JPS6295967A - スイツチング制御型電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明はテレビジタン受像機やパーソナルコンビエータ
等の電源として使用される自励式のスイッチング制御型
電源回路に関する。

（ロ）従来の技術 序述の如き自励式のスイッチング制御型電源回路の一つ
に、例えば実開昭５９−１５５８８４号公報等に示され
るターンオフ制御方式のものがある。ところで、このよ
うな電源回路では、電源投入時や負荷の短絡時等に於け
る過電流を制限する過電流保護回路や過負荷状態のとき
に電源回路の動作を停止させる過負荷保護回路を、簡単
な回路構成で、しかも、確実な動作を達成できるように
構成することは困難であった。なぜなら、自励式の電源
回路ではブロッキング発振用のトランスによって入力側
と出力側聞全絶縁するようにしているので、上記各保護
回路を設けた場合には、この保護回路の入出力間の絶縁
等が問題になるからである。

（ハ）発明が解決しようとする問題点 本発明は上記の点に鑑みなされたものであり、ターンオ
フ制御型の自励式スイッチング制御型電源回路に於いて
、過負荷保護及び過電流保護を非常に簡単な回路構成で
達成することを目的とする。

に）問題点を解決するための手段 木蚕明のスイッチング制御型電源回路では、エミッタに
電流検出用抵抗を設けたスイッチングトランジスタを直
流入力に対してトランスの入力巻線と直列接、続し、前
記トランジスタのペースに接続され念前記トランスの帰
還巻線の一端と該巻線の他端との間にターンオフ用コン
デンサトソの充電用ダイオードを直列に接続すると共に
、前記コンデンサの前記ダイオード側の一端と前記スイ
ッチングトランジスタのエミッタとの間を開閉する制御
トランジスタを設け、このトランジスタのペース・エミ
ッタ＠電圧ｆｔ１７Ｊ記トランスの入力巻線及び出力巻
線以外の巻線から得る直流電圧に応じて可変し、それに
より該制御トランジスタのターンオンタイミングを制御
するようにした電源回路に於いて％ｌｆＪ記制御トラン
ジスタに対して保護トランジスタを動作的に並列に接続
すると共に、前記直流電圧が所定値以下に低下したとき
に形成され前記直流入力から電流全供給する第１の電流
路と、前記スイッチングトランジスタのエミッタ電位が
所定値以上に上昇したときに閉成され上記エミッタ剣か
ら電流を供給する第２の電流路ｆｔ設け、この第１第２
の電流路の各出力端を前記保護トランジスタのペースに
接続した。

（ホ）作用 上記構成に依れば、第１の電流路又は第２の電流路を通
って供給される電流によって前記保護トランジスタがオ
ンになり、それによりターンオフ用コンデンサをスイッ
チングトランジスタのペース・エミッタ間に逆バイアス
′Ｉｔ、ｂ４−える方向に接続して、スイッチングトラ
ンジスタを強制的にターンオフせしめる。

（へ）実施例 第１図は本発Ｆ３Ａ電源回路の一実施例を示しており、
この実施例は大別してブロッキング発振部（］）と、制
御回路部（２）と、出力整流兼検出部（３）と、保護回
路部（４）とから構成されている。

前記ブロッキング発振部ｔｌ）は、端子（Ｔｌ　）　（
Ｔ２）間に供給される非安定直流入力に対してコンバー
タトランス（ＣＴ）の入力巻線（’Ｎｌ）とスイッチン
グトランジスタ（Ｑｌ　）のコレクタ・エミッタ間と抵
抗（Ｒ２）がこの順に直列接続され、且つ、上記トラン
スの帰還巻線（Ｎ８）の一端がスイッチングトランジス
タ（Ｑｌ）のペースに１育接接続され、その他端がコン
デンサ（Ｃ１）とダイオード（ＤＩ　）と抵抗（Ｒ８）
からなる正帰還電流制限回路を介して接地された構成と
なっている。

一方、前記制御回路部（２）では、帰還巻線（Ｎ８）に
接続されたターンオフ用コンデンサ（Ｃ８）とその充電
用ダイオード（Ｄ８）間の接続中点（Ａ）と接地点との
間に、制御トランジスタ（Ｑ２）のコレクタ・エミッタ
間、及びフォトカップラ（ＰＣ）内の受光トランジスタ
（ＱＯ）とコンデンサ（Ｃ６）の直列回路が、それぞれ
電流制限用抵抗（Ｒ６）（Ｒ７）を介して接続され、且
つ、上記受光トランジスタ（ＱＯ）のエミッタと制御ト
ランジスタ（Ｃ２）のベースとの接続中点（Ｃ）が抵抗
（Ｒ６）、！：ダイオード（Ｄ５）ｅ介して帰還巻線（
Ｎ８）の他端（Ｂ）に接続されている。

