JPS5852431B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、高周波輻射雑音が少く、電源電圧の切換えが
可能で、しかも破壊しにくいスイッチング電源回路を、
現在入手可能な素子で実現できるようにすることを目的
とする。

近年、電源の一次二次間のアイソレーション手段として
、鉄と銅線による従来の変成品に代って、交流電源を整
流して直流にし、それをスイッチング回路で高周波に変
換して、高周波変成器でアイソレーションを行う、いわ
ゆるスイッチング電源が用いられるようになって来た。

従来の変成器と比較し、スイッチング電源は、小型、軽
量であるという特長があるが、高周波輻射雑音が発生す
るという問題や、重負荷時にスイッチング用トランジス
タが破壊し易いという問題がある。

特に、スイッチング電源を音響機器や無線機器に使用す
る場合、輻射雑音を抑圧することが非常に大きな問題と
なっている。

また電源電圧は、各国や他方によって非常に異っており
、同一仕様の機器を各国で使用するためには、電源の電
圧切換えが必要になる。

そのため。従来の変成器では、一次巻線のタップ切換え
や、２つの一次巻線を並列、直列に切換えることによっ
て対処して来たが、スイッチング電源の場合は、整流回
路をブリッジとして動作させたり、倍電圧整流として動
作させることにより、１００Ｖ系と２００Ｖ系の切換え
を行ったり、入力電圧の変化に対し、出力電圧が変化し
ないように制御を掛けて安定化する方法で対処している
。

第１図に、電源電圧１２０Ｖと２４０Ｖの切換えができ
るスイッチング電源の従来例を示す。

第１図において、１，２は交流入力端子、３〜６は整流
用ダイオードブリッジ、７は電源電圧切換スイッチ、８
，９は平滑コンデンサ、１０はバイパスコンデ゛ンサ、
１１，１２はスイッチング用トランジスタ、１３．１４
はスイッチング用トランジスタの駆動回路、１５．１６
はスイッチング用トランジスタのコレクタと放熱器間の
浮遊容量。

１７は高周波変成器、１８．１９は出力端子である。

第１図のスイッチング電源の動作を入力電圧が１２０Ｖ
および２４０Ｖの場合について説明する。

まず入力電圧が１２０Ｖのときは、スイッチ７を閉じる
と、ダイオード３と５で倍電圧整流され、コンデンサ８
，９にそれぞれ、１６９Ｖの直流電圧が現れる。

この直流電圧を、スイッチングトランジスタ１１．１２
によって、高周波でチョップし、高周波の矩形波を作っ
て、高周波変成器１７の一次巻線を駆動し、そして二次
側の出力端子１８．１９に出力電圧を得る。

つぎに、入力電圧が２４０Ｖのときは、スイッチ７を開
くと、整流回路３〜６はブリッジ整流器として働くため
、コンデンサ８，９には３３８■の直流電圧が三等分さ
れて、やはりそれぞれ１６９■の直流電圧が現れるため
、入力電圧が１２０Ｖの時と同様になる。

第１図の例の場合で、高周波雑音の発生要因について考
える。

スイッチング電源から発生する高周波雑音は、主として
、高周波変成器や配線の高周波電流ループから発生する
漏洩磁束によるものと、入出カラインに発生する同相お
よび逆相の高周波電圧によるものとが考えられる。

前者は、磁気および静電シールドによって、かなり抑え
ることができるが、後者の特に同相成分については。

抑えに＜＜、またこれによって入出カラインがアンテナ
となり高周波雑音を輻射するため、その影響も大きい。

入力ラインに漏れる高周波雑音の同相成分の発生要因と
して、スイッチングトランジスタ１２のコレクタと放熱
器との間の容量１６が考えられる。

スイッチング用トランジスタは通常コレクタが放熱フィ
ンとなっており、それが絶縁物を介して放熱器に取付け
られるため、必ずコレクタと放熱器との間にかなりの容
量を持つ。

