JP3703024B2 - 交直流両用双方向昇降圧変換器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この出願の発明は、交直流両用双方向昇降圧変換器に関するものである。さらに詳しくは、この出願の発明は、家電機器，業務用設備機器その他各種電子機器に広く使用され、直流から数１００Ｈｚの交流までの電圧，電流変換機能を有するＡＣ−ＡＣ／ＤＣ−ＤＣ両用の正，逆双方向コンバータとして有用な、全く新しい交直流両用双方向昇降圧変換器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
交流の電圧、電流変換器として従来から交流変圧器が広く使用され、現在に到っている。一方、ＤＣ／ＤＣコンバータは半導体スイッチを用いた専用の機器が通信，情報機器をはじめ各種産業用機器として一般的に使用されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、これら従来の交流変換器及びＤＣ／ＤＣコンバータには、実用上以下のような問題点がある。
【０００４】
すなわち、まず、交流変圧器は、鉄と鋼の素材から構成されており、寿命（ＭＴＢＦ）が長く、短時間の過負荷耐量が大きく、回線への雑音の発生が少ないなど優れた特徴を持つ反面、５０Ｈｚの場合１ｋｗ程度の容量のもので容積３ｌ強、重量１０ｋｇ前後となり、大きく、重いといった問題点がある。
【０００５】
一方、ＤＣ／ＤＣコンバータは、半導体の高周波スイッチング技術を用いて直流電力をオン・オフしているので同一容量の交流変圧器に比べ、容積，重量共に数分の１に小形，軽量化できている点で省資源に寄与しているものの、入力端子側から出力端子側への電力エネルギーの一方向伝送機能しかなく、出力端子側で発生することのある反（逆）起電力を入力端子側に電力回生できず、専用の放熱抵抗で吸収するなどの手段が必要になるといった問題点があるのが現状である。
【０００６】
この出願の発明は、以上のとおりの事情に鑑みてなされたものであり、従来技術の問題点を解消し、小型、軽量、高効率で信頼性の高いことはもちろんのこと、交流、直流、さらには交直複合の電圧についても昇降圧ならびに自動電圧調整が可能な全く新しい交直流両用双方向昇降圧変換器を提供することを課題としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この出願の発明は、上記の課題を解決するものとして、第１には、交流、直流またはその重畳された入力電圧を少なくとも入力周波数よりも高い周波数で変調して高周波単巻変圧器に加え、昇圧または降圧して復調ののち平滑することで、元の交流、直流またはその重畳された入力電圧を昇・降圧可能で、且つ電力エネルギーの流通方向が正方向、逆方向のいずれにも流通可能に構成された交直流両用双方向昇降圧変換器であって、低圧側入出力端子と、高圧側出入力端子と、ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４の双方向スイッチを有し、第１の双方向スイッチの第２端子と第２の双方向スイッチの第１端子との接続点と、第３の双方向スイッチの第２端子と第４の双方向スイッチの第１端子との接続点との間に、高周波単巻変圧器が接続され、第２の双方向スイッチの第２端子と第４の双方向スイッチの第２端子の接続点には入出力の共通線が接続され、かつ該共通線は低圧側入出力端子の一方の端子と高圧側出入力端子の一方の端子にそれぞれ接続され、第１の双方向スイッチの第１端子と第３の双方向スイッチの第１端子の接続点には高圧側出入力端子の他方の端子に接続された接続線が接続され、該接続線と高周波単巻変圧器の中性点との間に昇降圧用キャパシタが接続され、低圧側入出力端子と高周波単巻変圧器の中性点と該共通線との間には平滑用キャパシタが接続されていることを特徴とする交直流両用双方向昇降圧変換器を提供し、第２には、請求項１記載の変換器において、双方向スイッチのオン・オフと回路中に含まれるインダクタンスのために発生するスパイクパルスすべての接続点を入力端子とする多入力全波ブリッジ・ダイオードとスナパ・コンデンサを用いてスパイクパルスエネルギーをスナバ・コンデンサに蓄え、ここに蓄えられた電力エネルギーにより制御回路を駆動する事を特徴とする交直流両用双方向昇降圧変換器を提供する。そしてこの出願の発明は、第３には、請求項１記載の変換器において、変調により生じる高周波電流の通路に高周波電流変成器を設け、２次巻線に生じる信号電圧を用いて入力電圧の交直流またはその複合電圧に拘らず過電流保護または定電流制御を行うことを特徴とする交直流双方向昇降圧変換器を提供し、第４には、請求項１記載の変換器において、高周波単巻変圧器に切替タップと切替スイッチを設け、昇、降圧電圧比を自由に選べるようにした事を特徴とする交直流双方向昇降圧変圧器を提供する。第５には、請求項１記載の変換器において、高周波単巻変圧器に２次巻線と双方向半導体スイッチを追加し、１次巻線側を駆動する変復調用双方向半導体スイッチの駆動パルス位相に対して追加半導体スイッチの駆動位相をほぼ０位相から１８０°近くまで制御する事により、交流入出力の場合は正位相のほぼ最大値から零をへて逆位相の最大値まで、一方直流入出力の場合には正極性のほぼ最大値から零をへて負極性のほぼ最大値まで連続制御しこの出力電圧を正逆双方向昇降圧電圧に加える事により、入、出力電圧比を更に細かく制御する事を特徴とする交直流両用双方向昇降圧変換器を提供する。
【０００８】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の基本主回路を、図２にその制御回路の一例を示す。
【０００９】
図１で、端子<1>,<2>(図中出は丸囲み数字として表示。以下同じ。）は低電圧側入出力兼用端子、<11>,<12>は高圧側出入力兼用端子であって、<1>,<2>端子が入力側の時は<11>,<12>は出力端子であり、逆に<11>,<12>端子を入力側とした時は<1>,<2>端子が出力側となり、電力エネルギーは正逆いずれの方向にも伝送される。また、<1>,<2>端子または<11>,<12>端子に加えられる電力周波数は０から数１００Ｈｚの交流まで自由に加えることができる。たとえばｆ＝０すなわち直流入力の場合、正極性，逆極性いずれでも差し支えなく同一極性の昇圧または降圧直流出力電圧，電流を取出すことができる。
【００１０】
図１のＦ1は低電圧側フィルタ、Ｆ2は高電圧側フィルタ、ＳA，ＳB，ＳCおよびＳDは双方向スイッチであって、それぞれ２個のＭＯＳ ＦＥＴスイッチの背面突き合せ接続である。
【００１１】
図１ではこれに補助のＣ−Ｒスナバ回路を付加している。
【００１２】