また、前記出力整流兼検出部（３）は、コンバータトラ
ンス（ＣＴ）の出力者＠（Ｎ２　）の矩形波電圧からダ
イオード（Ｄ６）とコンデンサ（Ｃ４）によって直流出
力電圧ＣＶＯ）を得ると共に、その出力電圧（ＶＯ）の
変動をツェナーダイオード（Ｄ８）と誤差検出トランジ
スタ（Ｃ５）等によって検出する構成であり、その検出
トランジスタ（Ｃ６）のコレクタと上記出力電圧（ｖＯ
）の出力ライン（ＬＯ）との間に、前記フォトカップラ
（ＰＣ）内の発光ダイオード（Ｄｏ）が接続されている
。

次に前記保護回路部（４）は、直流入力ライン（Ｌｌ）
に対して高抵抗値の抵抗（Ｒｓ　）　（Ｒ９）やコンデ
ンサ（Ｃ６）（Ｃ７）及ヒトランシスタ（Ｃ４）を図示
の如く接続し、且つ、そのトランジスタ（Ｃ４）のベー
ストトランス（ＣＴ　）　Ｏ検出巻線（Ｎ４）からダイ
オード（Ｄ２）とコンデンサ（Ｃ２）によって得る直流
電圧の収り出し点（Ｄ）との間にツェナーダイオード（
Ｄ７）と抵抗（Ｒ１１）を直列接続して、上記トランジ
スタ（Ｃ４）のコレクタを、前記制御トランジスタ（Ｃ
２）に並列接続された保護トランジスタ（Ｃ８）のベー
スに抵抗（Ｒ１２）を介して接続しており、また、他方
では上記保護トランジスタ（Ｃ８）のベースに抵抗（Ｒ
４）とダイオード（Ｄ４）を介してスイッチングトラン
ジスタ（Ｑｌ）のエミフタを接続した構成となっている
。

次に祈る実施例の動作を定常時の動作と保護動作に分け
て説明する。なお、保護回路部（４）は定常動作自体に
は何等関係しないので、定常時の動作説明の際は、上記
保護回路部（４）がないものとして説明する。

（１）定常時の動作 電源スィッチ（ＳＷ）の投入から一定時間後の定常状態
に於いてブロッキング発振しているスイッチングトラン
ジスタ（Ｑｌ）のオン期間では、帰還巻線（Ｎ３）の両
端間電圧ＶＮ８け第２図（ａ）のようになり、この電圧
とターンオフ用コンデンサ（Ｃ８）との電圧の合成電圧
を電源として図示の経路で電流Ｉｃが流れてコンデンサ
（Ｃ６）が次第に充電され、０点の電位が第２図（Ｃ）
の如く上昇して行く。そして、この電位が制御トランジ
スタ（Ｃ２）のＶＢＥを毬えると、このトランジスタ（
Ｃ２）がターンオンする。

これによりスイッチングトランジスタ（Ｑｌ）の以前の
オフ期間に帰還巻線（Ｎ８）の電圧（第２図（ａｌｅ照
〕で図示の極性に充電されたターンオフ用コンデンサ（
Ｃ８）を電源として、図示の経路でスイッチングトラン
ジスタ（Ｑｌ）に逆バイアス電流Ｉｔ（第２図（ｂ））
が流れ、これによってこのスイッチングトランジスタ（
Ｑｌ）がターンオフする。すると、帰還巻＠（Ｎ８）の
電圧けＢ端側が負電位になり、その結果、図示の経路で
電流Ｉｄが流れ、コンデンサ（Ｃ６）は一旦放電したの
ち逆方向に充電されて行く。これによって０点の電位（
第２図（Ｃ））が図示の如く急速に低下してスイッチン
グトランジスタ（Ｑｌ）のオフ期間中に制御トランジス
タ（Ｃ２）のＶＢＥ以下に々るので、このトランジスタ
（Ｃ２）Ｈそのときにターンオフする。

次にスイッチングトランジスタ（Ｑｌ）がターンオフす
ると、出力者＠（Ｎ２）に電流Ｉｆ（第２図（ｆ））が
流れ、この電流が次第に減少して行き略零になると、入
力巻線（Ｎ１）のインダクタンスと分布容量による共振
動作が生じ、この動作によって上記巻線（Ｎ１）に流れ
る電流が入力電流Ｉｉの方向に反転すると、スイッチン
グトランジスタ（Ｑｌ）がターンオンし始め、その後は
正帰還動作により急速にターンオンする。そして、以後
はこれまでの動作を繰り返して行く。

