JPS5870627A - 自励発振回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は自励発振回路に係シ、特にトランジスタを用い
たブロッキング発振回路で、トランジスタの単体特性や
温度特性に依らず、安定に発振動作を行ない得るブロッ
キング発振回路に関する。

従来のブロッキング発振回路の１例を第１図に示す。図
は１石フォワード型のスイッチングレギュレータであシ
、１はスイッチングレギュレータの出力を一定に制御す
る様に動作する制御回路９に電力を供給するブロッキン
グ発振回路であシ、変圧器Ｔｓ、Ｔｓに設けた巻線”！
　＋　ｎ６　＋　ｎ？、スイッチングトランジスタＱｓ
、高抵抗１０１、コンデンサ１０２、抵抗１０３．ＴＢ
のリセットを行うダイオード１０４と抵抗１０５から構
成される。

２は直流電源、ＴＭは主変圧器、’＋　　＋　”２はＴ
Ｍに設けた巻線、ＱＭは主スイツチングトランジスタ、
ＴＢはＱＭにベース電流を供給する変圧器、ｎ３　＋　
ｎ４はＴＢに設けた巻線、１０はベース電流制限抵抗、
３，４はＴＭのリセットを行うダイオードと抵抗、５は
出力整流ダイオード、６は平滑リアクトル７の電流を還
流するダイオード、８は出力平滑コンデンサである。

１石フォワード型スイッチングレギュレータの動作は広
く知られているので、動作の説明は省略し、ブロッキン
グ発振回路１について述べる。

直流電源２から、高抵抗１０１、コンデンサ１０２、抵
抗１０３、巻線”ａ　ｋ通してコンデンサ１０２が充電
され、コンデンサ１０２の電圧が上昇シて、Ｑｎのベー
ス、エミッタ間電圧降下と等しい電圧に至ると、１０１
を通る電流はＱ、のベース、エミッタを流れる様になる
。この電流によって直流電源２の電圧を阻止していたＱ
、のコレクタ電位が低下する。この電圧低下分が図示黒
丸を正極性として巻線ｎ、に印加され、Ｔｓの各巻線に
も図示黒丸を正極性とする電圧が誘起される。この電圧
によって帰還巻線ｎ６から抵抗１０３、コンデンサ１０
２．ＱＢのベース、エミッタ間に電流を流し、ＱＢをタ
ーンオンさせる。Ｑ、のターンオンにより、Ｔｓの出力
巻線ｎ７からダイオード１１を通してコンデンサ１２を
充電する。コンデンサ１２は、制御回路９に電力を供給
する平滑コンデンサである。

ここで、コンデンサ１０２が直流電源２と、巻線ｎ６ｙ
ｎ６の巻数比で定まる電圧値まで充電されるとＱ、のベ
ース電流がしゃ断され、Ｑｎはターンオフする。Ｑ、が
ターンオフすると、コンデンサ１０２は再び１０２を通
して充電され始め、ＱＢのベース、エミッタ間電圧まで
充電されるとＱ、をターンオンさせる。以上がブロッキ
ング発振回路１の動作である。しかし、ブロッキング発
振回路ｌは直流電源２の電圧と、トランジスタＱ、の単
体特性及び温度特性に大きく依存し、安定動作がむずか
しい。

１ず、直流入力電圧と発振動作の関係を述べる。

ＱＢの導通期間にＴｓ中に流れていた励磁電流が、ＱＢ
のターンオフに伴ってダイオード１０４、抵抗１０５に
放出される。この時、Ｔｓの各巻線には図示黒丸と逆方
向を正極性とする電圧が誘起する。この為、巻線ｎ６か
Ｑｎのエミッタ、ベース、コンデンサ１０２、抵抗１０
３を通る電流が流れる。従ってコンデンサ１０２は抵抗
１０１力為らの充電電流の他、Ｔｓ中に蓄積されていた
励磁電流によっても充電されることになり、ＱＢのベー
ス、エミッタ間電圧にまで充電される時間が変化するこ
とになる。

Ｔｓ中に流れる励磁電流は、Ｑ、のオン期間を一定とす
れば、直流電源の電圧が高い程大きくなり、ＱＢのター
ンオフ時にコンデンサ１０２を充電する励磁電流も大き
くなって、ブロッキング発振動作が安定しないことにな
る。