そして放熱器は通常シールドケースに電気的につながっ
ている。

また、バイパさコンデンサ１０はシールドケースに接続
されている。

第１図の例の場合、コンデンサ８，９の接点と。

スイッチングトランジスタ１１．１２の接点との間に発
生した高周波電圧は、コンデンサ１０と１６によって分
圧されて、コンデンサ１０の両端に掛る。

この電圧が、入力ラインの高周波雑音の同相成分となる
。

これを抑えるためには、容量１０を大きくするか、容量
１６を小さくする必要があるが、容量１０については、
感電に対する安全性からあまり大きくはできない。

そこで容量１６の影響をなくす方法として、スイッチン
グトランジスタ１２にＰＮＰ トランジスタを用いる方
法が考えられる。

しかし、トランジスタ１２のコレクタ・エミッタ間には
、少くとも３３８■の電圧が掛ることがあり、さらに、
電源電圧の変動に対する安全を見込むと、４００Ｖ程度
の耐圧が必要になるが、ＰＮＰトランジスタの場合、耐
圧を上げることは非常にむづかしく、現在、耐圧が４０
０Ｖのスイッチングに適するＰＮＰトランジスタを入手
することは非常に困難であるため、第１図の例で、単に
トランジスタ１２をＰＮＰ型に変えることによって、高
周波雑音を抑えるという方法は実現性が薄い。

そこで１本発明では、平滑回路とスイッチング回路と変
成器−次巻線とを、それぞれ２系統設け。

また変成器の磁路を２つに分け、それぞれの磁路に上記
２個の一次巻線を巻き１２つの磁路の共通部分に二次巻
線を巻くことにより、電源電圧の切換えが可能で、高周
波輻射雑音の少いスイッチング電源回路を実現するよう
にしたものである。

第２図に本発明の第１の実施例を示す。

第２図において、１〜１９は第１図の同番号のものに対
応しており、２０〜２３は平滑コンデンサ、２４〜２７
はスイッチング用トランジスタ、２８゜２９はスイッチ
ング用トランジスタの駆動回路、３０．３１は一次巻線
、３２は二次巻線、３３はコアである。

第２図の実施例は、平滑コンデンサ２０．２１と、スイ
ッチングトランジスタ２４．２５でハーフブリッジ回路
を構成し、その出力で一次巻線３０を駆動し、また平滑
コンデンサ２２．２３とスイッチングトランジスタ２６
．２７でもう一つのハーフブリッジ回路を構成し、その
出力で一次巻線３１を駆動するようにしており、高周波
変成器は２つの磁路を持ち、一方の磁路に一次巻線３０
が巻かれ、もう−力の磁路に一次巻線３１が巻かれ、そ
れらの共通の磁路に二次巻線３２が巻かれるという構造
になっている。

また入力側の電源電圧切換機構については、第１図の例
と同様である。

第２図の実施例の場合、電源電圧が１２０Ｖのときも２
４０Ｖのときも、スイッチングトランジスタに掛る電圧
は１６９■であり、電源電圧の変動に対する安全を見込
んでも２００Ｖ程度の耐圧があれば良いため、スイッチ
ング用トランジスタとしてＰＮＰとＮＰＮを用いたコン
プリメンタリ構成を行っている。

それによって、コレクタと放熱器間の容量による影響は
なくなり、入力ラインからの輻射雑音の非常に少いスイ
ッチング電源が実現できる。

第２図の実施例に示すように、２つの一次巻線を別々の
磁路に巻いているが、これは、スイッチング回路２４．
２５と２６．２７のターンオフ時の蓄積時間にばらつき
がある場合、ある時間５両−次巻線の電圧の位相が逆転
する場合が存在する。

このとき、もし両−次巻線が同一磁路に巻かれていると
、この期間で両−次巻線による磁束が打消されてしまう
ため、両−次巻線のインダクタンスが極端に小さくなり
、その結果スイッチングトランジスタに過大電流が流れ
て破壊してしまうことがあるためである。

そこで、第２図の実施例に示すような巻き方にすること
によって、両−次巻線は、二次巻線に対しては互いに両
−次巻線による磁束が加算されるため同一磁路に巻いた
場合と同等であるが、両−次巻線の電圧の位相が逆転す
る期間では、一次巻線に対しては１両−次巻線による磁
束が加算され二次巻線に対しては、両−次巻線による磁
束が打消されてしまうため、出力電圧がセ゛口になると
共に、両−次巻線のインダクタンスは大きくなるため、
スイッチングトランジスタに流れる電流が非常に小さく
なり、破壊を防止することができる。

第２図の実施例に示すように、スイッチング回路をコン
プリメンタリ構成にすることによる他の利点は、ＰＮＰ
トランジスタのベースとＮＰＮトランジスタのベースと
を接続し、駆動回路を共通にできるため、一方のトラン
ジスタが完全に遮断してしまわないと、もう一方のトラ
ンジスタは導通しない。

