JPH0611189B2 - スイッチング制御型電源回路 - Google Patents
スイッチング制御型電源回路Info
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- JPH0611189B2 JPH0611189B2 JP57060142A JP6014282A JPH0611189B2 JP H0611189 B2 JPH0611189 B2 JP H0611189B2 JP 57060142 A JP57060142 A JP 57060142A JP 6014282 A JP6014282 A JP 6014282A JP H0611189 B2 JPH0611189 B2 JP H0611189B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
- H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明はターンオフタイミング制御型のスイッチング制
御型電源回路に関する。
御型電源回路に関する。
（ロ）従来の技術 従来、スイッチング制御型電源回路には、外部駆動回路
やドライブトランスを必要としない等の点からブロッキ
ング発振型のものが実現されており、このブロッキング
発振型のものは制御方式によって種々のタイプに分かれ
ている。その一つに特開昭５６−１４５７７５号に示さ
れるターンオフタイミング制御型の回路があり、本出願
人は更にこれを改良したものとして第１図の電源回路を
先に提案した。
やドライブトランスを必要としない等の点からブロッキ
ング発振型のものが実現されており、このブロッキング
発振型のものは制御方式によって種々のタイプに分かれ
ている。その一つに特開昭５６−１４５７７５号に示さ
れるターンオフタイミング制御型の回路があり、本出願
人は更にこれを改良したものとして第１図の電源回路を
先に提案した。
第１図の電源回路は大別すると、入力整流部１と、ブロ
ッキング発振部２と、コンバータトランス３と、誤差検
出部４と、制御回路部５と、出力調整部６から構成され
ており、基本的には次の動作を行う。即ち、電源スイッ
チSWの投入時に入力整流部１から起動電流Isをスイッチ
ングトランジスタTR4のベースに供給してブロッキング
発振部２を駆動し、起動後の定常状態では制御回路部５
によって上記スイッチングトランジスタTR4のターンオ
フタイミングを、誤差検出部４の出力に応じて制御する
ようになっている。そのうち特にスイッチングトランジ
スタTR4をターンオフさせる際の動作は次のとおりであ
る。
ッキング発振部２と、コンバータトランス３と、誤差検
出部４と、制御回路部５と、出力調整部６から構成され
ており、基本的には次の動作を行う。即ち、電源スイッ
チSWの投入時に入力整流部１から起動電流Isをスイッチ
ングトランジスタTR4のベースに供給してブロッキング
発振部２を駆動し、起動後の定常状態では制御回路部５
によって上記スイッチングトランジスタTR4のターンオ
フタイミングを、誤差検出部４の出力に応じて制御する
ようになっている。そのうち特にスイッチングトランジ
スタTR4をターンオフさせる際の動作は次のとおりであ
る。
即ち、スイッチングトランジスタTR4のオン時にはその
コレクタ・エミッタ間に流れる電流Iiによって電流検出
用抵抗R11の上端側のＥ点に時間につれて増大する負電
圧（L0が基準ライン）が生じる。
コレクタ・エミッタ間に流れる電流Iiによって電流検出
用抵抗R11の上端側のＥ点に時間につれて増大する負電
圧（L0が基準ライン）が生じる。
ここで、スイッチングトランジスタTR4のオフ期間に制
御トランジスタTR2もオフとなるように抵抗R5，R7，R8
の値を設定することにより、制御回路部５内のターンオ
フ用コンデンサC5は、スイッチングトランジスタTR4の
オフ期間に図示の経路で流れる電流Irによって図示の極
