JPS58148680A - 自励発振回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本祐明は自励発振回路に係り、特に人力電圧や負荷条件
が変わっても出力電圧を女足化するブロッキン、グ発振
回路に関する。

従来のブロッキング発振回路の一例を第１図に示す。図
は１石フォワード型のスイッチングレギュレータでろム
　ｌはブロッキング％ｆｆｉ回路でスイッチングレギュ
レータの出力を一定に制御するように動作する制御回路
９に電力を供給する。

回路慣成は、変圧器Ｔｓ、ＴｓＫ設は九巻線１ｍｌ　、
　ｎ・、ｎ７、スイッチングトランジスタＱ１１高抵抗
１０１．：ｒンデンサ１０２．抵抗１０３、Ｔｍのリセ
ットを行なうダイオード１０４と抵抗１０５からなる。

次に全体の構因で２け直流電源、Ｔｗは主トランス＊　
”Ｉ　＊　”＊けＴＭに設けた巻線Ｉ　ＱＭは主スイツ
チングトランジスタ、ＴｍはＱ、Ｍにベース電流を供給
する変圧器１　”Ｍ　Ｉ　”４はＴｍに設けた巻線、１
０けベース電流制限抵抗、３．４はＴｗのリセットを行
なうダイオードと抵抗、５け出力整流ダイオード、６は
還流ダイオード、７は平滑リアクトル、８は平滑コンデ
ンサである。

１石フォワード型スイッチングレギュレータの動作は広
く知られているので、動作の説明は省略し、ブロッキン
グ発掘回路１について述べる。

直流電源２から、高抵抗１０１．コンデンサ１０２、抵
抗ｔ０３．”ｅ　全通してコンデンサ１０２が充電され
、これがＱｌのペース・エミッタ間電圧降下と等しい電
圧まで上昇すると、１０１を通る直流けＱｍのペース・
工、ミッタを流れるようになる。これによって直流電源
２の電圧上阻止していたＱｌのコレクタ電位が低下する
。この電圧降下分が図示　印を正極性として巻線ｎｌに
印加され、Ｔ−の各巻線に図示の極性に電圧が誘起され
る。この電圧によって帰還巻線ｎ−から抵抗１０３、コ
ンデンサ１０２．Ｑｌのペース・エミッタ間に電流が流
れ、Ｑｍ’ｔターンオンさせる。

Ｑｌのターンオンによｊ）、Ｔｓの出力巻線からダイオ
ードｌｉｔ通してコンデンサ１２を充電する。１２は制
御回路９に電力を供給する平滑コンデンサである。

次に１コンデンサ１０２が直流電源２と巻線”Ｓｍ”＠
の巻線比で定まる電圧値まで逆充電されると＝Ｑ、のベ
ース電流がしゃ断され、Ｑｍはターンオフする。

Ｑｌがターンオフすると、コンデンサ１０２はその電荷
が１０１を通して放電され次には充電され始め、上述の
ようにＱｍがターンオフしてその動作が自励的に継続さ
れる。以上がブロッキング発掘回路ｌの動作である。

しかし、ブロッキング発掘回路は、直流電＃２の電圧と
トランジスタ９勝の単体特性及び温度特性に大きく依存
し、安定動作がむずかしい。

まず直は入力端子と発振動作及び出力電圧の関係會述べ
る。ブｐ７牛ング発振の周期は、高抵抗１０１とコンダ
ンｔ１０２の時定数に依存するが、爽−にはＱｌのター
ンオフ＃にＴ−の励磁電流の−ｍがＱｉのエミッタ・ベ
ース間を通してコンデンサ１０２ｔ−光電する次め、率
に高抵抗１０１を介する電ｇｔ＊慮した時定数には定ま
らない。

すなわち、Ｔｍ中にｉｎる励磁電流は、Ｑｍのオン期間
を一定とすれば、＃ＬｔＩＬ電源の電圧が高い根大きく
なｊ）、ＱｍのターンオフＮにコンデンサ１０２を光電
する電流も大きくなって、発振の周期が短かくなる方向
に作用する。一方、出力巻線ｎ、の電圧は、４！ＦＩＩ
ｓ比ｎ、／ｎ、と直流入力’ＷＥ圧の積になるが、上述
の↓つな発振周波数の質化で叢換嵐力が変わってくる。

との友め、コンデンサ１２の端子電圧すなわち制御回路
９の人力電圧ｖｃｃｒｉ、直流電源２の電圧が高くなる
につれて、大きくつり上シ、許容される最小・最大入力
時の変動がきわめて太きくなる不具合を呈する。

