JP2542810B2 - スイッチング制御型電源回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （イ） 産業上の利用分野 本発明はテレビジョン受像機やパーソナルコンピュー
タ等の電源として使用される自励式のスイッチング制御
型電源回路に関する。

（ロ） 従来の技術 序述の如き自励式のスイッチング制御型電源回路の一
つに、例えば実開昭59−155884号公報H02M 3/335）、
実公平２−31913号公報（H02M 3/338）等に示されるタ
ーンオフ制御方式のものがある。ところで、このような
電源回路では、電源投入時や負荷の短絡時等に於ける過
電流を制限する過電流保護回路や過負荷状態のときに電
源回路の動作を停止させる過負荷保護回路を、簡単な回
路構成で、しかも、確実な動作を達成できるように構成
することは困難であった。なぜなら、自励式の電源回路
ではブロッキング発振用のトランスによって入力側と出
力側間を絶縁するようにしているので、上記各保護回路
を設けた場合には、この保護回路の入出力間の絶縁等が
問題になるからである。

（ハ） 発明が解決しようとする問題点 本発明は上記の点に鑑みなされたものであり、ターン
オフ制御型の自励式スイッチング制御電源回路に於い
て、過負荷保護及び過電流保護を簡単な回路構成で達成
することを目的とする。

（ニ） 問題点を解決するための手段 本発明のスイッチング制御型電源回路では、制御トラ
ンジスタ（Q₂）に対して保護トランジスタ（Q₃）を動作
的に並列に接続すると共に、出力直流電圧が所定値以下
に低下したときに形成され直流入力から電流を供給する
第１の電流路（R₁₂）と、前記スイッチングトランジス
タ（Q₁）のエミッタ電位が所定値以上に上昇したときに
閉成され上記エミッタ側から電流を供給する第２の電流
路（D₄、R₄）を設け、この第１第２の電流路の各出力端
を前記保護トランジスタ（Q₃）のベースに接続した。

（ホ） 作用 上記構成に依れば、過負荷又は過電流発生時に、第１
の電流路（R₁₂）又は第２の電流路（D₄、R₄）を通って
供給される電流によって前記保護トランジスタ（Q₃）が
オンになり、それによりターンオフ用コンデンサ（C₃）
をスイッチングトランジスタ（Q₁）のベース・エミッタ
間に逆バイアスを与える方向に接続して、スイッチング
トランジスタ（Q₁）を強制的にターンオフせしめる。

（ヘ） 実施例 第１図は本発明電源回路の一実施例を示しており、こ
の実施例は大別してブロッキング発振部（１）と、制御
回路部（２）と、出力整流兼検出部（３）と、保護回路
部（４）とから構成されている。

前記ブロッキング発振部（１）は、端子（T₁）（T₂）
間に供給される非安定直流入力に対してコンバータトラ
ンス（CT）の入力巻線（N1）とスイッチングトランジス
タ（Q₁）のコレクタ・エミッタ間と抵抗（R₂）がこの順
に直列接続され、且つ、上記トランスの帰還巻線（N₃）
の一端がスイッチングトランジスタ（Q₁）のベースに直
接接続され、その他端がコンデンサ（C₁）とダイオード
（D₁）と抵抗（R₃）からなる正帰還電流制限回路を介し
て接地された構成となっている。

説明を簡単にするために、まず、このブロッキング発
振型電源回路の動作の概要を述べる。

基本的には、コンデンサ（C₁）と、スイッチングトラ
ンジスタ（Q₁）と、コンバータトランス（CT）の入力巻
線（N₁）、及び帰還巻線（N₃）で周知のブロッキング発
振を行なわせている。

このブロッキング発振回路は、起動時には、抵抗
（R₁）を介して起動用電源を供給されてスイッチングト
ランジスタ（Q₁）がオンして、ブロッキングに発振す
る。

定常時には、このスイッチングトランジスタ（Q₁）
は、前述の制御トランジスタ（Q₂）のターンオンにより
ターンオフされる。スイッチングトランジスタ（Q₁）が
ターンオフすると、出力巻線（N₂）に電流が流れる。こ
の電流が次第に減少して行き略零になると、入力巻線
（N₁）のイングクタンスと分布容量とによる共振動作が
生じる。この動作によって上記巻線（N₁）に流れる電流
が電流Iiの方向に反転し、且つ、この反転電流により帰
還巻線（N₃）に正帰還電圧を発生し、ベース電圧が供給
されて、スイッチングトランジスタ（Q₁）がターンオフ
し初め、その後は正帰還動作により急速にターンオンす
る。