ＣＴは電流検出器，Ｔ1は高周波昇降圧変圧器，Ｄ1〜Ｄ10は５入力全波整流ブリッジ回路、Ｃ2は主スナバ・コンデンサ，<16>は制御回路用補助電源としてのＤＣ／ＤＣコンバータで、<9>,<10>端子に発生するスナバ・エネルギーによって動作し、<13>,<14>および<15>端子に＋Ｅ，０，−Ｅの制御用電圧を発生する。
【００１３】
図２は、このスナバ・エネルギーによって動作する駆動回路<18>の一例を示したもので、ＩＣ1は２０年来使用され最も代表的なＰＷＭ制御ＩＣであるＴＬ−４９４を用いた場合の回路例を示したが、本ＩＣにこだわるものではない。このＩＣをパルスｄｕｔｙ比４９％程度で動作させるために、パルス・トランスＰＴ1の第４巻線に発生する電圧をダイオードＤ11で整流し、抵抗Ｒ2，コンデンサＣ6で平滑したのち可変抵抗ＶＲ1で調整、Ｃ7で再平滑してＩＣの制御端子４に加えている。
【００１４】
Ｔｒ1，Ｔｒ3は通常のＮＰＮトランジスタ，Ｔｒ2，Ｔｒ4はＰＮＰトランジスタであり、それぞれトーテンポール接続によりパルス・トランスＰＴ1，ＰＴ2を２相、４９％前後のｄｕｔｙ比で駆動する。
【００１５】
パルス・トランスの他端は制御回路用補助電源<18>の零電位端子に接続するため、パルス・トランスには正の半サイクル＋Ｅ、ｄｕｔｙ約４９％、負の半サイクル−Ｅ、ｄｕｔｙ約５１％の矩型波が加わるため、パルス・トランスのコアに直流偏磁が生じる。これを避けるためＲ3，Ｃ9およびＲ4，Ｃ10によってバイアス電圧を発生させ、直流偏磁を防ぐ。また過電流検出制御回路<17>は電流変成器ＣＴの２次巻線端子Ｘ、Ｙからの高周波信号電力を整流平滑し、ツェナーダイオード電圧と比較して越えた場合にＩＣ1の４番端子に加える事によりパルス断続比(duty)を下げ、昇降圧変換器（以下コンバータ）全体の過負荷を防止する。この時の電流値の調整はたとえばＶＲ2によって行われる。
【００１６】
図３に双方向スイッチＳA，ＳB，ＳCおよびＳDの駆動波形を示す。
【００１７】
パルス・トランスＰＴ1の駆動波形Ａとパルス・トランスＰＴ2の駆動波形Ｂとの間は１８０°の位相差を有し、波形Ａによって双方向スイッチＳA，ＳDが同時に駆動され、一方波形Ｂによって双方向スイッチＳB，ＳCが同時に駆動される。今、たとえば商用交流周波数に対して駆動波形の周波数を十分高く選んだ場合の各部波形例を図４に示す。また図５に簡易化した表現で示した双方向スイッチＳA，ＳDがオン期間（Ｔ1）中の昇圧の原理図を示した。
【００１８】
すなわち高周波トランスＴ1による昇圧の原理と商用周波数のトランスの昇圧原理とは全く同一である。図中のＶ1-2は端子<1>−<2>間の交流電圧波形であり、この電圧源を基に双方向スイッチＳB，ＳDにより交互にオン・オフ駆動されると高周波単巻変圧器Ｔ1の端子<7>−<8>間には端子<4>−<6>間の電圧の２倍の振幅を持つ高周波リング変調波形Ｖ7-8が発生する。この電圧波形は同時に駆動されるスイッチＳA，ＳCにより復調され端子<3>−<5>間にＶ3-5の電圧波形が発生する。高電圧側フィルタＦ2によって高周波成分は除かれ、出力端子<11>−<12>間には入力端子<1>−<2>に加えられた商用交流電圧波形のほぼ２倍の振幅で、同一波形、同一周波数の電圧Ｖ11-12が発生する。すなわち、１対２に昇圧した変圧器の機能が実現する。
【００１９】
逆に端子<11>−<12>に商用交流周波数の電圧Ｖ11-12を加えると、双方向スイッチＳA，ＳDとＳB，ＳCの交互オン・オフ動作によって高周波単巻変圧器Ｔ1の端子<7>−<8>には図４のＶ7-8に示した波形が発生し、端子<6>−<5>間にはＶ3-5に示した波形と同じで振幅のみが２分の１の電圧波形が発生する。低圧側フィルタＦ1により高周波成分が除かれ、端子<1>−<2>間には端子<11>−<12>間に加えられた商用交流電圧波形のほぼ２分の１の振幅で同一周波数、同一波形の電圧Ｖ1-2が発生する。また、逆方向に電圧を加えれば２対１に降圧した単巻変圧器の機能が実現する。すなわち、図１の回路は従来の鋼鉄型単巻変圧器の機能と全く同じ機能を果たすことが判る。
【００２０】
上記の説明では商用交流電圧波形の昇，降圧機能について述べたが、本願発明の狙いはこれに止まるものではない。すなわち、図１の回路の端子<1>−<2>間に<1>が正極性、<2>が負極性の電圧Ｖ1-2を加えると図６に示すような各部電圧が発生し、出力端子<11>−<12>間には図１の入力端子<1>−<2>に加えられた直流電圧のほぼ２倍の振幅で同一極性の直流電圧Ｖ11-12が発生する。一方端子<11>−<12>間に直流電圧Ｖ11-12を加えると、図７に示したような各部電圧が発生し、端子<1>−<2>間にほぼ２分の１の振幅で同一極性の直流電圧が発生する。
【００２１】
以上は商用交流と直流の２種類の電圧変換動作について昇、降圧動作と電力エネルギーの双方向伝送動作について述べたが、これ以外の任意の波形を加えても昇、降圧動作が正しく行われる事を実験により確認している。すなわち、本発明の単巻昇降圧変圧器は直流から数百Ｈｚの交流およびその重畳波形に至るまで正しく巻数比にほぼ比例して昇、降圧動作を行うことができる。
【００２２】
その根本的理由は、一般に通信技術で用いられてきた変復調技術を電力分野に採り入れた事によるもので、変復調に歪の発生がなければ入力信号（電圧）波形は出力側に忠実に再現するものであり、任意の波形をそのまま出力側に取出す事ができる。なお、本願発明で最も重要な点は電力エネルギーの正方向、逆方向共に双方向で伝送でき、且つ入力信号（電圧）波形の種類、極性を問わないという点にある。更に出力５００ワットの１：２単巻変圧器と同等の電子単巻変圧器を試作し、従来の商用周波変圧器と電圧変動率、効率、力率を比較した結果、電圧変動率２．６％、効率９４％、力率ほぼ１（９９．４％程度）で全く遜色なく、容積０．６〜０．７，重量比０．２と小形、軽量化が実現できた。
【００２３】
半導体を始め電子部品の性能価格比の向上や、鉄心と銅線の性能価格比の改善によれば、コスト面でもさらに一層優れたものとすることができる。以上が本願発明の第１要件の説明である。
【００２４】
本願発明の第２の要件は、図１に示した５入力ダイオード・ブリッジとスナバ・コンデンサＣ2および制御回路用補助電源<16>の組み合わせ接続にある。
【００２５】
一般に半導体スイッチのオン・オフ動作回路中にインダクタンス成分が含まれていると、そのリーケージインダクタンスＬのためにＬｄｉ／ｄｔのスパイク電圧が波形に重畳し、これが半導体の耐圧を高めなければならない原因にもなり、更にスパイク電圧吸収のためのスナバ回路によって無効の電力損失を発生し装置全体の効率を低下させる。
【００２６】