性で充電され、第２の制御トランジスタTR2のエミッタ
即ちＭ点の電位は上記コンデンサC5の電圧と先のＥ点の
電位を加算した負電位である。従って、このＭ点の電位
が時間につれて低下していくことになる。
御トランジスタTR2もオフとなるように抵抗R5，R7，R8
の値を設定することにより、制御回路部５内のターンオ
フ用コンデンサC5は、スイッチングトランジスタTR4の
オフ期間に図示の経路で流れる電流Irによって図示の極
性で充電され、第２の制御トランジスタTR2のエミッタ
即ちＭ点の電位は上記コンデンサC5の電圧と先のＥ点の
電位を加算した負電位である。従って、このＭ点の電位
が時間につれて低下していくことになる。
一方、誤差検出トランジスタTR1のコレクタとラインL0
の間に接続された抵抗R7，R8の間の分圧中点Ｎは、上記
ラインL0に対して検出電圧取出用のコンデンサC3の両端
間電圧に応じた負電圧となっている。このため、先のＭ
点がこのＮ点の電位よりも低下したときに、制御トラン
ジスタTR2がオンとなってTR3もオンとなり、これによっ
て前記ターンオフ用コンデンサC5を電源としてスイッチ
ングトランジスタTR4のベース、エミッタ間に逆バイア
ス電流Idが流れ、このトランジスタをターンオフさせる
わけである。
の間に接続された抵抗R7，R8の間の分圧中点Ｎは、上記
ラインL0に対して検出電圧取出用のコンデンサC3の両端
間電圧に応じた負電圧となっている。このため、先のＭ
点がこのＮ点の電位よりも低下したときに、制御トラン
ジスタTR2がオンとなってTR3もオンとなり、これによっ
て前記ターンオフ用コンデンサC5を電源としてスイッチ
ングトランジスタTR4のベース、エミッタ間に逆バイア
ス電流Idが流れ、このトランジスタをターンオフさせる
わけである。
なお、上記動作において、前記検出電圧取出用のコンデ
ンサC3の両端間電圧は、スイッチングトランジスタTR4
のオフ時にコンバータトランス３の帰還巻線NBのc-e間
に発生する電圧がダイオードD6と上記コンデンサC3によ
って整流平滑されることによって得られる。
ンサC3の両端間電圧は、スイッチングトランジスタTR4
のオフ時にコンバータトランス３の帰還巻線NBのc-e間
に発生する電圧がダイオードD6と上記コンデンサC3によ
って整流平滑されることによって得られる。
（ハ）発明が解決しようとする課題 上述の従来回路において、まず、スイッチングトランジ
スタTR4をターンオフさせるには、電流Iiが流れている
状態で逆バイアス電流Idを流すわけであるが、この両電
流Ii,Idは電流検出用抵抗R11を互いに逆方向に流れる。
このため、Iiに打勝ってIdを流すには、帰還巻線NBのc-
d間の巻数を大きくしてターンオフ用コンデンサC5の充
電電圧を十分大きくする必要がある。しかし、この場合
には制御トランジスタTR2のエミッタの直流バイアス電
位が低くなるので、このトランジスタTR2がＥ点の電位
低下によってオンしやすくなり、電源回路のレギュレー
ション範囲が狭くなってしまう。
スタTR4をターンオフさせるには、電流Iiが流れている
状態で逆バイアス電流Idを流すわけであるが、この両電
流Ii,Idは電流検出用抵抗R11を互いに逆方向に流れる。
このため、Iiに打勝ってIdを流すには、帰還巻線NBのc-
d間の巻数を大きくしてターンオフ用コンデンサC5の充
電電圧を十分大きくする必要がある。しかし、この場合
には制御トランジスタTR2のエミッタの直流バイアス電
位が低くなるので、このトランジスタTR2がＥ点の電位
低下によってオンしやすくなり、電源回路のレギュレー
ション範囲が狭くなってしまう。
又、制御トランジスタTR2のエミッタの直流バイアス電
位はターンオフ用コンデンサC5の充電電圧によって決ま
るが、この充電電圧は帰還巻線NBから得ているので安全
に一定になっていない。このため、入力電源電圧や出力