次にこの回路の詳細について述べる。

抵抗（R₁）は電源スイッチ（SW）の投入時にスイッチ
ングトランジスタ（Q₁）にベース電流を供給する起動用
のものである。

一方、前記制御回路（２）では、帰還巻線（N₃）に接
続されたターンオフ用コンデンサ（C₃）とその充電用ダ
イオード（D₃）間の接続中点（Ａ）と接地点との間に制
御トランジスタ（Q₂）のコレクタ・エミッタ間、及びフ
ォトカップラ（Pc）内の受光トランジスタ（Q₀）とコン
デンサ（C₅）の直列回路が、それぞれ電流制限用抵抗
（R₅）（R₇）を介して接続され、且つ、上記受光トラン
ジスタ（Q₀）のエミッタと制御トランジスタ（Q₂）のベ
ースとの接続中点（Ｃ）が抵抗（R₆）とダイオード
（D₅）を介して帰還巻線（N₃）の他端（Ｂ）に接続され
ている。

また、前記出力整流兼検出部（３）は、コンバータト
ランス（CT）の出力巻線（N₂）の矩形波電圧からダイオ
ード（D₆）とコンデンサ（C₄）によって直流出力電圧
（V₀）を得ると共に、その出力電圧（V₀）の変動をツェ
ナーダイオード（D₈）と誤差検出トランジスタ（Q₅）等
によって検出する構成であり、その検出トランジスタ
（Q₅）のコレクタと上記出力電圧（V₀）の出力ライン
（L₀）との間に、前記フォトカップラ（PC）内の発光ダ
イオード（D₀）が接続されている。

次に前記保護回路部（４）は、直流入力ライン（L₁）
に対して高抵抗値の抵抗（R₈）（R₉）やコンデンサ
（C₆）（C₇）及びトランジスタ（Q₄）を図示の如く接続
し、且つ、そのトランジスタ（Q₄）とのベースとトラン
ス（CT）の検出巻線（N₄）からダイオード（D₂）とコン
デンサ（C₂）によって得る直流電圧の取り出し点（Ｄ）
との間にツェナーダイオード（D₇）と抵抗（R₁₁）を直
列接続して、上記トランジスタ（Q₄）のコレクタを、前
記制御トランジスタ（Q₂）に並列接続された保護トラン
ジスタ（Q₃）のベースに抵抗（R₁₂）を介して接続して
おり、また、他方では上記保護トランジスタ（Q₃）のベ
ースに抵抗（R₄）とダイオード（D₄）を介してスイッチ
ングトランジスタ（Q₁）のエミッタを接続した構成とな
っている。

次に、斯る実施例の動作を、定常時の動作と保護動作
に分けて説明する。なお、ブロッキング発振型の電源回
路は良く知られているので、このブロッキング発振につ
いての説明は詳細して本願の特徴であるトランジスタ
（Q₂）のターンオン制御について説明する。保護回路部
（４）は定常動作自体には何等関係しないので、定常時
の動作説明の際は、上記保護回路部（４）がないものと
して説明する。

（ｉ） 定常時の動作 電源スイッチ（SW）の投入から一定時間後の定常状態
に於いてブロッキング発振しているスイッチングトラン
ジスタ（Q₁）のオン期間では、帰還巻線（N₃）の両端間
電圧V_N3は第２図（ａ）のようになり、この電圧とター
ンオフ用コンデンサ（C₃）との電圧の合成電圧を電源と
して図示の経路で電流Icが流れてコンデンサ（C₅）が次
第に充電され、Ｃ点の電位が第２図（ｃ）の如く上昇し
て行く。そして、この電位が制御トランジスタ（Q₂）の
V_BEを越えると、このトランジスタ（Q₂）がターンオン
する。

これによりスイッチングトランジスタ（Q₁）の以前の
オフ期間に帰還巻線（N₃）の電圧（第２図（ａ）参照）
で図示の極性に充電されたターンオフ用コンデンサ
（C₃）を電源として、図示の経路でスイッチングトラン
ジスタ（Q₁）に逆バイアス電流It（第２図（ｂ））が流
れ、これによってこのスイッチングトランジスタ（Q₁）
がターンオフする。すると、帰還巻線（N₃）の電圧はＢ
端側が負電位になり、その結果、図示の経路で電流Idが
流れ、コンデンサ（C₅）は一旦放電したのち逆方向に充
電されていく。これによってＣ点の電位（第２図
（ｃ））が図示の如く急速に低下してスイッチングトラ
ンジスタ（Q₁）のオフ期間中に制御トランジスタ（Q₂）
のV_BB以下になるので、このトランジスタ（Q₂）はその
ときにターンオフする。