本願図１の回路ではこの損失をなくし有効利用するために、単巻変圧器の<6>，<7>および<8>端子に加え、双方向半導体スイッチＳA，ＳB，ＳCおよびＳDの両端に発生するスパイク電圧をすべて引き込むために図１中の<3>および<5>端子を加えた５入力端子間に発生するすべてのスパイク電圧を５入力ダイオード・ブリッジＤ1〜Ｄ10に引き込み，整流してスナバ・コンデンサＣ2に蓄え、このエネルギーを用いて制御回路駆動用の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを動作させ、主双方向スイッチＳA，ＳB，ＳCおよびＳDを駆動している。従ってスナバ回路で発生した電力のほとんどは制御回路の駆動に有効利用され、通常言われるロス・レス・スナバを構成する。
【００２７】
各双方向スイッチＳA，ＳB，ＳCおよびＳDの中に接続されているＣ−Ｒスナバ回路は、高速ダイオードＤ1〜Ｄ10の蓄積電荷のために、なお数１０ナノ・秒の時間の遅れにより発生する極めて細いパルスのみに応答する小容量のスナバであり、その発生電力損失はＤ1〜Ｄ10およびＣ 2 の主スナバ回路が発生する電力よりも十分少ない値であり、装置全体の効率低下にはほとんど影響しない。
【００２８】
本願発明の第３の要件は過負荷対策回路である。図１のＣＴに示したように、本願発明の回路では入力電圧を数十キロ・ヘルツ以上の高周波で変調するため、電流検出用変成器ＣＴの２次巻線に少ない巻数で電流検出用の信号電圧を発生する。この電圧波形は入、出力電圧の交、直流およびその複合波形の如何を問わず、電流に比例した電圧Ｖ1を取出すことができる。
【００２９】
図２中の<17>に示した回路電圧Ｖ1がツェナー電圧Ｖｚを越すと過負荷が識別され、たとえばパルス幅制御用ＩＣ1の４番ピンに正の電圧として加わり駆動パルス幅（ｄｕｔｙ比）を狭め、出力電流を制限する。
【００３０】
【実施例】
図８に本願発明の第１の実施例を示した。図中のＳA，ＳB，ＳCおよびＳDは第１図に示した２個の半導体スイッチの背面突き合せによる双方向スイッチをブロック図表現したものである。ここでの図１との相違点は、単巻変圧器Ｔ1に第３および第４の巻線Ｎ3，Ｎ4とそのタップ切替のための機械的スイッチＳＷ1，ＳＷ2を追加した点にある。今Ｎ1，Ｎ2を１００として、Ｎ3，Ｎ4に１５の巻線を施しこれらを２組の切替スイッチＳＷ1，ＳＷ2で切替えると、端子<1>−<2> 間と端子<11>−<12>間の電圧比が表１に示した４通りとなる。
【００３１】
【表１】
【００３２】
この電圧比の単巻変圧器を用いれば現在１８０ヶ国を越す世界の家庭用電源電圧の殆どに使用が可能になり、且つ小型、軽量のため海外旅行客や長短期留学生、海外出張者、海外赴任者等の使用機器や携帯用を主体とする各種測定機器等に広く普及するものと思われる。また入出力が直流から４００Ｈｚ程度まで変圧できるので、航空機、船舶、レジャーボート、電気自動車等、スペース、重量を重視する産業用機器等にも広く適用可能である。
【００３３】
図９に本願発明の第２の実施例を示した。図で端子<1>−<2>間は１００Ｖ／１１５Ｖ系の低圧側、端子<11>−<12>間は２００Ｖ／２３０Ｖ系の昇圧側である点は図１と変わりないが、高周波トランスＴ1にＮ3，Ｎ4の２次側巻線を施し、更に双方向半導体スイッチＳE，ＳFを図示の如く接続して出力側にＬ，Ｃ11によるノーマルモードのフィルタとコモンモードフィルタＦ3を加え出力Ｖ0を取出すようにした。更に低圧側と昇圧側の電圧Ｖ1，Ｖ2を機械的スイッチＳＷ3のｅ，ｆ接点により切替え、この電圧に前記付加回路によって発生する電圧ＶCを加えるように構成した。
【００３４】
これによりスイッチＳＷ3の接点がｅ側に閉じている場合には出力端子<12>−<19>間に発生する電圧Ｖ0は、
Ｖ0＝Ｖ1＋ＶC・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）
一方、スイッチＳＷ3の接点がｆ側に閉じている場合には出力端子<12>−<19>間に発生する電圧Ｖ0は、
Ｖ0＝Ｖ2＋ＶC・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
となる。茲でＶC電圧は双方向半導体スイッチＳE，ＳFの位相制御により±ＶC（交流の場合は正位相の最大値から零をへて逆位相の最大値まで、直流の場合は正極性の最大値から零をへて負極性の最大値）までを連続的に制御する。図９のブロック図<22>はその役割を果たす。
【００３５】
この制御回路の一例を図１０に示した。図１０でＩＣ1は前述のたとえばＴＬ−４９４の如き公知のＰＷＭ（パルス幅）制御用ＩＣ、<17>は前述の電流検出回路，<23>は公知の絶縁型オペアンプに公知のＲＭＳコンバータを加えたＡＣ／ＤＣ電圧検出回路である。ＩＣ1周辺に付加されているコンデンサ，抵抗の類はＩＣ1のカタログに表示されている公知の回路であるので詳細な説明は省略する。ＩＣ1がＴＬ−４９４であるとき、<23>の電圧検出回路または<17>の電流検出回路の信号振幅によって、９番ピンと１０番ピンの接続点（制御信号出力）には５〜９５％程度の可変パルス幅信号が発生する。この信号は論理回路のインバータＩＶ1，ＩＶ2をへてそれぞれ単安定マルチ（ＯＳＭ1，ＯＳＭ2）およびＤ型フリップ・フロップＤＦＦ1，ＤＦＦ2に加えられ、単安定マルチとＤＦＦの２出力を受けて４個のアンドゲート回路Ａ1，Ａ2，Ａ3およびＡ4が動作し、それぞれ出力側のホト・カプラを経てトーテンポール型トランジスタにより電力増幅の後パルス・トランスを駆動する。ドライバー回路ＤＲ1は双方向半導体スイッチＳA，ＳDを同時駆動しＤＲ2はＳB，ＳCを同時駆動する。またＤＲ3とＤＲ4はＳEとＳFのみを駆動する。それぞれの駆動タイミングと波形の観測位置を図１０および図１１に<a>から<h>(図中では丸囲みローマ字として表示。以下同じ。）まで対応して示した。以下図１１を概説する。
【００３６】
図１１の<a>点および<b>点はＰＷＭ制御信号であり、インバータにより反転している。<c>は<a>点信号を受けたＤ型フリップ・フロップＤＦＦ1のＱ出力を、また<e>はＱ出力を示す。同時に<a>点信号を受けた単安定マルチのＱ出力は<d>点の波形となる。この時のパルス幅ΔＴ1は図中のＲＣ時定数によって決まるが通常０．２〜０．５μｓの範囲に選ばれる。その理由は双方向スイッチＳA，とＳB，ＳCとＳDが同時オンとなる事を避けるためであり、公知の技術である。
【００３７】
<c>点波形と<d>点波形のアンド論理によりホト・カプラＰＣ1は図１１<c>点の斜線で示されたＴ1時間だけ駆動され、パルス・トランス出力にも同一時間幅の駆動パルスＡ，Ｄが発生し、双方向スイッチＳA，ＳDを同時に駆動する。同様にして<e>点波形と<d>点波形のアンド論理によりドライバＤＲ2を経て双方向スイッチＳB ，ＳDが駆動される。この回路ではＰＷＭ信号である<a>点波形のｄｕｔｙ比が点線のように大きく変動しても<a>点の立上がりのみですべて動作しているので変動はない。