整流部６の負荷状態が変化してスパイクノイズ等が発生
した場合に、上記直流バイアス電位が変化し、したがっ
て、電源回路のレギュレーション特性が悪くなる。
位はターンオフ用コンデンサC5の充電電圧によって決ま
るが、この充電電圧は帰還巻線NBから得ているので安全
に一定になっていない。このため、入力電源電圧や出力
整流部６の負荷状態が変化してスパイクノイズ等が発生
した場合に、上記直流バイアス電位が変化し、したがっ
て、電源回路のレギュレーション特性が悪くなる。
本発明は上述の点に鑑み為されたものであり、レギュレ
ーション範囲が広く且つレギュレーション特性がよいス
イッチング制御型電源回路を提供するものである。
ーション範囲が広く且つレギュレーション特性がよいス
イッチング制御型電源回路を提供するものである。
（ニ）課題を解決するための手段 本発明は直流入力に対してコンバータトランス３の入力
巻線N1とスイッチングトランジスタTR4のコレクタ、エ
ミッタ筋路と電流検出用抵抗R11をこの順に直列に接続
し、前記トランス３の帰還巻線NBの両端電圧にて動作す
る誤差検出部４で前記スイッチングトランジスタTR4を
制御することにより前記トランス３の出力巻線に接続さ
れた出力整流部６から安定化直流電源を取出すスイッチ
ング制御型電源回路において、 前記スイッチングトランジスタTR4のエミッタと前記検
出用抵抗R11の間に一端が接続され且つ他端が前記スイ
ッチングトランジスタTR4のベースに接続されるととも
に、前記帰還巻線NB若しくはこの帰還巻線NBと連接して
設けられ補助巻線NSにより充電されるターンオフ用コン
デンサC5と、 前記ターンオフ用コンデンサC5と前記スイッチングトラ
ンジスタTR4のベースとの間に接続された第１の制御ト
ランジスタTR3と、 前記第１の制御トランジスタTR3のオン・オフを行う第
２の制御トランジスタTR2と、 前記第２の制御トランジスタTR2のエミッタと前記検出
用抵抗R11の前記直流入力側の接続端との間に配設さ
れ、前記スイッチングトランジスタTR4のオフ時に前記
帰還巻線NBまたは補助巻線NSから得る電圧によって充電
されるバイアス用コンデンサC20と、 前記バイアス用コンデンサC20と並列と接続されたツェ
ナーダイオードD20とを備え、 前記第２の制御トランジスタTR2のベースに前記誤差検
出部４にて制御される可変直流電圧を印加し、前記検出
用抵抗R11に発生する電圧が前記可変直流電圧によって
決まる所定値に達した際に、前記第２の制御トランジス
タTR2が導通して第２の制御トランジスタTR3をオンせし
め、この第１制御トランジスタTR3を介して前記ターン
オフ用コンデンサC5に充電された電圧が前記スイッチン
グトランジスタTR4のベース、エミッタ間に印加され、
それによって該トランジスタTR4を遮断せしめるようし
てなるスイッチング制御型電源回路である。
巻線N1とスイッチングトランジスタTR4のコレクタ、エ
ミッタ筋路と電流検出用抵抗R11をこの順に直列に接続
し、前記トランス３の帰還巻線NBの両端電圧にて動作す
る誤差検出部４で前記スイッチングトランジスタTR4を
制御することにより前記トランス３の出力巻線に接続さ
れた出力整流部６から安定化直流電源を取出すスイッチ
ング制御型電源回路において、 前記スイッチングトランジスタTR4のエミッタと前記検
出用抵抗R11の間に一端が接続され且つ他端が前記スイ
ッチングトランジスタTR4のベースに接続されるととも
に、前記帰還巻線NB若しくはこの帰還巻線NBと連接して
設けられ補助巻線NSにより充電されるターンオフ用コン
デンサC5と、 前記ターンオフ用コンデンサC5と前記スイッチングトラ
ンジスタTR4のベースとの間に接続された第１の制御ト
ランジスタTR3と、 前記第１の制御トランジスタTR3のオン・オフを行う第
２の制御トランジスタTR2と、 前記第２の制御トランジスタTR2のエミッタと前記検出