ここで出力整流兼検出部（３）に得る直流出力電圧が設
定値よりも上昇すると、誤差検出トランジスタ（Ｃ６）
のベース電位が高くなるので、このトランジスタのコレ
クタ電流即ちフォトカップラ（Ｐｃ）内の発光ダイオー
ド（ＤＯ）の電流が増大し、受光トランジスタ（ＱＯ）
のインピーダンスが減少する。従って、この受光トラン
ジスタ（ＱＯ）・瓜って流れる鹸述の電流Ｉｃが増大し
て制御トランジスタ（Ｃ２）のペース即ち０点の電位（
第２図（Ｃ））が早く上昇するので、制御トランジスタ
（Ｃ２）のターンオンタイミングが早くなり、これによ
ってスイッチングトランジスタ（Ｑｌ）のオン期間が短
縮されて出力電圧（Ｖｏ）の上昇が抑圧され安定化され
る訳である。上記出力電圧（ＶＯ）が低下した場合も同
様である。

なお、抵抗（Ｒ１）は起動抵抗であり、電源スィッチ（
ＳＷ）の投入時にこの抵抗（Ｒ１）を介して直流入力ラ
イン（Ｌｉ）からスイッチングトランジスタ（Ｑｌ）に
ベース電流を供給する。また、第２図（ｄ）（ｅ）Ｈ、
スイッチングトランジスタ（Ｑｌ）のペース電流ｒｂ及
び入力巻線（Ｎ１）の電流Ｉｉをそれぞれ示している。

（１１）保護動作 先ず過負荷時の保護動作について説明する。電源スィッ
チ（ＳＷ）を投入すると、直流入力ライン（Ｌｉ）かラ
トランジスタ（Ｃ４）のペース・エミッタ間を含む図示
の経路でコンデンサ（Ｃ６）の充電々流Ｉｈが流れるの
で、このトランジスタ（Ｃ４）がオンになる。ここで、
上記充電経路の特定数は充分大きく設定しであるので、
充電が完了するまでの間に電源回路は前述した定常状態
に移行しており、トランス（ＣＴ）の検出巻線（Ｎ４）
からダイオード（Ｄ２）とコンデンサ（Ｃ２）によって
得る点（Ｄｌ　ＣＢ）間の電圧は所定の値となってい己
。このためＤ点と接地点間の電圧は、トランジスタ（Ｃ
４〕のＶＢＥとツェナーダイオード（Ｄ７）のツヱナー
電圧Ｖｚの和よりも充分大きくなっており、従って、上
記の充電完了後はこの経路でベース電流が流れて、上記
トランジスタ（Ｃ４）は引続きオンとなっている。

したがって、入力ライン（Ｌｉ）から高抵抗（Ｒ８）　
（Ｒ９）を通って流れる電流は全て上記トランジスタ（
Ｃ４）のコレクタ・エミッタ間ヲ通って地絡されること
になり、保護トランジスタ（Ｑａ）のベース画に流れな
い。即ち、電源回路が正常動作している場合〔この場合
は、後述の理由によりダイオード（Ｄ４）もオフとなっ
ている〕は、保護トランジスタ（Ｃ３）はオフ状態に保
持されており、前述した定常時の動作に何等形響を与え
ない。

ところが、出力整流兼検出部（３）の直流出力ライン（
Ｌ　０）ＣＬ　Ｏ’）間に接続された負荷の短絡等によ
って出力電圧（ｖＯ）が大きく低下すると、出力巻線（
Ｎ２）に密結合された検出巻線（Ｎ４）から潟る点の）
（Ｂ）間の直流電圧も大きく低下する。

このため、保護回路部（４）内の前記ツェナーダイオー
ド（Ｄ７）がオフとなり、従って、トランジスタ（Ｃ４
）もオフとなる。すると、入力ライン（Ｌｉ）から抵抗
（Ｒ８）　（Ｒ９）を介して流れる電流は更に抵抗（Ｒ
１２）を通って保護トランジスタ（ＱＪＩ）のペースに
供給されるので、このトランジスタ（Ｃ８）がオンにな
る。従って、この場合はこのトランジスタ（Ｃ８）を介
して定常時と同様の逆バイアス電流Ｉｔが流れ、スイッ
チングトランジスタ（Ｑｌ　）はターンオフＬ、以後、
（−のオフ状態が保持され電源回路の動作が停止する。

この状態は電源スィッチ（ＳＷ）を一旦遮断後、再投入
しない限り持続される。

次に過電流に対する保護動作について説明する。

前述した定常状態ではスイッチングトランジスタ（Ｑｌ
）を流れる電流Ｉｆが成る一定値まで増大しないうちに
上記トランジスタ（Ｑｌ）がターンオフするので、電流
検出用の抵抗（Ｒ２）の両端間の電圧は保護トランジス
タ（Ｃ８）及びダイオード（Ｄ４〕の各立上り電圧の和
（ＶＢＥ＋ＶＤ）以上にならず、従って、上記トランジ
スタ（Ｃ８）はオフ状態に保持されている。