【００３８】
次に<b>点のパルス波形を基に動作するＤＦＦ3およびＯＳＭ2について見てみると、<b>点パルスの立上がりがｄｕｔｙ比により大きく変動する。そのため、<f><g>および<h>点のパルス波形は<f>が<f>′まで、<g>が<g>′まで、さらに<h>が<h>′までｄｕｔｙ比により大きく変化する。前述の動作と同じ回路構成であるため、当然パルス・トランスの駆動出力波形Ｅ，Ｆもｄｕｔｙ比によってＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄに対し大きく相対位相を変える事になる。
【００３９】
図１２の様にＳE，ＳFのみの相対位相を連続的に制御した場合、高周波変圧器の２次側に発生しているＮ3，Ｎ4巻線電圧の瞬時値は図１２のＶｉで示された形となる。図１２の例では双方向スイッチＳA，ＳB，ＳCおよびＳDの駆動位相を固定しておき、スイッチＳE，ＳFの相対位相を４５°遅らせた場合（ｄｕｔｙ比０．２５のＰＷＭパルスに相当）のＬＣフィルタ入力側（図９の±Ｖｉ）を示している。この場合、ＬＣフィルタを経て平均化された電圧波形は図１２のＶｃで示されたように、Ｖｉの最大振幅の１／２になる。
【表２】
【００４１】
位相差とＶC電圧の関係は次のようになる。
【００４２】
すなわちＰＷＭパルス幅を０．０３から０．９７まで連続可変にすると交流電圧の場合、Ｎ3，Ｎ4巻線に発生する電圧Ｖｉと同相で９４％の出力電圧から逆相の９４％出力電圧まで連続的に制御できる。従って、図９の回路では機械的スイッチＳＷ3の接点がｅ側に閉じている時は端子<1>−<2> 間にＶ1または端子<11>−<12>間にＶ2を加えた場合、出力端子<18>−<12>間に発生する出力電圧Ｖ0は、
Ｖ0＝Ｖ1±０．９４Ｖｉ・・・・・・・・・・・・・・・（４）
一方ＳＷ3の接点がｆ側に閉じている時は端子<1>−<2> 間にはＶ1または端子<11>−<12>間にＶ２を加えた場合、出力端子<18>−<12>間には、
Ｖ0＝Ｖ3±０．９４Ｖｉ・・・・・・・・・・・・・・・（４）
の出力電圧Ｖ0を取出す事ができる。すなわち、図９の実施例によれば高周波変圧器Ｔ1の２次巻線Ｎ3，Ｎ4に発生する電圧の大きさに応じて出力電圧を連続的に自動制御できる。従って巻数比を適切に選ぶ事により昇降圧変圧器に加え自動電圧調整機能を持つ事ができ、各々広い適用範囲に利用する事が可能になる。
【００４３】
もちろん、この出願の発明は以上の実施形態、実施例に限定されるものではなく、細部については様々な態様が可能である。
【００４４】
【発明の効果】
以上詳しく説明した通り、本願発明によって、殆ど全世界の家庭用、産業用電源に対応して電力を使用できる小型、軽量な変圧器が実現できるに止まらず、従来技術では不可能であった直流から数百ヘルツまでの交流、さらに直流、交流の複合した電圧についても昇、降圧ならびに自動電圧調整を可能ならしめる全く新しい交直流両用双方向昇降圧変換器が提供され、これによれば、パワー・エレクトロニクス産業の新しい応用分野を広げる事になり、たとえば燃料電池や太陽光発電など直流電力による分散給電が普及してくると、従来の交流も含めて変圧できる交直流両用の昇降圧変圧器は極めて重要な給変電用機器となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本願発明の交直流両用昇降圧変圧器の基本回路の一例を示した図である。
【図２】 図１の制御回路の一具体例を示した図である。
【図３】 本願発明の交直流両用昇降圧変換器に用いられる双方向半導体スイッチの駆動を行うパルス・トランスＰＴ1，ＰＴ2の駆動電圧波形の一例を示した図である。
【図４】 本願発明の交直流両用昇降圧変換器の低電圧側に交流電圧を加えた場合の主要観測点の電圧波形の一例を示した図である。
【図５】 本願発明の交直流両用昇降圧変換器の昇降圧動作原理を説明するための回路図である。
【図６】 本願発明の交直流両用昇降圧変換器の低電圧側に直流電圧を加え、昇圧動作を行った場合の主要観測点の波形を示した図である。
【図７】 本願発明の交直流両用昇降圧変換器の高電圧側に直流電圧を加え、降圧動作を行った場合の主要観測点の波形の一例を示した図である。
【図８】 本願発明の交直流両用昇降圧変換器の高周波変圧器巻線にタップを設け、このタップを機械接点等で切替えて任意の昇降圧動作を行う基本原理を説明するための回路図である。
【図９】 本願発明の交直流両用昇降圧変換器の高周波変圧器に２次巻線を設け、これに双方向半導体スイッチを組み合わせて１次巻線側の双方向半導体スイッチ群の駆動位相に対して駆動パルス位相を制御し、出力電圧を自動制御する基本回路の一例を示した図である。
【図１０】 図９に示した本願発明の基本回路図中の制御回路の一実施例を示した図である。
【図１１】 図１０の制御回路の主要観測点<a>〜<ｈ>の動作波形を示し基本動作原理を説明するための図である。
【図１２】 図９における双方向半導体スイッチの位相制御の一例について説明するための図である。
【発明の属する技術分野】
この出願の発明は、交直流両用双方向昇降圧変換器に関するものである。さらに詳しくは、この出願の発明は、家電機器，業務用設備機器その他各種電子機器に広く使用され、直流から数１００Ｈｚの交流までの電圧，電流変換機能を有するＡＣ−ＡＣ／ＤＣ−ＤＣ両用の正，逆双方向コンバータとして有用な、全く新しい交直流両用双方向昇降圧変換器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
交流の電圧、電流変換器として従来から交流変圧器が広く使用され、現在に到っている。一方、ＤＣ／ＤＣコンバータは半導体スイッチを用いた専用の機器が通信，情報機器をはじめ各種産業用機器として一般的に使用されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、これら従来の交流変換器及びＤＣ／ＤＣコンバータには、実用上以下のような問題点がある。
【０００４】
すなわち、まず、交流変圧器は、鉄と鋼の素材から構成されており、寿命（ＭＴＢＦ）が長く、短時間の過負荷耐量が大きく、回線への雑音の発生が少ないなど優れた特徴を持つ反面、５０Ｈｚの場合１ｋｗ程度の容量のもので容積３ｌ強、重量１０ｋｇ前後となり、大きく、重いといった問題点がある。
【０００５】