用抵抗R11の前記直流入力側の接続端との間に配設さ
れ、前記スイッチングトランジスタTR4のオフ時に前記
帰還巻線NBまたは補助巻線NSから得る電圧によって充電
されるバイアス用コンデンサC20と、 前記バイアス用コンデンサC20と並列と接続されたツェ
ナーダイオードD20とを備え、 前記第２の制御トランジスタTR2のベースに前記誤差検
出部４にて制御される可変直流電圧を印加し、前記検出
用抵抗R11に発生する電圧が前記可変直流電圧によって
決まる所定値に達した際に、前記第２の制御トランジス
タTR2が導通して第２の制御トランジスタTR3をオンせし
め、この第１制御トランジスタTR3を介して前記ターン
オフ用コンデンサC5に充電された電圧が前記スイッチン
グトランジスタTR4のベース、エミッタ間に印加され、
それによって該トランジスタTR4を遮断せしめるようし
てなるスイッチング制御型電源回路である。
（ホ）作用 本発明は前記第２の制御トランジスタTR2のベースに可
変直流電圧を印加し、前記検出用抵抗R11に発生する電
圧が上記可変直流電圧によって決まる所定値に達した際
に、上記第２の制御トランジスタTR2が導通して第１の
制御トランジスタTR3をオンせしめ、この第１の制御ト
ランジスタTR3を介して前記ターンオフ用コンデンサC5
に充電された電圧が前記スイッチングトランジスタTR4
のベース、エミッタ間に印加され、それによって該トラ
ンジスタTR4を遮断せしめるように作用する。
変直流電圧を印加し、前記検出用抵抗R11に発生する電
圧が上記可変直流電圧によって決まる所定値に達した際
に、上記第２の制御トランジスタTR2が導通して第１の
制御トランジスタTR3をオンせしめ、この第１の制御ト
ランジスタTR3を介して前記ターンオフ用コンデンサC5
に充電された電圧が前記スイッチングトランジスタTR4
のベース、エミッタ間に印加され、それによって該トラ
ンジスタTR4を遮断せしめるように作用する。
（ヘ）実施例 第２図は本発明電源回路の一実施例を示しており、第１
図との対応部分には同一符号を付している。この実施例
に於いて特徴とするのは、ブロッキング発振部２と制御
回路部５の次の構成である。
図との対応部分には同一符号を付している。この実施例
に於いて特徴とするのは、ブロッキング発振部２と制御
回路部５の次の構成である。
即ち、まず第１の特徴は、ブロッキング発振部２の電流
検出用抵抗R11の上端側のＥ点と、検出電圧取出用コン
デンサC3とダイオードD6の接続中点Ｆとの間にツェナー
ダイオードD20と抵抗R20を直列に接続し、その接続中点
Ｇを制御トランジスタTR2のエミッタに接続し且つ、上
記ツェナーダイオードD20と並列に直流バイアス用のコ
ンデンサC20を接続した点である。
検出用抵抗R11の上端側のＥ点と、検出電圧取出用コン
デンサC3とダイオードD6の接続中点Ｆとの間にツェナー
ダイオードD20と抵抗R20を直列に接続し、その接続中点
Ｇを制御トランジスタTR2のエミッタに接続し且つ、上
記ツェナーダイオードD20と並列に直流バイアス用のコ
ンデンサC20を接続した点である。
次に第２の特徴は、前記制御回路部５の第２の制御トラ
ンジスタTR2のコレクタにベースが接続された他方の制
御トランジスタTR3のコレクタを抵抗R10を介してターン
オフ用のコンデンサC5とダイオードD7の接続中点Ｈに接
続した点である。
ンジスタTR2のコレクタにベースが接続された他方の制
御トランジスタTR3のコレクタを抵抗R10を介してターン
オフ用のコンデンサC5とダイオードD7の接続中点Ｈに接
続した点である。
なお、制御トランジスタTR2のベースは第１図と同一構
成の誤差検出部４のＮ点に接続されており、その他の構
成も第１図の場合と全く同一である。
成の誤差検出部４のＮ点に接続されており、その他の構
成も第１図の場合と全く同一である。
また、スイッチングトランジスタTR4のコレクタに接続