このため、第１図の例のように、トランジスタの蓄積時
間により１両トランジスタが同時に導通する期間が存在
することによって、損失が非常に大きくなったり、極端
な場合は破壊に到るというようなことが起こらない。

つぎに、第３図に本発明の第２の実施例を示す。

第３図において％１〜３３は第２図の同番号のものに対
応しており、３４は電源電圧切換スイッチ、３５．３６
は平滑コンデンサ％３７〜４０はスイッチング用トラン
ジスタ、４１．４２はスイッチング用トランジスタの駆
動回路である。

第３図の実施例では、平滑コンデンサ３５゜３６をスイ
ッチ３４で並列接続および直列接続に切換えることによ
って、１００Ｖ系と２００Ｖ系の電源電圧に対する切換
えを行っている。

このことにより、整流回路３〜６は常にブリッジ整流器
として動作するため、１００Ｖ系のとき半波倍電圧整流
器として動作する第２図の実施例と比較して整流出力の
交流リップ＞４分が少くなり、それだけ平滑コンデンサ
が小さくできるという効果がある。

またスイッチング回路は、４個のスイッチングトランジ
スタによるブリッジを構成しているため。

スイッチング周波数の半周期ごとに電流を供給するコン
デンサが入替わる第２図の実施例のようなハーフブリッ
ジと比較し、平滑コンデンサ両端に現れるスイッチング
周波数のリップル電圧が少なくなり、その結果、入力ラ
インに漏れる高周波雑音の逆相成分が少くなるという効
果がある。

第２図および第３図に示す実施例において、出力電圧の
安定化を行わない方式の場合、スイッチング用トランジ
スタの駆動回路２８，２９，４１゜４２は同相および逆
相で完全に同期して動作させる必要がある。

そこで、第３図の実施例における駆動回路の具体例を第
４図に示す。

第４図において、１８〜４０は第３図の同番号のものに
対応しており、４３は駆動トランス、４４は帰還抵抗、
４５〜４８はベース抵抗である。

第４図の駆動トランスは、入力側に電圧帰還巻線と２個
の電流帰還巻線を設け、出力側に４個のベース駆動巻線
を設けている。

このように、１個の駆動トランスで全部のスイッチング
回路を駆動しているため完全に同期がとれている。

また第２図および第３図の実施例において、駆動回路２
８と２９および４１と４２の間に位相差を持たせると、
同相期間では出力電圧が現れ、逆相期間では出力電圧が
なくなるため、この位相差を制御すれば、出力電圧を制
御することができ、これを利用して、出力電圧の安定化
を行ったり、出力過電流に対する保護機能を持たせたり
することも可能である。

以上のように、本発明によれば、各種電源電圧に対して
、非常に高周波輻射雑音が少く、シかも破壊に対しても
強いスイッチング電源が、現在入手可能な素子で実現で
きる。

なお、第２図および第３図の実施例では、スイッチング
トランジスタにコンプリメンタリのものを使用している
が、第５図に示す第３の実施例のように、同極性のトラ
ンジスタのみで構成した場合についても本発明は有効で
ある。

第５図において、１〜３６は第３図の同番号のものに対
応しており、４９〜５６はＮＰＮのスイッチング用トラ
ンジスタ、５７〜６４はスイッチング用トランジスタの
駆動回路である。

