JPS5932218Y2 - 直流直流変換回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、入出力電圧の地気間が絶縁され、かつ出力電
圧を一定に保つ直流直流変換回路に関するものである。

従来のこの種の回路は、第１図に示したように構成され
ている。

第１図に釦いて、１は入力電源、２は変成器、３は主ス
ィッチ素子、４，５は整流器、６は塞流線輪、７はコン
デンサ、８は出力負荷、９は抵抗、１０はコンデンサ、
１Ｆは駆動回路、１２は整流器、１３，１４，１５，１
６は抵抗、１７はツェナー整流器、１８はコンデンサ、
１９はトランジスタ、２０は誤差増幅器、２１は基準電
源、２２は整流器、２３はトランジスタである。

また入力電源１と変成器２の第１の巻線ｎ１と主スィッ
チ素子３が直列に接続されて釦９、主スィッチ素子３は
電界効果トランジスタの記号で図示したが、バイポーラ
トランジスタを用いても動作として同一である。

変成器２の第２の巻線ｎ２に整流用の整流器４と転流用
の整流器５が接続され、整流器４，５のカソードとコン
デンサ７の間に塞流線輪６が接続され、コンデンサ７と
並列に出力負荷８が接続されている。

主スィッチ素子３の導通と遮断の繰返しにより変成器２
の第２の巻線ｎ２に誘起する交流電圧を整流器４，５で
整流し、塞流線輪６とコンデンサ７で平滑し、出力負荷
８に直流電圧を供給する公知の回路形式である。

変成器２の第３の巻線ｎ３ と整流器２２とトランジス
タ２３が直列に接続され、誤差増幅器２０の出力がトラ
ンジスタ２３のベースに接続され、誤差増幅器２０の片
側の入力は基準電源２１と、他側の入力はコンデンサ７
の端子と接続されている。

変成器２の第４の巻線ｎ４はコンデンサ１０と抵抗９の
並列接続を通し、さらに整流器１２を通して駆動回路１
１の入力に接続され、駆動量路１１の出力は主スイツチ
素子３０制御電極、即ちゲート電極に接続されている。

変成器２の第４の巻線ｎ４は抵抗１６とコンデンサ１８
と直列に接続され、トランジスタ１９のベース・エミッ
タ間にコンデンサ１８が接続され、トランジスタ１９の
コレクタは整流器１２のアノード側に接続されている。

入力電源１と抵抗１５とツェナー整流器１７が直列に接
続され、ツェナー整流器１７のカソードと整流器１２の
アノード間に抵抗１４が接続されている。

抵抗１３は駆動回路１１０入力に接続されている。

次に、従来例の動作を第２図に示した動作波形を用いて
説明する。

第２図ａは変成器２の第１の巻線ｎ１ を流れる電流、
第２図すは主スィッチ素子３のドレインＤとソースＳ間
の電圧、第２図Ｃは整流器１２のアノード電圧、第２図
ｄは整流器２２を流れる電流である。

時刻１＝０で駆動回路１１の入力に所定の電圧が印加さ
れると、駆動回路１１の出力は主スィッチ素子３の制御
電極、即ちゲー）Ｇに主スィッチ素子３が飽和するため
に十分な電圧を与え、主スィッチ素子３が導通する。

この時、変成器２の第４の巻線ｎ４には正極性の電圧が
発生し、コンデンサ１０または抵抗９と整流器１２を通
して駆動回路１１の入力電圧をさらに増加させる正帰還
動作を釦こない、主スィッチ素子３は安定な導通状態と
なる。

この期間に、変成器２の第４の巻線ｎ４に誘起した電圧
は抵抗１６とコンデンサ１８により積分され、一定時間
後に、トランジスタ１９のベース・エミッタ間電圧がベ
ース電流を流すために十分な電圧に達すると、トランジ
スタ１９は時刻１＝１１で導通し、駆動回路１１の入力
を遮断するため、主スィッチ素子３が遮断される。

１＝０から１＝１１の期間には、変成器２の第１の巻線
ｎ１に流れる電流は第２図ａのように、出力負荷８に応
じて波高値が決り、主スィッチ素子３のドレイン・ソー
ス間電圧は第２図すの波形のようにほぼ零であう、整流
器１２のアノード電圧は第２図Ｃの波形のように、第２
図ａの波形を極性反転した波形に相似の波形となる。