されたコンデンサC6と抵抗R15は、このTR4のオフ時に入
力巻線N1に発生する電圧の波形整形用のものである。ま
た、上記トランジスタTR4のエミッタ側に挿入された抵
抗R14は、このR4のターンオフを早めるための電流帰還
用のものである。
されたコンデンサC6と抵抗R15は、このTR4のオフ時に入
力巻線N1に発生する電圧の波形整形用のものである。ま
た、上記トランジスタTR4のエミッタ側に挿入された抵
抗R14は、このR4のターンオフを早めるための電流帰還
用のものである。
さて、この実施例において、スイッチングトランジスタ
TR4の起動からターンオンまでの動作は第１図の場合と
同じであるから説明を省略し、本発明にとって重要であ
る定常状態でのターンオフを動作を中心に説明する。
TR4の起動からターンオンまでの動作は第１図の場合と
同じであるから説明を省略し、本発明にとって重要であ
る定常状態でのターンオフを動作を中心に説明する。
先ず、定常状態に於いて、スイッチングトランジスタTR
4のターンオフ時は、このトランジスタ及び入力巻線N1
を通って第１図の場合と同様の電流Ii(第４図ニ)が流
れ、この電流IiによってＥ点にラインL0を基準点とする
負電位が発生し、この負電位は時間につれて増大する。
4のターンオフ時は、このトランジスタ及び入力巻線N1
を通って第１図の場合と同様の電流Ii(第４図ニ)が流
れ、この電流IiによってＥ点にラインL0を基準点とする
負電位が発生し、この負電位は時間につれて増大する。
一方、検出電圧取出用のコンデンサC3の両端間には、ス
イッチングトランジスタTR4のオフ期間に帰還巻線NBのc
-e間に発生する電圧(第４図ホ)をダイオードD6にて整流
平滑して得る直流電圧が保持されており、且つバイアス
用コンデンサC20により、入力電源電圧や出力整流部６
の負荷状態の変化によるスパイクノイズ等が平滑され、
コンデンサC3の直流電圧を電源としてツェナーダイオー
ドD20で決まる電圧値まで図示の極性に充電されてい
る。即ち、制御トランジスタTR2のエミッタ即ちＧ点の
電位は、先のＥ点の電位に上記コンデンサC20の電圧を
加算したものである。
イッチングトランジスタTR4のオフ期間に帰還巻線NBのc
-e間に発生する電圧(第４図ホ)をダイオードD6にて整流
平滑して得る直流電圧が保持されており、且つバイアス
用コンデンサC20により、入力電源電圧や出力整流部６
の負荷状態の変化によるスパイクノイズ等が平滑され、
コンデンサC3の直流電圧を電源としてツェナーダイオー
ドD20で決まる電圧値まで図示の極性に充電されてい
る。即ち、制御トランジスタTR2のエミッタ即ちＧ点の
電位は、先のＥ点の電位に上記コンデンサC20の電圧を
加算したものである。
従って、スイッチングトランジスタTR4のオン時には、
第１図の場合と同様に、検出電圧取出用のコンデンサC3
のＦ点の電位に応じた第２の制御トランジスタTR2のベ
ース電位(第４図リのVN)に対して、そのエミッタ電位
(同図リのVG)が時間につれて低下していく。それゆえ、
この場合も第１図の回路と同様に上記エミッタ電位VGが
ベース電位VNよりも低下して時点で、第２制御トランジ
スタTR2がオンになり、第１制御トランジスタTR3もオン
になる。このようにして第１制御トランジスタTR3がオ
ンすると、ターンオフ期間に帰還巻線NBのc-d間に発生
する電圧をダイオードD7にて整流平滑して得る直流電圧
が保持されているターンオフ用コンデンサC5の放電にて
図示の経路（ターンオフ用コンデンサC5→抵抗R14→ス
イッチングトランジスタTR4のエミッタ・ベース間→制
御トランジスタTR3→抵抗R10→上記コンデンサC5で逆バ
イアス電流(Id)が流れ、これによって第１図の場合と同
様にスイッチングトランジスタTR4がターンオフするわ
けである。
第１図の場合と同様に、検出電圧取出用のコンデンサC3
のＦ点の電位に応じた第２の制御トランジスタTR2のベ