次にスイッチングトランジスタ（Q₁）がターンオフす
ると、出力巻線（N₂）に電流If（第２図（ｆ））が流
れ、この電流が次第に減少して行き略零になると、入力
巻線（N₁）のイングタンスと分布容量による共振動作が
生じ、この動作によって上記巻線（N₁）に流れる電流が
入力電流Iiの方向に反転すると、スイッチングトランジ
スタ（Q₁）がターンオンし始め、その後は正帰還動作に
より急速にターンオンする。そして、以後はこれまの動
作を繰り返して行く。

ここで出力整流兼検出器（３）に得る直流出力電圧が
設定値よりも上昇すると、誤差検出トランジスタ（Q₅）
のベース電位が高くなるので、このトランジスタのコレ
クタ電流即ちフォトカップラ（Pc）内の発光ダイオード
（D₀）電流が増大し、受光トランジスタ（Q₀）のインピ
ーダンスが減少する。従って、この受光トランジスタ
（Q₀）通って流れる前述の電流Icが増大して制御トラン
ジスタ（Q₂）のベース即ちｃ点の電位（第２図（ｃ））
が早く上昇するので、制御トランジスタ（Q₂）のターン
オンタイミングが早くなり、これによってスイッチング
トランジスタ（Q₁）のオン期間が短縮されて出力電圧
（V₀）の上昇が抑圧され安定化される訳である。上記出
力電圧（V₀）が低下した場合も同様である。

なお、抵抗（R₁）は起動抵抗であり、電源スイッチ
（SW）の投入時にこの抵抗（R₁）を介して直流入力ライ
ン（Li）からスイッチングトランジスタ（Q₁）にベース
電流を供給する。また、第２図（ｄ）（ｅ）は、スイッ
チングトランジスタ（Q₁）のベース電流Ib及び入力巻線
（N₁）の電流Iiをそれぞれ示している。

（ii） 保護動作 先ず過負荷時の保護動作について説明する。電源スイ
ッチ（SW）を投入すると、直流入力ライン（Li）からト
ランジスタ（Q₄）のベース・エミッタ間を含む図示の経
路でコンデンサ（C₆）の充電々流Ihが流れるので、この
トランジスタ（Q₄）がオンになる。ここで、上記充電経
路の時定数は充分大きく設定してあるので、充電が完了
するまでの間に電源回路は前述した定常状態に移行して
おり、トランス（CT）の検出巻線（N₄）からダイオード
（D₂）とコンデンサ（C₂）によって得る点（Ｄ）（Ｂ）
間の電圧は所定の値となっている。このためＤ点と接地
点間の電圧は、トランジスタ（Q₄）のV_BEとツェナーダ
イオード（D₇）のツェナー電圧Vzの和よりも充分大きく
なっており、従って、上記の充電完了後はこの経路でベ
ース電流が流れて、上記トランジスタ（Q₄）は引続きオ
ンとなっている。

したがって、入力ライン（Li）から高抵抗（R₈）
（R₉）を通って流れる電流は全て上記トランジスタ
（Q₄）のコレクタ・エミッタ間を通って地絡されること
になり、保護トランジスタ（Q₃）ベース側に流れない。
即ち、電源回路が正常動作している場合〔この場合は、
後述の理由によりダイオード（D₄）もオフとなってい
る〕は、保護トランジスタ（Q₃）はオフ状態に保持され
ており、前述した定常時の動作に何等影響を与えない。

ところが、出力整流兼検出部（３）の直流出力ライン
（L₀）（L₀′）間に接続された負荷の短絡等によって出
力電圧（V₀）が大きく低下すると、出力巻線（N₂）に密
結合された検出巻線（N₄）から得る点（Ｄ）（Ｂ）間の
直流電圧も大きく低下する。このため、保護回路部
（４）内の前記ツェナーダイオード（D₇）がオフとな
り、従って、トランジスタ（Q₄）もオフとなる。する
と、入力ライン（Li）から抵抗（R₈）（R₉）を介して流
れる電流は更に抵抗（R₁₂）を通って保護トランジスタ
（Q₃）のベースに供給されるので、このトランジスタ
（Q₃）がオンになる。従って、この場合はこのトランジ
スタ（Q₃）を介して定常時と同様の逆バイアス電流Itが
流れ、スイッチングトランジスタ（Q₁）はターンオフ
し、以後、そのオフ状態が保持され電源回路の動作が停
止する。この状態は電源スイッチ（SW）を一旦遮断後、
再投入しない限り持続される。