一方、ＤＣ／ＤＣコンバータは、半導体の高周波スイッチング技術を用いて直流電力をオン・オフしているので同一容量の交流変圧器に比べ、容積，重量共に数分の１に小形，軽量化できている点で省資源に寄与しているものの、入力端子側から出力端子側への電力エネルギーの一方向伝送機能しかなく、出力端子側で発生することのある反（逆）起電力を入力端子側に電力回生できず、専用の放熱抵抗で吸収するなどの手段が必要になるといった問題点があるのが現状である。
【０００６】
この出願の発明は、以上のとおりの事情に鑑みてなされたものであり、従来技術の問題点を解消し、小型、軽量、高効率で信頼性の高いことはもちろんのこと、交流、直流、さらには交直複合の電圧についても昇降圧ならびに自動電圧調整が可能な全く新しい交直流両用双方向昇降圧変換器を提供することを課題としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この出願の発明は、上記の課題を解決するものとして、第１には、交流、直流またはその重畳された入力電圧を少なくとも入力周波数よりも高い周波数で変調して高周波単巻変圧器に加え、昇圧または降圧して復調ののち平滑することで、元の交流、直流またはその重畳された入力電圧を昇・降圧可能で、且つ電力エネルギーの流通方向が正方向、逆方向のいずれにも流通可能に構成された交直流両用双方向昇降圧変換器であって、低圧側入出力端子と、高圧側出入力端子と、ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４の双方向スイッチを有し、第１の双方向スイッチの第２端子と第２の双方向スイッチの第１端子との接続点と、第３の双方向スイッチの第２端子と第４の双方向スイッチの第１端子との接続点との間に、高周波単巻変圧器が接続され、第２の双方向スイッチの第２端子と第４の双方向スイッチの第２端子の接続点には入出力の共通線が接続され、かつ該共通線は低圧側入出力端子の一方の端子と高圧側出入力端子の一方の端子にそれぞれ接続され、第１の双方向スイッチの第１端子と第３の双方向スイッチの第１端子の接続点には高圧側出入力端子の他方の端子に接続された接続線が接続され、該接続線と高周波単巻変圧器の中性点との間に昇降圧用キャパシタが接続され、低圧側入出力端子と高周波単巻変圧器の中性点と該共通線との間には平滑用キャパシタが接続されていることを特徴とする交直流両用双方向昇降圧変換器を提供し、第２には、請求項１記載の変換器において、双方向スイッチのオン・オフと回路中に含まれるインダクタンスのために発生するスパイクパルスすべての接続点を入力端子とする多入力全波ブリッジ・ダイオードとスナパ・コンデンサを用いてスパイクパルスエネルギーをスナバ・コンデンサに蓄え、ここに蓄えられた電力エネルギーにより制御回路を駆動する事を特徴とする交直流両用双方向昇降圧変換器を提供する。そしてこの出願の発明は、第３には、請求項１記載の変換器において、変調により生じる高周波電流の通路に高周波電流変成器を設け、２次巻線に生じる信号電圧を用いて入力電圧の交直流またはその複合電圧に拘らず過電流保護または定電流制御を行うことを特徴とする交直流双方向昇降圧変換器を提供し、第４には、請求項１記載の変換器において、高周波単巻変圧器に切替タップと切替スイッチを設け、昇、降圧電圧比を自由に選べるようにした事を特徴とする交直流双方向昇降圧変圧器を提供する。第５には、請求項１記載の変換器において、高周波単巻変圧器に２次巻線と双方向半導体スイッチを追加し、１次巻線側を駆動する変復調用双方向半導体スイッチの駆動パルス位相に対して追加半導体スイッチの駆動位相をほぼ０位相から１８０°近くまで制御する事により、交流入出力の場合は正位相のほぼ最大値から零をへて逆位相の最大値まで、一方直流入出力の場合には正極性のほぼ最大値から零をへて負極性のほぼ最大値まで連続制御しこの出力電圧を正逆双方向昇降圧電圧に加える事により、入、出力電圧比を更に細かく制御する事を特徴とする交直流両用双方向昇降圧変換器を提供する。
【０００８】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の基本主回路を、図２にその制御回路の一例を示す。
【０００９】
図１で、端子<1>,<2>(図中出は丸囲み数字として表示。以下同じ。）は低電圧側入出力兼用端子、<11>,<12>は高圧側出入力兼用端子であって、<1>,<2>端子が入力側の時は<11>,<12>は出力端子であり、逆に<11>,<12>端子を入力側とした時は<1>,<2>端子が出力側となり、電力エネルギーは正逆いずれの方向にも伝送される。また、<1>,<2>端子または<11>,<12>端子に加えられる電力周波数は０から数１００Ｈｚの交流まで自由に加えることができる。たとえばｆ＝０すなわち直流入力の場合、正極性，逆極性いずれでも差し支えなく同一極性の昇圧または降圧直流出力電圧，電流を取出すことができる。
【００１０】
図１のＦ1は低電圧側フィルタ、Ｆ2は高電圧側フィルタ、ＳA，ＳB，ＳCおよびＳDは双方向スイッチであって、それぞれ２個のＭＯＳ ＦＥＴスイッチの背面突き合せ接続である。
【００１１】
図１ではこれに補助のＣ−Ｒスナバ回路を付加している。
【００１２】
ＣＴは電流検出器，Ｔ1は高周波昇降圧変圧器，Ｄ1〜Ｄ10は５入力全波整流ブリッジ回路、Ｃ2は主スナバ・コンデンサ，<16>は制御回路用補助電源としてのＤＣ／ＤＣコンバータで、<9>,<10>端子に発生するスナバ・エネルギーによって動作し、<13>,<14>および<15>端子に＋Ｅ，０，−Ｅの制御用電圧を発生する。
【００１３】
図２は、このスナバ・エネルギーによって動作する駆動回路<18>の一例を示したもので、ＩＣ1は２０年来使用され最も代表的なＰＷＭ制御ＩＣであるＴＬ−４９４を用いた場合の回路例を示したが、本ＩＣにこだわるものではない。このＩＣをパルスｄｕｔｙ比４９％程度で動作させるために、パルス・トランスＰＴ1の第４巻線に発生する電圧をダイオードＤ11で整流し、抵抗Ｒ2，コンデンサＣ6で平滑したのち可変抵抗ＶＲ1で調整、Ｃ7で再平滑してＩＣの制御端子４に加えている。
【００１４】
Ｔｒ1，Ｔｒ3は通常のＮＰＮトランジスタ，Ｔｒ2，Ｔｒ4はＰＮＰトランジスタであり、それぞれトーテンポール接続によりパルス・トランスＰＴ1，ＰＴ2を２相、４９％前後のｄｕｔｙ比で駆動する。
【００１５】
パルス・トランスの他端は制御回路用補助電源<18>の零電位端子に接続するため、パルス・トランスには正の半サイクル＋Ｅ、ｄｕｔｙ約４９％、負の半サイクル−Ｅ、ｄｕｔｙ約５１％の矩型波が加わるため、パルス・トランスのコアに直流偏磁が生じる。これを避けるためＲ3，Ｃ9およびＲ4，Ｃ10によってバイアス電圧を発生させ、直流偏磁を防ぐ。また過電流検出制御回路<17>は電流変成器ＣＴの２次巻線端子Ｘ、Ｙからの高周波信号電力を整流平滑し、ツェナーダイオード電圧と比較して越えた場合にＩＣ1の４番端子に加える事によりパルス断続比(duty)を下げ、昇降圧変換器（以下コンバータ）全体の過負荷を防止する。この時の電流値の調整はたとえばＶＲ2によって行われる。