１＝１１で主スィッチ素子３が遮断すると、変成器２の
第４の巻線ｎ４に逆起電圧が発生するため、整流器１２
のアノード電圧は負極性となる。

駆動回路１１に例えばコンプリメンタリＭＯ８を用いた
集積回路素子を用いると、その入力には負極性電圧を印
加できないため、整流器１２が接続され、駆動回路１１
の入力に正極性の電圧のみが印加される。

次に、ｔ＝０からｔ＝ｔ１の期間に、変成器２の第１の
巻線ｎ１に蓄積された励磁電流は、１＝１１以降に、変
成器２の第３の巻線ｎ３から整流器２２とトランジスタ
２３を通して放出される。

もしコンデンサ７の端子電圧、即ち出力電圧が基準電源
２１の電圧より高いと、誤差増幅器２０の出力電流が増
加し、トランジスタ２３のコレクタ・エミッタ間の導通
インピーダンスを減少させ、これにより変成器２の第３
の巻線ｎ３に流れる放出電流の放出時間を増大させ、ま
た上記出力電圧が基準電源２１の電圧より低いと逆の動
作となる。

第２図ｄの波形に示すように、変成器２の第３の巻線ｎ
３から流出する電流はほぼ直線的に減少し、時刻ｔ−ｔ
２で上記放出電流は零となる。

ｔ−１２以降に、変成器２のすべての巻線の電圧は巻線
間浮遊容量または主スィッチ素子３のドレイン・ソース
間容量等に蓄積された電荷を放出しながら零にもどる。

即ち、主スィッチ素子３のドレイン・ソース間電圧は第
２図すの波形のように入力電源１の端子電圧ＶＩＮに近
ずく、同時に変成器２の第４の巻線ｎ４の電圧も、第２
図Ｃの波形Ｃのように正極性側にもどる。

整流器１２のアノードの電位はツェナー整流器１７の端
子電圧と変成器２の第４の巻線ｎ４の電圧を抵抗１４と
抵抗９で分圧した値であり、かつ本実施例の直流直流変
換回路の起動条件より、変成器２の第４の巻線ｎ４の電
圧が零、即ち入力電源１が未接続の状態から、入力電源
１が接続された瞬間に、駆動回路１１の入力には所定の
電圧が印加されねば主スィッチ素子が導通して起動でき
ないため、時刻ｔ−ｔ３で変成器２の第４の巻線ｎ４の
電圧が零に近づいた時、駆動回路１１の入力に所定の電
圧が印加し、再び主スィッチ素子３を導通させ、上記動
作を繰返す。

前記のトランジスタ２３は出力負荷８に供給する出力電
圧に応じて変成器２の第３の巻線ｎ３に接続されるイン
ピーダンスを可変する可変インピーダンス素子であり、
上記出力電圧に応じて主スィッチ素子３の遮断期間が変
化するため、主スィッチ素子３の動作デユーティ比が変
化し、上記出力電圧が一定に保たれることは以上の説明
から明らかである。

次に、この従来の直流直流変換回路は、出力負荷８に供
給する出力電流が大きい場合には、前記のように正常動
作を釦こなうか、上記出力電流が低下すると、異常な動
作となることを第２図に示す波形によシ説明する。

第２図ａ′の波形は第２図ａの波形と同じ変成器２の第
１の巻線ｎ１に流れる電流、第２図ｂ′の波形は第２図
すの波形と同じ主スィッチ素子３のドレイン・ソース間
電圧、第２図Ｃ′の波形は第２図Ｃの波形Ｃと同じ整流
器１２のアノードの電圧、第２図ｄ′の波形は第２図ｄ
の波形と同じ整流器２２を流れる電流である。

出力負荷８に流れる出力電流が減少し、かつ出力電圧を
一定に保つためには、主スィッチ素子３の遮断期間を増
加してその動作デユーティ比を小さくしなければならな
いことは明らかである。

特に出力負荷８が著しく軽負荷状態となると、主スィッ
チ素子３が導通時に励磁した塞流線輪６の電流が主スィ
ッチ素子３の遮断期間内に完全に放出される動作となる
。

この場合には、主スィッチ素子３の動作デユーティ比を
著しく小さくしないと、出力電圧を一定に保てず、出力
電圧が所定の値より上昇してし１うことも公知である。

このような状態に釦いては、主スィッチ素子３の遮断期
間を増加させるため、可変インピーダンス素子であるト
ランジスタ２３のコレクタ・エミッタ間が極めて低イン
ピーダンスとなり、変成器２の第３の巻線ｎ３の電圧は
、主スィッチ素子３が遮断時に小さくなる。