次に過電流に対する保護動作について説明する。前述
した定常状態ではスイッチングトランジスタ（Q₁）を流
れる電流Iiが或る一定値まで増大しないうちに上記トラ
ンジスタ（Q₁）がターンオフするので、電流検出用の抵
抗（R₂）の両端間の電圧は保護トランジスタ（Q₃）及び
ダイオード（D₄）の各立上がり電圧の和（V_BE＋V_D）以
上にならず、従って、上記トランジスタ（Q₃）はオフ状
態に保持されている。

ところが、電源スイッチ（SW）の投入直後のように直
流出力電圧（V₀）が低く、そのためフォトカップラ（P
C）内の受光トランジスタ（Q₀）を流れる電流が少な
く、従って、制御トランジスタ（Q₂）が遅いタイミング
でターンオンする場合、或いは、出力ライン（L₀）を流
れる負荷電流が大きく増加した場合には、入力巻線の電
流Iiが増大するので、電流検出用抵抗（R₂）の両端間電
圧が前述のV_BE＋V_Dを越えてダイオード（D₄）がオンに
なり、保護トランジスタ（Q₃）がオンする。従って、こ
の場合も前述と同様の逆バイアス電流Itが流れることに
よって、スイッチングトランジスタ（Q₁）がターンオフ
するので、上記電流Iiがそれ以上増加して上記トランジ
スタ（Q₁）の最大定格値を越えるのが阻止される。

ところで、上記実施例では、制御トランジスタ（Q₂）
をスイッチングトランジスタ（Q₁）のオン期間からオフ
期間の前半に亘って確実にオフ状態に保持しておくた
め、コンデンサ（C₅）を前述の如く電流I_dで充電してＣ
点即ち、制御トランジスタ（Q₂）のベースを負電位にバ
イアスしている。これに対して保護トランジスタ（Q₃）
は、定常時はトランジスタ（Q₄）がオン（飽和）しダイ
オード（D₄）がオフしているので、略零電位即ち接地電
位にバイアスされている。このため保護トランジスタ
（Q₃）を制御トランジスタ（Q₂）で兼用することができ
ない。なぜなら、保護トランジスタ（Q₃）を除去してＦ
点をＣ点に接続すると、抵抗（R₁₂）及び（R₄）をそれ
ぞれ介してＣ点に電流が流れ、制御トランジスタが誤動
作することになるからである。そのため、上記両トラン
ジスタ（Q₂）（Q₃）を別個に設けているのであるが、こ
の各トランジスタはスイッチングトランジスタ（Q₁）に
充分な逆バイアス電流Itを流して確実にターンオフさせ
るには、電流容量の大きいトランジスタを使用しなけれ
ばならず、場合によっては上記トランジスタ（Q₂）
（Q₃）の各々にダーリントン接続トランジスタを使用す
る必要があり、コストアップになる。

そこで、第３図はそのような欠点を改善した本発明の
他の実施例を示している。即ち、この実施例では、制御
トランジスタ（Q₂）と保護トランジスタ（Q₈）をダーリ
ントン接続し、そのエミッタとベースの共通接続点をＦ
点に接続している。上記両トランジスタ（Q₂）（Q₃）の
このようなダーリントン接続により、その各トランジス
タのＢ−Ｅ（ベース・エミッタ）間接合容量が直列接続
されるが、その一方のトランジスタ（Q₃）には電流容量
が大きく従って大きいＢ−Ｅ間接合容量を有するものを
使用し、他方のトランジスタ（Q₂）に電流容量が小さい
即ち小さいＢ−Ｅ間接合容量を有するものを使用してい
る。

したがって、第１図の実施例と同様に、コンデンサ
（C₅）によって点（Ｃ）（Ｆ）間に5V程度の負電圧が発
生されると、前記接合容量による容量分割によって上記
負電圧の殆どは制御トランジスタ（Q₂）のベース・エミ
ッタ間に印加され、保護トランジスタ（Q₃）のベースは
僅かに負電位になるだけである。それゆえ、上記ベース
にはＥ点から微小な電流が流入するのみであり、この微
小電流では上記トランジスタ（Q₃）はオンしない。それ
ゆえ、電流容量が大小のトランジスタを各１個づつ使用
するだけで、前記実施例と同一の機能を実現できる訳で
ある。