次に、ＱＢの単体特性と温度特性について述べる。最近
スイッチングレギュレータの小型化が進んでおり、ブロ
ッキング発振回路も小型化を図るため、ＱＢの導通時間
を短くしてＴｓの小型化を目指す方向にある。その為、
Ｑ、の導通時間は２〜３μ就程度に設定される場合が多
い。しかし、通常のトランジスタは、ベース電流がしゃ
断されてからターンオフするまでに１〜１．５μ％程度
を要し、この間の殆どが蓄積時間である。また、逆ベー
ス電流を供給しない場合には更に蓄積時間が長くなり、
ブロッキング発振回路で設定するＱ。

のオン時間の大部分がＱ、の蓄積時間で占められること
になる。蓄積時間はＱＢの直流電流増幅率ｈＦＥに大き
く依存し、ｈＦＥが大なる程蓄積時間は長くなる傾向に
ある。

また、トランジスタは、温度が高い程蓄積時間が長くな
る。

従って、高ｈＦＥのトランジスタを、高温時で使用する
様にブロッキング発振回路を設定すると、低ｈｙｇのト
ランジスタを、低温時に使用する時には、トランジスタ
のオン期間が狭まシ、必要とする出力電力が得られない
。また、低ｈＦＥのトランジスタを、低温時に使用する
様にブロッキング発振回路を設定すると、高ｈＦＥのト
ランジスタを、高温で使用する時は、トランジスタのオ
ン期間が長くなる為、この時に合せたトランスの設計が
必要となシ、Ｔｓの大型化を招く、、実験によれば、第
１図のブロッキング発振回路では、Ｑｉの蓄積時間が最
大の場合と最小の場合とで１０倍程度の変化があること
を確認している。トランジスタの蓄積時間は逆ベース電
流を供給する程短くなり、単体特性や温度特性の影響も
小さくなることが仰られている。しかし、第１図のブロ
ッキング発振回路は、逆ベース電流の供給ができないた
め、トランジスタの単体特性や温度特性による影響が大
きく、ブロッキング発振回路の設計がむずかしい欠点が
ある。

本発明の目的は変圧器の励磁電流や、トランジスタの単
体特性、温度特性の影響を受けず、安定に動作をし得る
プロンキング発振回路の提供にある。

本発明は、ブロッキング発振動作の安定化を図るには、
変圧器の励磁電流を変圧器に設けた帰還巻線に流さない
様にすることと、トランジスタに逆ベース電流を供給す
ることが必要であることを確認し、帰還巻線に励磁電流
が流れることを阻止するダイオードと、帰還巻線によっ
て充電され、放電時にトランジスタに逆ベース電流を流
すコンデンサを設け、ブロッキング発振動作の安定化を
実現したものである。

以下、本発明の一実施例を第２図によって説明する。

直流電源２から、高抵抗１０１を通した電流により、コ
ンデンサ１０９の０点は、抵抗１１０の電圧降下によっ
て生ずる電圧に、コンデンサ１０２は０点の電圧に、ダ
イオード１０８の電圧降下を加えた電圧値に、０点は、
０点の電圧にダイオード１０６の電圧降下を加えた電圧
値にまでそれぞれバイアスされることができる。しかし
、０点の電圧が、トランジスタＱａのベース、エミッタ
間電圧降下と等しくなった時以後、高抵抗１０１を通し
、ダイオード１０７を流れた電流は、ＱＢのベース、エ
ミッタ間を流れ、このベース電流によってＱ、のコレク
タ電圧が変化し、巻線ｎ、に図示黒丸を正極性とする電
圧が印加される。この動作によって、巻線ｎ６にも図示
黒丸を正極性とする電圧が誘起され１巻線ｎ６から抵抗
１０３、コンデンサ１０２．ダイオード１０８、コンデ
ンサ１０９、Ｑ、のベース、エミッタに電流を流し、Ｑ
Ｂｅターンオンする。この時、コンデンサ１０９に０点
を正極性に充電される。コンデンサ１０９は、巻線ｎ６
の出力によってコンデンサ１０２が充電されるに伴い、
抵抗１１０、Ｑｎのエミッタ、ベースを通して放電し始
め、この電流がＱＢの逆ペース電流となる。この逆ベー
ス電流値は、巻線ｎ、とｎ６の巻数比、コンデンサ１０
２と１０９の容量比及び抵抗１１０の値によって選定で
きる。