時刻ｔ＝ｔ’１で主スィッチ素子３が遮断すると、トラ
ンジスタ２３のコレクタ・エミッタ間インピーダンスが
低いため、変成器２の各巻線に発生する逆起電圧は低く
なり、特に第２図の波形の点線で示すように、変成器２
の第４の巻線ｎ４に発生する電圧が零に近いと、抵抗１
４と抵抗９で決る整流器１２のアノード電圧はただちに
駆動回路１１を動作させるために必要なしきい値電圧ｖ
ｔｈに近ずく。

また第２図Ｃ′の波形の点線は、抵抗９、抵抗１４とコ
ンデンサ１０で決る時定数だけ上記しきい値電圧Ｖｔｈ
に達する遅れがあることを示している。

第２図Ｃ′の波形の点線で示したように、時刻１ ＝
１７．で駆動回路１１が動作して主スィッチ素子３を導
通させると、この時刻に釦いて、変成器２に蓄積された
励磁電流は、第３の巻線ｎ３を通して完全に放出されて
いないため、変成器２に励磁電流が蓄積された１ま再度
第１の巻線ｎ１から励磁されるので、変成器２の巻線に
極めて大きい直流電流が重畳してしまう。

第２図ａ’ ｙ ｂ’ ｅ ｃ’ ｐ ｔｆの波形にか
ける実線は正常であるべき動作波形を示し、点線は上記
異常動作波形を示す。

整流器２２、トランジスタ２３共に正常動作時には、小
電流用部品で十分であるが、上記異常時には大電流が流
れるため、極めて大きな電力が消費され、部品の破壊に
至る問題がある。

また上記異常状態にかいては、波形に示す点線のように
、主スィッチ素子３の動作デユーティ比が出力電圧を一
定に保つために必要な動作デユーティ比より犬きくなる
ため、出力電圧が著しく増加してし１う問題もある。

本考案は、上記従来例の欠点をすべて除去するため、変
成器２の励磁電流の放出終了期間を正確に検出できる手
段を設け、これにより前記放出終了期間内に主スィッチ
素子３を導通に移行させることがない新規な直流直流変
換器を提供するものである。

以下図面により実施例を詳細に説明する。第３図は、本
考案の１実施例を示したもので、第１図と同一符号のも
のは同一のものを示して訃り、また２４は変成器、２５
は電界効果トランジスタである。

この変成器２４は５個の巻線を有し、第１の巻線ｎ３１
、第２の巻線ｎ３□、第３の巻線ｎ３３、第４の巻線ｎ
３４は各々第１図に示した第１の巻線ｎ１、第２の巻線
ｎ２、第３の巻線ｎ３、第４の巻線ｎ４に各々対応して
釦り、各巻線の動作は全く同一である。

第５の巻線ｎ３５は電界効果トランジスタ２５のゲート
ＧとソースＳ間に接続され、電界効果トランジスタ２５
のドレインＤは駆動回路１１の入力に接続され、第１図
との他の違いは、抵抗９、コンデンサ１０、抵抗１３１
整流器１２が除去され、トランジスタ１９のコレクタが
直接駆動回路１１の入力に接続されていることである。

電界効果トランジスタ２５はエンハンスメント形のＭＯ
Ｓ）ランジスタであり、ゲート・ソース間電圧が零の時
はドレイン電流は零であり、ゲート・ソース間に正極性
の電圧が印加されるとドレイン電流が流れる特性を有す
る。

また主スィッチ素子３が導通時に釦いて、変成器２４の
第４の巻線ｎ３４に誘起す−る電圧を抵抗１６とコンデ
ンサ１８により積分し、所定の時間後にトランジスタ１
９を導通させて駆動回路１１の入力を遮断する。

主スィッチ素子３が１＝１１で遮断すると変成器２４の
第４の巻線ｎ３４に誘起する電圧は負極性となるためト
ランジスタ１９は遮断状態となる。

一方、主スィッチ素子３が導通時に釦いて、変成器２４
の第５の巻線ｎ３５には負極性の電圧が誘起しているた
め、電界効果トラ−ンジスタ２５のゲート・ソース間に
は逆バイアス電圧が印加され、電界効果トランジスタ２
５は遮断状態にある。

主スィッチ素子３が遮断時には、変成器２４の第３の巻
線ｎ３３を通して変成器２４の励磁電流が放出される。

この期間に訃いては、変成器２４の第５の巻線ｎ３５に
は正極性の電圧が誘起しているため、電界効果トランジ
スタ２５は導通状態を保ち、駆動回路１１の入力の遮断
状態を保つ。