また、スイッチング素子として電界効果トランジスタを
使用した場合、高周波変成器の２次側に整流回路が接続
される場合、スイッチング用トランジスタの駆動回路に
スタート回路が含まれている場合、１次巻線３０．３１
に直列に電流制限用の共振コンデンサが接続されている
場合、スイッチング用トランジスタの駆動回路が、１個
の駆動トランスによって駆動される複数個の駆動トラン
スで構成されている場合、整流回路と平滑コンデンサの
間に高周波チョークコイルが挿入されている場合、平滑
コンデンサとシールドケース間にバイパスコンデンサが
接続されている場合についても、本発明は有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のスイッチング電源を示す回路図。 第２図、第３図はそれぞれ本発明の第１．第２の実施例
を示す回路図、第４図は第３図における駆動回路の具体
例を示す回路図、第５図は本発明の第３の実施例の回路
図である。 ３〜６・・・・・・整流回路、７・・・・・・電源電圧
切換スイッチ、２０，２１・・・・・・第１の平滑コン
デンサ。 ２２．２３・・・・・・第２の平滑コンデンサ、２４゜
２５・・・・・・第１のスイッチング回路、２６．２７
・・・・・・第２のスイッチング回路％３０・・・・・
・第１の一次巻線、３１・・・・・・第２の一次巻線、
３２・・・・・・二次巻線、３３・・・・・・第１およ
び第２の磁路を形成するコア、３４・・・・・・電源電
圧切換スイッチ、３５・・・・・・第１の平滑コンデン
サ、３６・・・・・・第２平滑コンデンサ、３７，３８
・・・・・・２４，２５と共に第１のスイッチング回路
を構成するスイッチング素子、３９゜４０・・・・・・
２６，２７と共に第２のスイッチング回路を構成するス
イッチング素子％４３・・・・・・駆動用変成器、４９
〜５２・・・・・・第１のスイッチング回路。 ５３〜５６・・・・・・第２のスイッチング回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流を整流する整流回路と、上記整流回路の出力側
   に接続された第１および第２の平滑コンデンサと、上記
   第１および第２のコンデンサから電力を供給される第１
   および第２のスイッチング回路と、第１の磁路および第
   ２の磁路を持ち、第１の磁路に第１の一次巻線が巻かれ
   、第２の磁路に第２の一次巻線が巻かれ、第１の磁路と
   第２の磁路の共通部分に二次巻線が巻かれた変成器とで
   構成され、上記第１のスイッチング回路で第１の一次巻
   線を駆動し、上記第２のスイッチング回路で第２の一次
   巻線を駆動するようにしたことを特徴とするスイッチン
   グ電源回路。 ２、特許請求の範囲第１項の記載において、第１および
   第２のスイッチング回路が、それぞれ、対辺が同相で動
   作し、隣接辺が逆相で動作する４個のスイッチ素子によ
   るブリッジ接続回路で構成され、上記ブリッジ接続回路
   の一つの対角が第１および第２のコンデンサに接続され
   、他の対角が第１および第２の一次巻線に接続されたこ
   とを特徴とするスイッチング電源回路。 ３ 特許請求の範囲第２項の記載において、ブリッジ接
   続回路を構成する４個のスイッチ素子が。 ２個のＰＮＰ トランジスタと２個のＮＰＮ）ランジス
   タ、または、２個のＰチャネル電界効果トランジスタと
   ２個のＮチャネル電界効果トランジスタで構成されたこ
   とを特徴とするスイッチング電源回路。 ４ 特許請求の範囲第１項の記載において、第１および
   第２のコンデンサが、それぞれ直列接続された２個のコ
   ンデンサで構成され、第１および第２のスイッチング回
   路が、それぞれ逆相で動作する直列接続された２個のス
   イッチ素子で構成され、上記直列接続されたコンデンサ
   の接続点と、上記直列接続されたスイッチ素子の接続点
   との間に、それぞれ第１および第２の一次巻線が接続さ
   れたことを特徴とするスイッチング電源回路。 ５ 特許請求の範囲第４項の記載において、直列接続さ
   れたスイッチ素子が、ＰＮＰトランジスタとＮＰＮ）ラ
   ンジスタ、またはＰチャネル電界効果トランジスタとＮ
   チャネル電界効果トランジスタで構成されたことを特徴
   とするスイッチング電源回路。 ６ 特許請求の範囲第１項の記載において、第１および
   第２のスイッチング回路が共通の駆動用変成器で駆動さ
   れることを特徴とするスイッチング電源。 ７ 特許請求の範囲第１項の記載において、第１および
   第２のスイッチング回路を駆動する駆動信号に位相差を
   持たせ、その位相差を制御することによって、出力を制
   御するようにしたことを特徴とするスイッチング電源回
   路。 ８ 特許請求の範囲第１項の記載において、整流回路が
   ダイオードブリッジで構成され、第１および第２のコン
   デンサ、が直列に接続され、上記ダイオードブリッジの
   交流入力端子の一方と、上記第１および第２のコンデン
   サの接続点との間がスイッチで断続できるようにしたこ
   とを特徴とするスイッチング電源回路。 ９ 特許請求の範囲第１項の記載において、第１および
   第２のコンデンサがスイッチにより直列接続および並列
   接続に切換えられるようにしたことを特徴とするスイッ
   チング電源回路。 １０特許請求の範囲第８項の記載において、整流８回路
   がダイオードブリッジで構成されたことを特徴とするス
   イッチング電源回路。