【００１６】
図３に双方向スイッチＳA，ＳB，ＳCおよびＳDの駆動波形を示す。
【００１７】
パルス・トランスＰＴ1の駆動波形Ａとパルス・トランスＰＴ2の駆動波形Ｂとの間は１８０°の位相差を有し、波形Ａによって双方向スイッチＳA，ＳDが同時に駆動され、一方波形Ｂによって双方向スイッチＳB，ＳCが同時に駆動される。今、たとえば商用交流周波数に対して駆動波形の周波数を十分高く選んだ場合の各部波形例を図４に示す。また図５に簡易化した表現で示した双方向スイッチＳA，ＳDがオン期間（Ｔ1）中の昇圧の原理図を示した。
【００１８】
すなわち高周波トランスＴ1による昇圧の原理と商用周波数のトランスの昇圧原理とは全く同一である。図中のＶ1-2は端子<1>−<2>間の交流電圧波形であり、この電圧源を基に双方向スイッチＳB，ＳDにより交互にオン・オフ駆動されると高周波単巻変圧器Ｔ1の端子<7>−<8>間には端子<4>−<6>間の電圧の２倍の振幅を持つ高周波リング変調波形Ｖ7-8が発生する。この電圧波形は同時に駆動されるスイッチＳA，ＳCにより復調され端子<3>−<5>間にＶ3-5の電圧波形が発生する。高電圧側フィルタＦ2によって高周波成分は除かれ、出力端子<11>−<12>間には入力端子<1>−<2>に加えられた商用交流電圧波形のほぼ２倍の振幅で、同一波形、同一周波数の電圧Ｖ11-12が発生する。すなわち、１対２に昇圧した変圧器の機能が実現する。
【００１９】
逆に端子<11>−<12>に商用交流周波数の電圧Ｖ11-12を加えると、双方向スイッチＳA，ＳDとＳB，ＳCの交互オン・オフ動作によって高周波単巻変圧器Ｔ1の端子<7>−<8>には図４のＶ7-8に示した波形が発生し、端子<6>−<5>間にはＶ3-5に示した波形と同じで振幅のみが２分の１の電圧波形が発生する。低圧側フィルタＦ1により高周波成分が除かれ、端子<1>−<2>間には端子<11>−<12>間に加えられた商用交流電圧波形のほぼ２分の１の振幅で同一周波数、同一波形の電圧Ｖ1-2が発生する。また、逆方向に電圧を加えれば２対１に降圧した単巻変圧器の機能が実現する。すなわち、図１の回路は従来の鋼鉄型単巻変圧器の機能と全く同じ機能を果たすことが判る。
【００２０】
上記の説明では商用交流電圧波形の昇，降圧機能について述べたが、本願発明の狙いはこれに止まるものではない。すなわち、図１の回路の端子<1>−<2>間に<1>が正極性、<2>が負極性の電圧Ｖ1-2を加えると図６に示すような各部電圧が発生し、出力端子<11>−<12>間には図１の入力端子<1>−<2>に加えられた直流電圧のほぼ２倍の振幅で同一極性の直流電圧Ｖ11-12が発生する。一方端子<11>−<12>間に直流電圧Ｖ11-12を加えると、図７に示したような各部電圧が発生し、端子<1>−<2>間にほぼ２分の１の振幅で同一極性の直流電圧が発生する。
【００２１】
以上は商用交流と直流の２種類の電圧変換動作について昇、降圧動作と電力エネルギーの双方向伝送動作について述べたが、これ以外の任意の波形を加えても昇、降圧動作が正しく行われる事を実験により確認している。すなわち、本発明の単巻昇降圧変圧器は直流から数百Ｈｚの交流およびその重畳波形に至るまで正しく巻数比にほぼ比例して昇、降圧動作を行うことができる。
【００２２】
その根本的理由は、一般に通信技術で用いられてきた変復調技術を電力分野に採り入れた事によるもので、変復調に歪の発生がなければ入力信号（電圧）波形は出力側に忠実に再現するものであり、任意の波形をそのまま出力側に取出す事ができる。なお、本願発明で最も重要な点は電力エネルギーの正方向、逆方向共に双方向で伝送でき、且つ入力信号（電圧）波形の種類、極性を問わないという点にある。更に出力５００ワットの１：２単巻変圧器と同等の電子単巻変圧器を試作し、従来の商用周波変圧器と電圧変動率、効率、力率を比較した結果、電圧変動率２．６％、効率９４％、力率ほぼ１（９９．４％程度）で全く遜色なく、容積０．６〜０．７，重量比０．２と小形、軽量化が実現できた。
【００２３】
半導体を始め電子部品の性能価格比の向上や、鉄心と銅線の性能価格比の改善によれば、コスト面でもさらに一層優れたものとすることができる。以上が本願発明の第１要件の説明である。
【００２４】
本願発明の第２の要件は、図１に示した５入力ダイオード・ブリッジとスナバ・コンデンサＣ2および制御回路用補助電源<16>の組み合わせ接続にある。
【００２５】
一般に半導体スイッチのオン・オフ動作回路中にインダクタンス成分が含まれていると、そのリーケージインダクタンスＬのためにＬｄｉ／ｄｔのスパイク電圧が波形に重畳し、これが半導体の耐圧を高めなければならない原因にもなり、更にスパイク電圧吸収のためのスナバ回路によって無効の電力損失を発生し装置全体の効率を低下させる。
【００２６】
本願図１の回路ではこの損失をなくし有効利用するために、単巻変圧器の<6>，<7>および<8>端子に加え、双方向半導体スイッチＳA，ＳB，ＳCおよびＳDの両端に発生するスパイク電圧をすべて引き込むために図１中の<3>および<5>端子を加えた５入力端子間に発生するすべてのスパイク電圧を５入力ダイオード・ブリッジＤ1〜Ｄ10に引き込み，整流してスナバ・コンデンサＣ2に蓄え、このエネルギーを用いて制御回路駆動用の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを動作させ、主双方向スイッチＳA，ＳB，ＳCおよびＳDを駆動している。従ってスナバ回路で発生した電力のほとんどは制御回路の駆動に有効利用され、通常言われるロス・レス・スナバを構成する。
【００２７】
各双方向スイッチＳA，ＳB，ＳCおよびＳDの中に接続されているＣ−Ｒスナバ回路は、高速ダイオードＤ1〜Ｄ10の蓄積電荷のために、なお数１０ナノ・秒の時間の遅れにより発生する極めて細いパルスのみに応答する小容量のスナバであり、その発生電力損失はＤ1〜Ｄ10およびＣ 2 の主スナバ回路が発生する電力よりも十分少ない値であり、装置全体の効率低下にはほとんど影響しない。
【００２８】
本願発明の第３の要件は過負荷対策回路である。図１のＣＴに示したように、本願発明の回路では入力電圧を数十キロ・ヘルツ以上の高周波で変調するため、電流検出用変成器ＣＴの２次巻線に少ない巻数で電流検出用の信号電圧を発生する。この電圧波形は入、出力電圧の交、直流およびその複合波形の如何を問わず、電流に比例した電圧Ｖ1を取出すことができる。