なお、コンバータトランス（CT）から検出巻線（N₄）
を削除し、保護回路部（４）内のツェナーダイオード
（D₇）のカソード側を第１図または第３図のＡ点に接続
することにより、過負荷状態（出力電圧V₀の低下等）を
コンデンサ（C₃）の電圧によって検出することも可能で
ある。

（ト） 発明の効果 本発明の請求項１、２、４の電源回路では、過負荷保
護とスイッチングトランジスタ（Q₁）の過電流保護に対
して同一の保護トランジスタ（Q₃）を併用しているの
で、保護回路の構成が非常に簡単となる。

更に、本発明の請求項３の電源回路では、電流容量の
大小のトランジスタを各１個づつ使用するだけで、保護
動作が実行できる。

更に、本発明の請求項５の電源回路では、検出巻線
（N₅）から得る直流電圧を使用して過負荷状態を検出す
るようにしているので、保護回路の構成が非常に簡単で
しかも入出力間を確実に絶縁できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図はその
各部の電圧・電流波形図、第３図は他の実施例を示す回
路図である。 （１）……ブロッキング発振部、（２）……制御回路
部、（３）……出力整流兼検出部、（４）……保護回路
部、（Q₂）……制御トランジスタ、（Q₃）……保護トラ
ンジスタ。

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流入力に対して、コレクタ・エミッタ間
   がトランス（CT）の入力巻線（N₁）と直列に接続された
   スイッチングトランジスタ（Q₁）と、 このスイッチングトランジスタ（Q₁）のエミッタに接続
   された電流検出用抵抗（R₂）と、 このスイッチングトランジスタ（Q₁）のベースに一端が
   接続された前記トランス（CT）の帰還巻線（N₃）と、 この帰還巻線（N₃）の両端間に直列に接続されたターン
   オフ用コンデンサ（C₃）及び充電用ダイオード（D₃）
   と、 前記ターンオフ用コンデンサ（C₃）の前記充電用ダイオ
   ード（D₃）側の一端（Ａ）と前記スイッチングトランジ
   スタ（Q₁）のエミッタとの間の信号路を開閉する制御ト
   ランジスタ（Q₂）とを備え 前記制御トランジスタ（Q₂）のベース・エミッタ間電圧
   を前記トランス（CT）の出力巻線（N₂）より生成される
   直流電圧（V₀）に応じて可変し、それにより前記制御ト
   ランジスタ（Q₂）のターンオンタイミングを制御するよ
   うにしたスイッチング制御型電源回路に於いて、 前記直流電圧（V₀）が所定値以下に低下したときに形成
   され前記直流入力から電流を供給する第１の電流路（R
   ₁₂）と、 前記スイッチングトランジスタ（Q₁）のエミッタ電位が
   所定値以上に上昇したときに閉成され上記エミッタ側か
   ら電流を供給する第２の電流路（D₄、R₄）と、 この第１第２の電流路（R₁₂）（D₄、R₄）の出力により
   制御されると共に、前記制御トランジスタ（Q₂）により
   開閉される前記信号路を導通させる保護手段（Q₃）と を備えることを特徴とするスイッチング制御型電源回
   路。
2. 【請求項２】前記保護手段（Q₃）は、前記第１第２電流
   路の出力がベースに接続され、コレクタ・エミッタが夫
   々前記制御トランジスタ（Q₂）のコレクタ・エミッタに
   接続された保護トランジスタ（Q₃）であることを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載のスイッチング制御型電
   源回路。
3. 【請求項３】前記保護手段（Q₃）は、前記第１第２電流
   路の出力がベースに接続されると共に、前記制御トラン
   ジスタ（Q₂）とダーリントン接続される保護トランジス
   タ（Q₃）であることを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載のスイッチング制御型電源回路。
4. 【請求項４】前記直流電圧（V₀）が所定値以下に低下し
   たことを、前記出力巻線（N₂）と密結合された検出巻線
   （N₄）の出力より得ることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載のスイッチング制御型電源回路。
5. 【請求項５】前記第１の電流路（R₁₂）に流れる電流量
   は、前記直流入力の入力ライン（Li）の両端間にコレク
   タ・エミッタ間が高抵抗（R₈）（R₉）と直列接続され、
   ベースに定電圧ダイオード（D₇）を介して前記検出巻線
   （N₄）の出力より得られた直流電圧が印加されるトラン
   ジスタ（Q₄）により制御されることを特徴とする特許請
   求の範囲第４項記載のスイッチング制御型電源回路。