次に、ＱＢがターンオフすると、Ｔｓ中に流れていた励
磁電流がダイオード１０４．抵抗１０５を通して放出さ
れ、この時Ｔｓの各巻線には図示黒丸と逆方向を正極性
とする電圧が発生する。しかし、巻線ｎ６からの電流を
ダイオード１０７゜１０８によって阻止される為、Ｑｓ
のエミッタ及び抵抗１１０を通してコンデンサ１０２を
充電する電流は流ｔない。ＱＢのターンオフによって巻
線ｎ６に誘起した電圧は、直流電源２の電圧に加算され
、抵抗１０１に印加されるが、巻線ｎ６に誘起される電
圧は直流電源２の電圧の１／１０程度であシ、また電圧
が誘起されている時間も数μ（８）程度と短い為、ブロ
ッキング発振の動作には殆ど影響を与えない。

以上の動作から、コンデンサ１０９がら供給される逆ペ
ース電流によって、ＱＢの単体特性や、温度特性による
蓄積時間の影響を小さくできる。

−実験に依れば、本実施例の方式によってｌｏ。

ｍＡの逆ベース電流を流すことでｓ　Ｑｎの蓄積時間は
最大の場合と最小の場合とで１．５倍程度の変化しか無
く、従来の方式の１５％にまで蓄積時間の変化を押える
ことができた。

また、Ｑ、がターンオフする時、Ｔｓ中に流れていた励
磁電流は、ダイオード１０７，１０８によってコンデン
サ１０２を充電できず、巻線ｎ６にとって充電されたコ
ンデンサ１０２は、抵抗１０１を流れる電流によっての
み放電されることによシ、入力電圧や、ＱＢのオン時間
に依らず、安定にブロッキング発振の動作を行い得る。

以上の様に、本発明によればトランジスタの単体特性や
温度特性及び、入力電圧やトランジスタのオン時間に依
らず、安定に動作を行うブロッキング発振回路を簡単な
構成で実現できる。また。

トランジスタの単体特性や温度特性によるオン時間のば
らつきを小さくできるｔめ、変圧器Ｔｓの余裕を小さく
取った設計が所能であり、Ｔｓの小型化が図れる効果が
ある。

第３図に本発明によるブロッキング発振回路をスイッチ
ングレギュレータの制御回路用電源として適用した場合
の一実施例を示す。スイッチングレギュレータは一般に
、直流電源２が投入された時、制御回路１に電力の供給
は無く、トランジスタＱＭは動作できない。そこで、直
流電源２の投入によって自励発振を開始し、制御回路９
に電力の供給を行って、制御回路９を動作させる必要が
ある。この自励発振回路は、制御回路に電力の供給を行
うことから、安定した発振動作が要求される。発振動作
が不安定であると、制御回路用電源出力のリップル増大
、電力不足等を招く心配がある。

第３図に示すブロッキング発振回路１３は、第２図で説
明した通シ、安定に発振動作を行い得るため、スイッチ
ングレギュレータの制御回路に電力の供給を行う自励発
振回路として好適であシ、丑だ部品点数も少ないので、
この発振回路を用い／こスイッチングレギュレータの小
型、低廉化を図れる効果がある。

第４図に他の実施例を示す。本実施例は主変圧器ＴＭに
巻線ｎｓと、整流ダイオードＤεを設け、制御回路９か
らの信号によってＱＭが動作し始めると、巻線ｎｓから
も制御回路９に電力の供給が行なえる様にしたものであ
る。

制御回路９で必要とする電力の６０〜７０％はＱＭのベ
ースを１駆動する為のものであり、制御回路９からＱ、
にベース電流の供給が始まると、必要とする電力は倍増
する。そこで、ＱＭにベース電流の供給が始まり、Ｑ、
が動作し始めたら巻線ｎ３からも制御回路９に電力の供
給を行い、プロア′キング発振回路１３の負担を軽減し
、ブロッキング発振回路１３の小型化を図ったものであ
る。

第５図に他の実施例を示す。本実施例は第３図に示した
ブロッキング発振回路をスイッチングレギュレータの主
回路に適用し、制御回路９に電力Ｃ供給を行う回路の簡
素化を図ったものである。

図において、ダイオード１４．１５は、高抵抗１０１を
流れる電流を確実にＱ、のベースに流入させる為と、変
圧器ＴＢによってＱＭに逆ベース電流を流す回路全形成
させる為に設けたものである。