次に、Ｑｌの単体特性と温度特性について簡単に述べる
。近年スイッチングレギュレータは小形化の一途をたど
択ブロッキング発振回路もＱｍＯ導通時間を短かくして
トランスＴ１の小形化を目指す方向にある。そのため、
Ｑｓの導通時間は、２〜３μＦ鴨度に設計される場合が
多ｔｎ、　シかし通常のトランジスタは、ペースＫｆｌ
がし中断されてからターンオフするまでに１〜Ｌ５μｍ
程度を要し、この間の殆んどが蓄積時間でめる。又ｊ１
１１図の様に逆ペースＩｃｔＩＬを供給しない場合には
、更に蓄！１１時間が長くなシロラドによっては設定し
た導通時間の数倍以上に及ぶものがおる。この蓄積時間
は、Ｑｌの直流或流増１１１！率ｈＦｌと密な比例関係
がらり、かつｆｆ１度依存性が高いことが知られて因る
。

したがって、トランジスタの単体特性を３ｉ！足して使
用するか、または導通時間の変動を許容でさるようにト
ランスＴ−を大形に設計して使用しなければならない。

さらに蟻大の欠点は、この導通時間の変動と直流入力電
圧による自励発振周期の変化との相乗効果によって、そ
の出力電圧が大幅に変動することがめげられる。

上述したトランスＴ−の励磁電流と発車動作では、導通
時間を一定として説明したが、このようにトランジスタ
のロットによって蓄積時間すなわち導通時間が変動する
と、これによって励磁エネルギも変わるため、檀々な景
因によって出力電圧が変動することになる。このため出
力端に三端子レギュレータを用いた回路が便用されるも
のがめるが、関連する部品の耐圧、絶縁等級の向上、ｍ
失増大が必至となり、縄効率、小形ｔ！Ｍを％艮とする
スイッチングレギュレータにそぐわない。

本発明の目的は、トランスの励磁電流やトランジスタの
単体％注、温度％性ならびに直流入力電圧寺の影響を受
けず、安建な出力電圧を供耐できるブロッキング発振回
ｗ６を提供するにある。

本発明は、プロツキフグ発振の周期を定める２つのコン
デンサを有し、１つはＱｍの逆ベース電流源ｔ″ｇね、
他の１つは、主トランジスタＱＭの導通時間だけ直流電
源から充電々流が流れるように、スイッチ素子を介して
発振の周期を制御できるようにして、ブロッキング発振
回路の出力電圧を安定化させるものである。

以下、本発明の一実施例ｔ−第２図によシ１５！明する
。ブロッキング発振回路１において、１０６はダイオー
ド、１０７は第１のコンデンサ、１０３は１１２のコン
デンサ、１０８は抵抗、Ｑｇはトランジスタ等のスイッ
チ素子、１０９はベース電流制限用抵抗で、主トランス
ＴＭに設は友別巻繍ｎ、の端子Ａ、Ｂが接続されである
。

次に′本発明の詳細な説明する。ｉＩ流域源２から高抵
抗１０１ｔ−通ってコンデンサ１０３．１０７を充電し
、Ｑｌのベース電位がベース・エミッタ間電圧降下まで
高まって、Ｑｌがターンオンしはじめるのは従来回路と
同じである。起動時は、スイッチ系子Ｑｓがターンオフ
しているから、高抵抗１０１と第１のコンデンサ１０７
の時定数で定まる周期で発振が持続され、コンデンサ１
２の端子電圧Ｖ　ｃ　ｃが立上げられる。

制＃（ロ）路９が作動し、その駆動信号で主トランジス
タＱＭがスイッチングを始めると、主トランスＴＭの別
巻縁ｎ、からの信号によって、ＱＭのオフ期間に同期し
てスイッチ素子Ｑ、が導通を始め；ｂ、。

し’ｔＴ−がって、自励発掘の周期は第２のコンデンサ
１０３の光１を時間が支配的となる。１０３の充電は、
スイッチ系子Ｑａのオン期間の時だけ、高抵抗１０１を
通したｔｉ直流源２からの電流と、Ｑａのオフ期間に光
電された１０７の電荷が移動しで行なわれる。

こ−で、直ｔ＆電隊２の直流入力電圧が変化したときの
Ｖｃｃ　の安定化について第３図、第４図で飲明する。

直流人力電圧Ｖが第３図（ａ）のように■１の時、ＱＭ
のオン信号が（ｂ）のようにＴＯ）ｌ−１のオンデイユ
テイで駆ｗａＪされ、この時自励発振は１の属Ｍで繰返
えされる。コンデンサ１０３の端子電圧は（ｃ）ｃｏ！
つに、ＱＩＩのベース電位がそのベース・エミンタ間電
圧降ドになる。’＋　＋　　’＠でＱ、が導通し、充放
電が持続される。