ース電位(第４図リのVN)に対して、そのエミッタ電位
(同図リのVG)が時間につれて低下していく。それゆえ、
この場合も第１図の回路と同様に上記エミッタ電位VGが
ベース電位VNよりも低下して時点で、第２制御トランジ
スタTR2がオンになり、第１制御トランジスタTR3もオン
になる。このようにして第１制御トランジスタTR3がオ
ンすると、ターンオフ期間に帰還巻線NBのc-d間に発生
する電圧をダイオードD7にて整流平滑して得る直流電圧
が保持されているターンオフ用コンデンサC5の放電にて
図示の経路（ターンオフ用コンデンサC5→抵抗R14→ス
イッチングトランジスタTR4のエミッタ・ベース間→制
御トランジスタTR3→抵抗R10→上記コンデンサC5で逆バ
イアス電流(Id)が流れ、これによって第１図の場合と同
様にスイッチングトランジスタTR4がターンオフするわ
けである。
即ち、ツェナーダイオードD20によって決まり且つバイ
アス用コンデンサC20に充電される電圧分だけＧ点の電
位はバイアスされるために、入力電圧若しくは出力整流
部６の負荷状態が変化してもバイアス電圧は一定であ
り、またターンオフ用コンデンサC5の充電電圧にもよら
ない。
アス用コンデンサC20に充電される電圧分だけＧ点の電
位はバイアスされるために、入力電圧若しくは出力整流
部６の負荷状態が変化してもバイアス電圧は一定であ
り、またターンオフ用コンデンサC5の充電電圧にもよら
ない。
なお、定常状態におけるスイッチングトランジスタTR4
のターンオンは、オフ期間に入力巻線N1のインダクタン
スと分布容量によって生じる共振電流が電流Iiの方向に
反転することによって達成され、再びターンオフされる
までオン状態を持続する。
のターンオンは、オフ期間に入力巻線N1のインダクタン
スと分布容量によって生じる共振電流が電流Iiの方向に
反転することによって達成され、再びターンオフされる
までオン状態を持続する。
又、スイッチングトランジスタTR4のオン時における正
帰還電流Ifは正帰還電流制限回路SKを介して図示の経路
を流れる。そして、入力電源電圧や出力整流部６の負荷
状態が変化した場合に、検出電圧取出用のコンデンサC3
のＦの電圧が変化し、それによってＮ点の電位が変化す
るから、制御トランジスタTR2のターンオンタイミング
が変化する。従って、スイッチングトランジスタTR4の
ターンオフタイミング即ちオン期間幅が変化して出力調
整部６から取り出される直流電圧が一定になるように制
御される。
帰還電流Ifは正帰還電流制限回路SKを介して図示の経路
を流れる。そして、入力電源電圧や出力整流部６の負荷
状態が変化した場合に、検出電圧取出用のコンデンサC3
のＦの電圧が変化し、それによってＮ点の電位が変化す
るから、制御トランジスタTR2のターンオンタイミング
が変化する。従って、スイッチングトランジスタTR4の
ターンオフタイミング即ちオン期間幅が変化して出力調
整部６から取り出される直流電圧が一定になるように制
御される。
又、各部の電流電圧波形は第４図に示すとおりである。
第３図は他の実施例を示し、先の第２図とは次の２点で
相違する。一点は、帰還巻線NBに対して図示の極性にな
るよう、補助巻線NSを設け、この巻線のｄ’端にターン
オフ用コンデンサC5を充電するための整流用ダイオード
D7のカソード側を接続した点である。
相違する。一点は、帰還巻線NBに対して図示の極性にな
るよう、補助巻線NSを設け、この巻線のｄ’端にターン
オフ用コンデンサC5を充電するための整流用ダイオード
D7のカソード側を接続した点である。
又、もう一点は、バイアス用コンデンサC20の下端側の
Ｇ点を抵抗R21を介して上記帰還巻線NBのｅ端に接続し
た点である。即ち、この実施例ではスイッチングトラン
ジスタTR4のオン時に上記補助巻線NSに生じる電圧によ
ってターンオフ用コンデンサC5を充電するとともに、バ