直流電源２が投入されると第２図で述べたと同様のブロ
ッキング発振によって、巻線ｎｇから制御回路９に電力
の供給がなされ、制御回路９が動作可能となる。

ここで、ブロッキング発振と、制御回路９によるＱｙの
動作との干渉について述べる。制御回路９が動作し、変
圧器ＴＢを介してＱＭにベース電流が供給されると、Ｑ
ｙがターンオンし、ｎＢからコンデンサ１０２を充電す
る電流が流れ、コンデンサ１０２は０点を正極性に充電
される。制御回路９の信号によって、Ｑ、がターンオフ
すると、コンデンサ１０２は高抵抗１０１を通して充電
されるが、この時、コンデンサ１０２が０点を正極性に
充電されている為、高抵抗１０１を流れる電流はダイオ
ード１０７，１０８には流れない。

高抵抗１０１を流れる電流によってコンデンサ１０２が
、０点を逆極性に、ダイオード１０８の電圧降下と同じ
電圧にまで逆充電されると、ダイオード１０８、抵抗１
１０に電流が流れ始めるが。

これよシも先に再び制御回路９からの信号によつ゛てＱ
Ｍがターンオンすると、コンデンサ１０２は０点を正極
性に再充電される。

以上のことから、ブロッキング発振の周波数よりも、制
御回路９からの発振周波数を高く選定しておけば、制御
回路９が動作し始めると共に、ブロッキング発振は自動
的に停止することになる。

また、制御回路９からの信号が停止すると、自動的にブ
ロッキング発振が開始される。

以上の様に、本実施例に依れば、制御回路９に電力の供
給を行う回路を主回路中の部品を利用して構成でき、部
品点数の低減や、回路の小型化を図れる効果がある。

本発明によれば、トランジスタに逆ベース電流を供給で
きるブロッキング発振回路にできるため、トランジスタ
の単体特性や温度特性によるトランジスタのオン時間の
ばらつきを従来の１５％程度にまで小さくできるため、
ブロッキング発振回路の設計に見込む余裕を小さくでき
、小型、低床な回路を実現できる効果がある。また、変
圧器の励磁電流が、トランジスタのベース電極に正帰還
をかける巻線に放出されず、入力電圧やトランジスタの
オン時間に依らず安定にブロッキング発振を行うため、
スイッチングレギュレータの制御回路に電力の供給を行
う回路として採用でき、スイッチングレギュレータ回路
の簡素化が図れる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のブロッキング発振回路の一例を示す図、
第２図は本発明の一実施例、第３図〜第５図は本発明を
スイッチングレギュレータの制御回路に電力の供給を行
う回路として適用した場合の実施例を示す図である。 Ｔｓ・・・ブロッキング発振用変圧器、ｎ、・・・帰還
巻線、１０１・・・高抵抗、９・・・制御回路、１０７
゜１’０８・・・励磁電流阻止用ダイオード、１０２・
・・第弔１図 １ １、−一　　　　　−、−Ｊ し−−−−−で一一−−」 ／−？

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、変圧器の入力巻線とスイッチング素子を直列に直流
   電源に接続して閉回路を形成し、該変圧器に設けた帰還
   巻線出力を該スイッチング素子の制御電極に正帰還して
   振動回路を構成し、且つ前記スイッチング素子の制御電
   極を高インピーダンス素子を介して前記直流電源に接続
   して自励発振回路を構成し、前記変圧器の出力巻線から
   所望の出力を得るものにおいて、前記帰還巻線出力によ
   って前記スイッチング素子の制御電極を負極性に充電さ
   れる第１のコンデンサと第２のコンデンサを設け、第１
   のコンデンサは前記スイッチング素子の制御電極と、主
   電柩間を通して放電できる様にし、第２のコンデンサは
   前記高インピーダンス素子によってのみ放電される様に
   したことを特徴とする自励発振回路。 ２、特許請求の範囲第１項において、前記変圧器の出力
   巻線は、前記自励発振回路を含む電力変換装置、該電力
   変換装置の出力を一定に制御するだめの制御回路に電力
   の供給を行うことを特徴とする自励発振回路。 ３、特許請求の範囲第２項において、前記自励発振回路
   は、前記電力変換装置が動作していない期間に前記制御
   回路に電力の供給を行い、前記電力変換装置が動作して
   いる期間は、該電力変換装置の出力と、前記自励発振回
   路の両方から前記制御回路に電力の供給を行う様にした
   ことを特徴とする自励発振回路。 ４、特許請求の範囲第１項において、前記変圧器は、前
   記自励発振回路を含む電力変換装置の主変圧器であり、
   該主変圧器は前記電力変換装置の負荷と、前記電力変換
   装置の出力を一定に制御する制御回路の両方に電力を供
   給し、前記スイッチング素子は前記自励発振回路と、前
   記制御回路のいずれの信号によっても動作し得る様にし
   たことを特徴とする自励発振回路。