次に電、以後、直流人力電圧ＶがＶｔ＞Ｖｔに変化した
とする。制御回路９＃′ｉ、出力を検出するゝ信号Ｖ−
でパルス幅制御がかけられ、Ｔｏｗ−１のようにオン期
間が狭められる。このためコンデンサ１０３の充電時間
が長くなって、周期Ｔ、〉Ｔ１　となってＶｃｃの変換
電力が減少される。

したがって、従来回路では第４図■の曲線のように、直
流入力電圧が上昇すると、巻線比で電圧が上がるのと、
Ｔｇの励磁電流の影響で駆動周波数が高められる結果、
ｖｃｃが比例関係で変化するのに対し、本発明では、曲
線■のように平坦な特性が得られる。

第２図で％　Ｑｉがターンオフした時、スイッチ素子Ｑ
−が導通している期間は、Ｔ−の励磁電流が抵抗１０８
．コンデンサ１ｏ７．スイッチ素子Ｑａ、抵抗１．０２
．：＋ンデ７ｔ１０３を通して流れるが、コンデンサ１
０７と１０３は、直流電源２からの充電々流に対して互
いに逆方向に充電されるから、コンデンサ容量をほぼ等
しくしておけば、従来方式のような自励発振の駆動周期
に影響を及ぼすことがなくなる。

本実施例では、直流入力電圧の変化に対する出力電圧Ｖ
ｃｃの安定化を説明してきたが、直流入力電圧が一定で
、負荷−が変動しても同様な効果が得られる。

すなわち、主トランスＴＭの負荷−流が増大する場合で
説明すると、ＱＭのオン期間が長くなるように制御され
るから、制御回路９の消費電力が増大し、ｖｃｃは低ド
しようとする。しかし、Ｑ−のオン期間も長くなるので
、コンデ／す１０３の光電時間が短−され、駆動周波数
が高められるので、ｖｃｃを上げるようになって安定化
される。

また別巻ｆｔ４”　ｍは主トランスＴ舅に設けているが
、ＱＭのベースＪＩＩＫＩＩｈ用に用りるトランスＴ１
にもうけて本上述と同様な効果を得ることができる。

本発明によれば、直流入力電圧や負荷変動にともなう主
トランジスタのオン信号で、ブロッキング発振の周期を
制御できるので、スイッチングレギュレータの制御回路
に電力を供給する補助電源回路の出力電圧を簡易に安定
化できる効果がある。

【図面の簡単な説明】 第１図は従来例を示すブロッキング発振回路、第２図は
本発明の実施例を示す回路図、第３図は直流入力電圧の
変化と出力安定化を説明する波形図、第４図は直流入力
電圧と出力電圧との関係図である。 Ｔ１・・・ブロッキング発儀用変圧器、ｎ、・・・帰還
巻線、ｎ虐・・・別巻線、１０１・・・高抵抗、９・・
・制御回路、１０６・・・励磁電流阻止用ダイオード、
１０３゜１０γ・・・コンデンサ、１０２，１０８・・
・タイミ／第１０

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、変圧器の人力４縁とスイッチング素子を直列に直流
   電源に接続して閉回路を形成し、咳変圧器に設けた帰還
   巻線出力を該スイッチング素子の制御＃Ｌ他に正帰還し
   て振動回路を構成し、かつ前記スイッチング素子の制御
   電極を高インピーダンス素子を介して前記直ｆＬｔｌＬ
   源に接続して自励発振回′ＮＺを構成し、前記変圧器の
   出力巻線から所望の出力を得るものにおいて、前記帰還
   巻線出力によってｓｔＩ記スイッチング本子の制御Ｉ４
   Ｉｗｔ憔を負極性に光磁される第１のコンデンサと第２
   のコンデンサを設け、第ｌのコンデンサは前記スイッチ
   ング素子の？１ｆｔｌ＃を極と主電惚関を通して放電で
   きる様にし、第２のコンデンサは＃記動インピーダンス
   と直列に設は友スイツナ本子を介して放電される様にし
   たことを％値とする自ＦＪＩＪ発振回路。 ２、特許請求の範囲第１項において、前記変圧器の出力
   巻線は、前記自励発振回路を含む電力変換装置、該電力
   変換装置の出力を一定に制御するための制御回路に電力
   の供給を行なうことを特徴とする自励発振回路。 ３、特ｊｆＦ＃１１求の範囲第１項又は第２項において
   、自励発振回路の第２のコンデンサと制インピーダンス
   素子の闇に設けるスイッチ素子は、前記電力変換装置の
   スイッチング動作と同期して４連、非４通が制御される
   ことを特徴とする自励発振回路。