【００２９】
図２中の<17>に示した回路電圧Ｖ1がツェナー電圧Ｖｚを越すと過負荷が識別され、たとえばパルス幅制御用ＩＣ1の４番ピンに正の電圧として加わり駆動パルス幅（ｄｕｔｙ比）を狭め、出力電流を制限する。
【００３０】
【実施例】
図８に本願発明の第１の実施例を示した。図中のＳA，ＳB，ＳCおよびＳDは第１図に示した２個の半導体スイッチの背面突き合せによる双方向スイッチをブロック図表現したものである。ここでの図１との相違点は、単巻変圧器Ｔ1に第３および第４の巻線Ｎ3，Ｎ4とそのタップ切替のための機械的スイッチＳＷ1，ＳＷ2を追加した点にある。今Ｎ1，Ｎ2を１００として、Ｎ3，Ｎ4に１５の巻線を施しこれらを２組の切替スイッチＳＷ1，ＳＷ2で切替えると、端子<1>−<2> 間と端子<11>−<12>間の電圧比が表１に示した４通りとなる。
【００３１】
【表１】
この電圧比の単巻変圧器を用いれば現在１８０ヶ国を越す世界の家庭用電源電圧の殆どに使用が可能になり、且つ小型、軽量のため海外旅行客や長短期留学生、海外出張者、海外赴任者等の使用機器や携帯用を主体とする各種測定機器等に広く普及するものと思われる。また入出力が直流から４００Ｈｚ程度まで変圧できるので、航空機、船舶、レジャーボート、電気自動車等、スペース、重量を重視する産業用機器等にも広く適用可能である。
【００３３】
図９に本願発明の第２の実施例を示した。図で端子<1>−<2>間は１００Ｖ／１１５Ｖ系の低圧側、端子<11>−<12>間は２００Ｖ／２３０Ｖ系の昇圧側である点は図１と変わりないが、高周波トランスＴ1にＮ3，Ｎ4の２次側巻線を施し、更に双方向半導体スイッチＳE，ＳFを図示の如く接続して出力側にＬ，Ｃ11によるノーマルモードのフィルタとコモンモードフィルタＦ3を加え出力Ｖ0を取出すようにした。更に低圧側と昇圧側の電圧Ｖ1，Ｖ2を機械的スイッチＳＷ3のｅ，ｆ接点により切替え、この電圧に前記付加回路によって発生する電圧ＶCを加えるように構成した。
【００３４】
これによりスイッチＳＷ3の接点がｅ側に閉じている場合には出力端子<12>−<19>間に発生する電圧Ｖ0は、
Ｖ0＝Ｖ1＋ＶC・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）
一方、スイッチＳＷ3の接点がｆ側に閉じている場合には出力端子<12>−<19>間に発生する電圧Ｖ0は、
Ｖ0＝Ｖ2＋ＶC・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
となる。茲でＶC電圧は双方向半導体スイッチＳE，ＳFの位相制御により±ＶC（交流の場合は正位相の最大値から零をへて逆位相の最大値まで、直流の場合は正極性の最大値から零をへて負極性の最大値）までを連続的に制御する。図９のブロック図<22>はその役割を果たす。
【００３５】
この制御回路の一例を図１０に示した。図１０でＩＣ1は前述のたとえばＴＬ−４９４の如き公知のＰＷＭ（パルス幅）制御用ＩＣ、<17>は前述の電流検出回路，<23>は公知の絶縁型オペアンプに公知のＲＭＳコンバータを加えたＡＣ／ＤＣ電圧検出回路である。ＩＣ1周辺に付加されているコンデンサ，抵抗の類はＩＣ1のカタログに表示されている公知の回路であるので詳細な説明は省略する。ＩＣ1がＴＬ−４９４であるとき、<23>の電圧検出回路または<17>の電流検出回路の信号振幅によって、９番ピンと１０番ピンの接続点（制御信号出力）には５〜９５％程度の可変パルス幅信号が発生する。この信号は論理回路のインバータＩＶ1，ＩＶ2をへてそれぞれ単安定マルチ（ＯＳＭ1，ＯＳＭ2）およびＤ型フリップ・フロップＤＦＦ1，ＤＦＦ2に加えられ、単安定マルチとＤＦＦの２出力を受けて４個のアンドゲート回路Ａ1，Ａ2，Ａ3およびＡ4が動作し、それぞれ出力側のホト・カプラを経てトーテンポール型トランジスタにより電力増幅の後パルス・トランスを駆動する。ドライバー回路ＤＲ1は双方向半導体スイッチＳA，ＳDを同時駆動しＤＲ2はＳB，ＳCを同時駆動する。またＤＲ3とＤＲ4はＳEとＳFのみを駆動する。それぞれの駆動タイミングと波形の観測位置を図１０および図１１に<a>から<h>(図中では丸囲みローマ字として表示。以下同じ。）まで対応して示した。以下図１１を概説する。
【００３６】
図１１の<a>点および<b>点はＰＷＭ制御信号であり、インバータにより反転している。<c>は<a>点信号を受けたＤ型フリップ・フロップＤＦＦ1のＱ出力を、また<e>はＱ出力を示す。同時に<a>点信号を受けた単安定マルチのＱ出力は<d>点の波形となる。この時のパルス幅ΔＴ1は図中のＲＣ時定数によって決まるが通常０．２〜０．５μｓの範囲に選ばれる。その理由は双方向スイッチＳA，とＳB，ＳCとＳDが同時オンとなる事を避けるためであり、公知の技術である。
【００３７】
<c>点波形と<d>点波形のアンド論理によりホト・カプラＰＣ1は図１１<c>点の斜線で示されたＴ1時間だけ駆動され、パルス・トランス出力にも同一時間幅の駆動パルスＡ，Ｄが発生し、双方向スイッチＳA，ＳDを同時に駆動する。同様にして<e>点波形と<d>点波形のアンド論理によりドライバＤＲ2を経て双方向スイッチＳB ，ＳDが駆動される。この回路ではＰＷＭ信号である<a>点波形のｄｕｔｙ比が点線のように大きく変動しても<a>点の立上がりのみですべて動作しているので変動はない。
【００３８】
次に<b>点のパルス波形を基に動作するＤＦＦ3およびＯＳＭ2について見てみると、<b>点パルスの立上がりがｄｕｔｙ比により大きく変動する。そのため、<f><g>および<h>点のパルス波形は<f>が<f>′まで、<g>が<g>′まで、さらに<h>が<h>′までｄｕｔｙ比により大きく変化する。前述の動作と同じ回路構成であるため、当然パルス・トランスの駆動出力波形Ｅ，Ｆもｄｕｔｙ比によってＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄに対し大きく相対位相を変える事になる。
【００３９】
図１２の様にＳE，ＳFのみの相対位相を連続的に制御した場合、高周波変圧器の２次側に発生しているＮ3，Ｎ4巻線電圧の瞬時値は図１２のＶｉで示された形となる。図１２の例では双方向スイッチＳA，ＳB，ＳCおよびＳDの駆動位相を固定しておき、スイッチＳE，ＳFの相対位相を４５°遅らせた場合（ｄｕｔｙ比０．２５のＰＷＭパルスに相当）のＬＣフィルタ入力側（図９の±Ｖｉ）を示している。この場合、ＬＣフィルタを経て平均化された電圧波形は図１２のＶｃで示されたように、Ｖｉの最大振幅の１／２になる。
【表２】
位相差とＶC電圧の関係は次のようになる。
【００４２】