イアス用コンデンサC20の充電をスイッチングトランジ
スタTR4のオフ時に生じる帰還巻線NBの電圧によって充
電しているわけである。この場合の動作も第２図と同じ
である。なお、上述の２つの実施例において、制御トラ
ンジスタTR2のエミッタの直流バイアス電位を低く設定
できる場合は、第２図の抵抗R20のＦ点側の一端をＨ点
に接続してもよい。
Ｇ点を抵抗R21を介して上記帰還巻線NBのｅ端に接続し
た点である。即ち、この実施例ではスイッチングトラン
ジスタTR4のオン時に上記補助巻線NSに生じる電圧によ
ってターンオフ用コンデンサC5を充電するとともに、バ
イアス用コンデンサC20の充電をスイッチングトランジ
スタTR4のオフ時に生じる帰還巻線NBの電圧によって充
電しているわけである。この場合の動作も第２図と同じ
である。なお、上述の２つの実施例において、制御トラ
ンジスタTR2のエミッタの直流バイアス電位を低く設定
できる場合は、第２図の抵抗R20のＦ点側の一端をＨ点
に接続してもよい。
（ト）発明の効果 上述の如く本発明によれば第２制御トランジスタTR2の
エミッタの直流バイアス用のコンデンサC20をターンオ
フ用コンデンサC5とは別に設けることにより、第２制御
トランジスタTR2のベースに対してエミッタの電位を比
較的高く設定できるため電源回路のレギュレーション範
囲を広くできる。
エミッタの直流バイアス用のコンデンサC20をターンオ
フ用コンデンサC5とは別に設けることにより、第２制御
トランジスタTR2のベースに対してエミッタの電位を比
較的高く設定できるため電源回路のレギュレーション範
囲を広くできる。
又、前記直流バイアス用のコンデンサC20と並列にツェ
ナーダイオードD20を設けることにより、このコンデン
サの充電電圧が安定化されるため、第２制御トランジス
タTR2のエミッタの直流バイアス電位が入力電源電圧や
負荷状態によって変化せず電源回路のレギュレーション
特性が向上する。
ナーダイオードD20を設けることにより、このコンデン
サの充電電圧が安定化されるため、第２制御トランジス
タTR2のエミッタの直流バイアス電位が入力電源電圧や
負荷状態によって変化せず電源回路のレギュレーション
特性が向上する。
第１図は本出願人が先に提案した電源回路を示す回路
図、第２図及び第３図は本発明のことなる実施例をそれ
ぞれ示す回路図、第４図はその各部の電流電圧波形を示
す波形図である。 １……入力整流部、２……ブロッキング発振部、３……
コンバータトランス、４……誤差検出部、５……制御回
路部、６……出力整流部、TR3……第１の制御トランジ
スタ、TR2……第２の制御トランジスタ、TR4……スイッ
チングトランジスタ、C5……ターンオフ用コンデンサ、
C20……バイアス用コンデンサ、D20……ツェナーダイオ
ード、NB……帰還巻線、NS……補助巻線、N1……入力巻
線。
図、第２図及び第３図は本発明のことなる実施例をそれ
ぞれ示す回路図、第４図はその各部の電流電圧波形を示
す波形図である。 １……入力整流部、２……ブロッキング発振部、３……
コンバータトランス、４……誤差検出部、５……制御回
路部、６……出力整流部、TR3……第１の制御トランジ
スタ、TR2……第２の制御トランジスタ、TR4……スイッ
チングトランジスタ、C5……ターンオフ用コンデンサ、
C20……バイアス用コンデンサ、D20……ツェナーダイオ
ード、NB……帰還巻線、NS……補助巻線、N1……入力巻
線。
Claims (1)
- 【請求項１】直流入力に対してコンバータトランス３の
入力巻線N1とスイッチングトランジスタTR4のコレクタ
・エミッタ間と電流検出用抵抗R11をこの順に直列に接
続し、前記トランス３の帰還巻線NBの両端電圧にて動作
する誤差検出部４で前記スイッチングトランジスタTR4
を制御することにより前記トランス３の出力巻線に接続
された出力整流部６から安定化直流電源を取出すスイッ
