上記第1〜第3の実施形態においては、制御IC16の電源として、三相交流電源10の交流出力を制御IC用直流電源17で直流化して絶縁直流トランス18を介して制御IC16に供給する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、全波整流回路11の出力側の直流電力を使用したり、この直流電力を分圧抵抗で分圧して制御ICに供給するようにしたりしてもよく、要は絶縁トランス13の二次側からではなく、別系統で制御ICに電力を供給できれば良いものである。
1…スイッチング電源、10…三相交流電源、11…全波整流回路、12…平滑用コンデンサ、13…絶縁トランス、Lp…一次側巻線、Ls1〜Lsn…二次側巻線、14…スイッチング素子、16…制御IC、17…制御IC用直流電源、18…IC用絶縁トランス、23…ダイオード、24…平滑用コンデンサ、25…シールド、PR1〜PRn…電源系統
Claims (1)
- 直流電力をオンオフするスイッチング素子と、該スイッチング素子を一次側巻線に接続し、二次側巻線に電源系統を接続したトランスを有するスイッチング電源であって、
前記スイッチング素子を駆動する制御回路の電源を、前記トランスの電源系統とは異なる電源系統から供給するようにし、
前記トランスは絶縁トランスで構成され、前記絶縁トランスの一次側巻線及び二次側巻線間にシールドを配し、該シールドを一次側又は二次側の負電位以外の安定電位に接地したことを特徴とするスイッチング電源。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012277633A JP2013055884A (ja) | 2012-12-20 | 2012-12-20 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012277633A JP2013055884A (ja) | 2012-12-20 | 2012-12-20 | スイッチング電源 |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008188522A Division JP5332370B2 (ja) | 2008-07-22 | 2008-07-22 | スイッチング電源 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2013055884A true JP2013055884A (ja) | 2013-03-21 |
Family
ID=48132368
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2012277633A Withdrawn JP2013055884A (ja) | 2012-12-20 | 2012-12-20 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2013055884A (ja) |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01190223A (ja) * | 1988-01-25 | 1989-07-31 | Matsushita Electric Works Ltd | 充電回路 |
JP2005151705A (ja) * | 2003-11-17 | 2005-06-09 | Sankosha Corp | 保安装置 |
-
2012
- 2012-12-20 JP JP2012277633A patent/JP2013055884A/ja not_active Withdrawn
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01190223A (ja) * | 1988-01-25 | 1989-07-31 | Matsushita Electric Works Ltd | 充電回路 |
JP2005151705A (ja) * | 2003-11-17 | 2005-06-09 | Sankosha Corp | 保安装置 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US9484829B2 (en) | Power conversion device including noise suppression capacitor | |
KR101279071B1 (ko) | 에너지 전달 소자 및 이를 포함하는 컨버터 | |
WO2016147492A1 (ja) | 電力用回路装置 | |
US9847730B2 (en) | Power converter | |
JP6207751B2 (ja) | 電力変換装置 | |
US8379415B2 (en) | Systems and methods for reducing EMI in switch mode converter systems | |
US9490703B2 (en) | Power supply with first and second capacitor sections in the transformer secondary | |
US9882499B2 (en) | Switching power supply circuit with reduced noise and potential stabilization of stable potential nodes | |
KR20190016479A (ko) | Dc/dc 컨버터 | |
New et al. | Design and characterization of a neutral-point-clamped inverter using medium-voltage silicon carbide power modules | |
JP2013106475A (ja) | 系統連系インバータ | |
JP6254779B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP5332370B2 (ja) | スイッチング電源 | |
JP5904228B2 (ja) | 電源装置 | |
Anurag et al. | A gate driver design for medium voltage silicon carbide power devices with high dv/dt | |
Liu et al. | Design of auxiliary power supply for high voltage power electronics devices | |
JP2010154435A (ja) | ノイズフィルタ | |
JP2013055884A (ja) | スイッチング電源 | |
JP5338171B2 (ja) | スイッチング電源 | |
JP5407197B2 (ja) | スイッチング電源 | |
JP6455368B2 (ja) | アクティブクランプフォワード型dc−dcコンバータ回路 | |
US20240030824A1 (en) | Power Conversion Device | |
RU2653354C2 (ru) | Схема гальванической развязки для устройства преобразования мощности | |
JP2013055860A (ja) | スイッチング電源装置及びサージ吸収回路 | |
JPS5852431B2 (ja) | スイッチング電源回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20121220 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20131217 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20131218 |
|
A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20140123 |