すなわちＰＷＭパルス幅を０．０３から０．９７まで連続可変にすると交流電圧の場合、Ｎ3，Ｎ4巻線に発生する電圧Ｖｉと同相で９４％の出力電圧から逆相の９４％出力電圧まで連続的に制御できる。従って、図９の回路では機械的スイッチＳＷ3の接点がｅ側に閉じている時は端子<1>−<2> 間にＶ1または端子<11>−<12>間にＶ2を加えた場合、出力端子<18>−<12>間に発生する出力電圧Ｖ0は、
Ｖ0＝Ｖ1±０．９４Ｖｉ・・・・・・・・・・・・・・・（４）
一方ＳＷ3の接点がｆ側に閉じている時は端子<1>−<2> 間にはＶ1または端子<11>−<12>間にＶ２を加えた場合、出力端子<18>−<12>間には、
Ｖ0＝Ｖ3±０．９４Ｖｉ・・・・・・・・・・・・・・・（４）
の出力電圧Ｖ0を取出す事ができる。すなわち、図９の実施例によれば高周波変圧器Ｔ1の２次巻線Ｎ3，Ｎ4に発生する電圧の大きさに応じて出力電圧を連続的に自動制御できる。従って巻数比を適切に選ぶ事により昇降圧変圧器に加え自動電圧調整機能を持つ事ができ、各々広い適用範囲に利用する事が可能になる。
【００４３】
もちろん、この出願の発明は以上の実施形態、実施例に限定されるものではなく、細部については様々な態様が可能である。
【００４４】
【発明の効果】
以上詳しく説明した通り、本願発明によって、殆ど全世界の家庭用、産業用電源に対応して電力を使用できる小型、軽量な変圧器が実現できるに止まらず、従来技術では不可能であった直流から数百ヘルツまでの交流、さらに直流、交流の複合した電圧についても昇、降圧ならびに自動電圧調整を可能ならしめる全く新しい交直流両用双方向昇降圧変換器が提供され、これによれば、パワー・エレクトロニクス産業の新しい応用分野を広げる事になり、たとえば燃料電池や太陽光発電など直流電力による分散給電が普及してくると、従来の交流も含めて変圧できる交直流両用の昇降圧変圧器は極めて重要な給変電用機器となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本願発明の交直流両用昇降圧変圧器の基本回路の一例を示した図である。
【図２】 図１の制御回路の一具体例を示した図である。
【図３】 本願発明の交直流両用昇降圧変換器に用いられる双方向半導体スイッチの駆動を行うパルス・トランスＰＴ1，ＰＴ2の駆動電圧波形の一例を示した図である。
【図４】 本願発明の交直流両用昇降圧変換器の低電圧側に交流電圧を加えた場合の主要観測点の電圧波形の一例を示した図である。
【図５】 本願発明の交直流両用昇降圧変換器の昇降圧動作原理を説明するための回路図である。
【図６】 本願発明の交直流両用昇降圧変換器の低電圧側に直流電圧を加え、昇圧動作を行った場合の主要観測点の波形を示した図である。
【図７】 本願発明の交直流両用昇降圧変換器の高電圧側に直流電圧を加え、降圧動作を行った場合の主要観測点の波形の一例を示した図である。
【図８】 本願発明の交直流両用昇降圧変換器の高周波変圧器巻線にタップを設け、このタップを機械接点等で切替えて任意の昇降圧動作を行う基本原理を説明するための回路図である。
【図９】 本願発明の交直流両用昇降圧変換器の高周波変圧器に２次巻線を設け、これに双方向半導体スイッチを組み合わせて１次巻線側の双方向半導体スイッチ群の駆動位相に対して駆動パルス位相を制御し、出力電圧を自動制御する基本回路の一例を示した図である。
【図１０】 図９に示した本願発明の基本回路図中の制御回路の一実施例を示した図である。
【図１１】 図１０の制御回路の主要観測点<a>〜<ｈ>の動作波形を示し基本動作原理を説明するための図である。
【図１２】 図９における双方向半導体スイッチの位相制御の一例について説明するための図である。
Claims (5)
- 交流、直流またはその重畳された入力電圧を少なくとも入力周波数よりも高い周波数で変調して高周波単巻変圧器に加え、昇圧または降圧して復調ののち平滑することで、元の交流、直流またはその重畳された入力電圧を昇・降圧可能で、且つ電力エネルギーの流通方向が正方向、逆方向のいずれにも流通可能に構成された交直流両用双方向昇降圧変換器であって、
低圧側入出力端子と、高圧側出入力端子と、ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４の双方向スイッチを有し、
第１の双方向スイッチの第２端子と第２の双方向スイッチの第１端子との接続点と、第３の双方向スイッチの第２端子と第４の双方向スイッチの第１端子との接続点との間に、高周波単巻変圧器が接続され、
第２の双方向スイッチの第２端子と第４の双方向スイッチの第２端子の接続点には入出力の共通線が接続され、かつ該共通線は低圧側入出力端子の一方の端子と高圧側出入力端子の一方の端子にそれぞれ接続され、
第１の双方向スイッチの第１端子と第３の双方向スイッチの第１端子の接続点には高圧側出入力端子の他方の端子に接続された接続線が接続され、
該接続線と高周波単巻変圧器の中性点との間に昇降圧用キャパシタが接続され、
低圧側入出力端子と高周波単巻変圧器の中性点と該共通線との間には平滑用キャパシタが接続されていることを特徴とする交直流両用双方向昇降圧変換器。 - 請求項１記載の変換器において、双方向スイッチのオン・オフと回路中に含まれるインダクタンスのために発生するスパイクパルスすべての接続点を入力端子とする多入力全波ブリッジ・ダイオードとスナパ・コンデンサを用いてスパイクパルスエネルギーをスナバ・コンデンサに蓄え、ここに蓄えられた電力エネルギーにより制御回路を駆動する事を特徴とする交直流両用双方向昇降圧変換器。
- 請求項１記載の変換器において、変調により生じる高周波電流の通路に高周波電流変成器を設け、２次巻線に生じる信号電圧を用いて入力電圧の交直流またはその複合電圧に拘らず過電流保護または定電流制御を行うことを特徴とする交直流双方向昇降圧変換器。
- 請求項１記載の変換器において、高周波単巻変圧器に切替タップと切替スイッチを設け、昇、降圧電圧比を自由に選べるようにした事を特徴とする交直流双方向昇降圧変圧器。
- 請求項１記載の変換器において、高周波単巻変圧器に２次巻線と双方向半導体スイッチを追加し、１次巻線側を駆動する変復調用双方向半導体スイッチの駆動パルス位相に対して追加半導体スイッチの駆動位相をほぼ０位相から１８０°近くまで制御する事により、交流入出力の場合は正位相のほぼ最大値から零をへて逆位相の最大値まで、一方直流入出力の場合には正極性のほぼ最大値から零をへて負極性のほぼ最大値まで連続制御しこの出力電圧を正逆双方向昇降圧電圧に加える事により、入、出力電圧比を更に細かく制御する事を特徴とする交直流両用双方向昇降圧変換器。
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