変成器２４の第３の巻線ｎ３３から上記励磁電流が完全
に放出されると、変成器２４の第５の巻線ｎ３５の誘起
電圧は零に近すき、電界効果トランジスタ２５は遮断状
態に変り、抵抗１４を通して駆動回路１１の入力に所定
の動作電圧が印加され、主スィッチ素子３を導通させる
。

本考案によれば、変成器２４の第３の巻線ｎ３３から励
磁電流が放出されている限シ、電界効果トランジスタ２
５のゲート・ソース間には正極性の電圧が印加されてい
るため、出力負荷８に流れる出力電流が著しく減少して
も、本実施例の回路の動作は第２図のａ’ 、 ｔ／
、 ｃ’ 、 ｄ’の波形のように、正常な動作が得ら
れることは明らかである。

さらに、変成器２４の第４の巻線ｎ３４に接続された抵
抗１６は比較的高抵抗で十分であり、変成器２４の第５
の巻線ｎ３５に接続された電界効果トランジスタ２５の
ゲート・ソース間の抵抗はほぼ無限大であるため、主ス
ィッチ３が遮断時に変成器２４の第３の巻線ｎ３３以外
の巻線に流れる電流はほとんどなく、変成器２４の励磁
電流はトランジスタ２３により正確に放出され、出力電
圧を安定化する制御特性が向上する利点もある。

また本考案の実施例では、主スィッチ素子３の導通期間
を設定するため、抵抗１６、コンデンサ１８とトランジ
スタ１９で構成される回路を用いたが、機能は時限回路
の機能と同一であり、変成器２４の第４の巻線ｎ３４か
ら起動信号を受け、任意の設定時間後に出力信号を出す
モノマルチバイブレーク等の時限回路を用いても、本考
案による効果は変らぬことは明らかである。

さらにトランジスタ１９のコレクタの導通・遮断信号ま
たは前記時限回路の出力、釦よび電界効果トランジスタ
２５のドレイン電極の導通・遮断信号共に導通が０″、
遮断が”１′″の論理信号として扱うことができること
は明らかである。

したがって、第３図ではトランジスタ１９のコレクタ信
号とトランジスタ２５のドレイン信号トのＡＮＤ（論理
積）信号を駆動回路１１に入力していることと同一であ
る。

以上説明したように、本考案によれば、変成器に設けた
第５の巻線に誘起する電圧をエン・・ンスメント形ＭＯ
８電痒効果トランジスタで検出して、主スィッチ素子の
駆動を制御することにより、変成器の励磁電流の放出期
間に主スィッチ素子を確実に遮断でき、さらに上記励磁
電流が変成器の第３の巻線以外の巻線から放出されない
ことにより、本考案による直流直流変換回路は安定な動
作と優れた制御特性が得られる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来の直流直流変換回路の回路図、第２図は
、第１図の動作を説明するための動作波形を示した図、
第３図は、本考案の実施例の回路図である。 １・・・入力電源、３・・・主スィッチ素子、４，５゜
２２・・・整流器、６・・・塞流線輪、７，１８・・・
コンデンサ、８・・・出力負荷、１４，１５，１６・・
・抵抗、１１・・・駆動回路、１７・・・ツェナー整流
器、２０・・・誤差増幅器、２１・・・基準電源、１９
．２３・・・トランジスタ、２５・・・電界効果トラン
ジスタ、２４・・・変成器。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 第１、第２、第３、第４、第５の巻線を有する変成器と
   、 直流の入力電源と前記第１の巻線とに直列に接続され、
   直流入力電源から第１の巻線への電流を断続させるため
   繰り返し導通・遮断する主スィッチ素子と、 前記第２の巻線に発生する交流電圧を整流・平滑し直流
   出力電圧を出力負荷に供給する回路と、前記第３の巻線
   に接続され、かつ、前記直流出力電圧と基準電圧との誤
   差電圧によりインピーダンスが制御される可変インピー
   ダンス素子と、前記主スィッチ素子の導通・遮断を制御
   する制御回路とを有し、 その制御回路は、前記第４の巻線に誘起する信号を入力
   とし前記主スィッチ素子が導通してから一定時間後に前
   記主スィッチ素子を遮断させる信号を発生する時限回路
   と、前記第５の巻線に誘起する信号が入力されている間
   前記主スィッチ素子への導通信号を阻止する、前記時限
   回路の出力に接続されたエンハンスメント形の電界効果
   トランジスタとを備えていることを特徴とする直流直流
   変換回路。