チング制御型電源回路において、 前記スイッチングトランジスタTR4のエミッタと前記検
出用抵抗R11の間に一端が接続され且つ他端が前記スイ
ッチングトランジスタTR4のベース側に接続されるとと
もに、前記帰還巻線NB若しくはこの帰還巻線NBと連接し
て設けられる補助巻線NSにより充電されるターンオフ用
コンデンサC5と、 前記ターンオフ用コンデンサC5と前記スイッチングトラ
ンジスタTR4のベースとの間に接続された第１の制御ト
ランジスタTR3と、 前記第１の制御トランジスタTR3のオン・オフを行う第
２の制御トランジスタTR2と、 前記第２の制御トランジスタTR2のエミッタと前記検出
用抵抗R11の前記直流入力側の接続端との間に配設さ
れ、前記スイッチングトランジスタTR4のオフ時に前記
帰還巻線NBまたは補助巻線NSから得る電圧によって充電
されるバイアス用コンデンサC20と、 前記バイアス用コンデンサC20と並列に接続されたツェ
ナーダイオードＤ20とを備え、 前記第２の制御トランジスタTR2のベースに前記誤差検
出部４にて制御される可変直流電圧を印加し、前記検出
用抵抗R11に発生する電圧が前記可変直流電圧によって
決まる所定値に達した際に、前記第２の制御トランジス
タTR2が導通して第１の制御トランジスタTR3をオンせし
め、この第１の制御トランジスタTR3を介して前記ター
ンオフ用コンデンサC5に充電された電圧が前記スイッチ
ングトランジスタTR4のベース、エミッタ間に印加さ
れ、それによって該トランジスタTR4を遮断せしめるよ
うにしてなるスイッチング制御型電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57060142A JPH0611189B2 (ja) | 1982-04-09 | 1982-04-09 | スイッチング制御型電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57060142A JPH0611189B2 (ja) | 1982-04-09 | 1982-04-09 | スイッチング制御型電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58179159A JPS58179159A (ja) | 1983-10-20 |
| JPH0611189B2 true JPH0611189B2 (ja) | 1994-02-09 |
Family
ID=13133589
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57060142A Expired - Lifetime JPH0611189B2 (ja) | 1982-04-09 | 1982-04-09 | スイッチング制御型電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0611189B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60261364A (ja) * | 1984-06-08 | 1985-12-24 | Hitachi Ltd | スイツチング電源 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6031187A (ja) * | 1983-07-29 | 1985-02-16 | 株式会社日立国際電気 | 表示装置 |
-
1982
- 1982-04-09 JP JP57060142A patent/JPH0611189B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58179159A (ja) | 1983-10-20 |
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