ところが、電源スィッチ（ＳＷ）の投入ｕｆｌのように
直流出力電圧（ｖＯ）が低く、そのためフォトカップラ
（ＰＣ）内の受光トランジスタ（ＱＯ〕を流れる電流が
少なく、従フて、制御トランジスタ（Ｃ２）が遅いタイ
ミングでターンオンする場合、成いは、出力ライン（Ｌ
Ｏ）を流れる負荷電流が大きく増加した場合には、入力
巻線の電流Ｉｔが増大するので、電流検出用抵抗（Ｒ２
）の両端間電圧が前述のＶＢＥ＋ＶＤを毬えてダイオー
ド（Ｄ４）がオンになり、保護トランジスタ（Ｑ８）が
オンする。従って、この場合も前述と同様の逆バイアス
電流Ｉｔが流れることによって、スイッチングトランジ
スタ（Ｑｌ）がターンオフするので、上記電流！ｉがそ
れ以上増加して上記トランジスタ（Ｑｌ）の最大定格値
を越えるのが阻止される。

ところで、上記実施例では、制御トランジスタ（Ｑ２）
をスイッチングトランジスタ（Ｑｌ）のオン期間からオ
フ期間の前半に亘って確実にオフ状態に保持しておく之
め、コンデンサ（Ｃ５）を前述の如く電流Ｉｄで充電し
てＣ点即ち、制御トランジスタ（Ｑ２）のベースを負電
位にバイアスしている。これに対して保護トランジスタ
（Ｑ３）は、定常時はトランジスタ（Ｑ４）がオン（飽
和）シダイオード（Ｄ４）がオフしているので、略零電
位即ち接地′４Ｉ位にバイアスされている。このため保
護トランジスタ（Ｑ３）を制御トランジスタ（Ｑ２）で
兼用することができない。なぜなら、保護トランジスタ
（Ｑ８）を除去してＦ点上Ｃ点に接続すると、抵抗（Ｒ
１２）及び（Ｒ４）’ｔそれぞれ介してＣ点に電流が流
れ、制御トランジスタが誤動作することになるからであ
る。そのため、上記両トランジスタ（Ｑ２　）（Ｑｌｔ
別個に設けているのであるが、この各トランジスタはス
イッチングトランジスタ（Ｑｌ）に充分な逆バイアス電
流Ｉｔ金流して確実ニターンオフさせるには、電流容量
の大きいトランジスタを使用しなければならず、場合に
よっては上記トランジスタ（Ｑ２　）　（Ｑ８　）の各
々にダーリントン接続トランジスタを使用する必要があ
り、コストアップになる。

そこで、第３図はそのような欠点を改善した本発明の他
の実施例を示している。即ち、この実施例では、制御ト
ランジスタ（Ｑ２）と保護トランジスタ（Ｑ８）をダー
リントン接読し、そのエミッタとベースの共１円接続点
をＦ点に接続している。

上記両トランジスタ（Ｑ２）（Ｑ３）のこのようなダー
リントン接続により、その各トランジスタのＢ−Ｅ（ベ
ース・エミッタ）間接合容量が（ぼ列接続されるが、そ
の一方のトランジスタ（Ｑ８）には電流容量が大きく従
って大きいＢ−Ｅ間接合容量全有するものを使用し、他
方のトランジスタ（Ｑ２）に電流容量が小さい即ち小さ
いＢ−Ｅ間接合容量を有するもの？使用しているっした
がって、第１図の実施例と同様に、コンデンサ（Ｃ６）
によって点ｆｃｌ　（Ｆ１間に５Ｖ程度の負電圧が発生
されると、前記接合客層による容量分割によって上記負
電圧の殆んどは制御トランジスタ（Ｑ２）のベース・エ
ミンタ間に印加され、保護トランジスタ（Ｑ８）のベー
スは僅かに負電位になるだけである。それゆえ、上記ベ
ースにはＥ点から微小な電流が流入するのみであり、こ
の微小電流′″Ｃは上記トランジスタ（Ｑ８）はオンし
ない。

それゆえ、電流容量が大小のトランジスタを各１個づつ
使用するだけで、前記実施例と同一の機能を実現できる
訳である。

なお、コンバータトランス（ＣＴ）から検出巻＠（Ｎ４
）を削除し、保護回路部（４）内のツェナーダイオード
（Ｄ７）のカソード側全＠１図または第３図のＡ点に接
続することにより、過負荷状態（出力電圧ＶＯの低下等
）をコンデンサ（Ｃ８）の電圧によって検出することも
可能である。

（ト）発明の効果 本発明の電源回路で１′は、過負荷保護とスイッチング
トランジスタの過電流保護に対して同一の保護トランジ
スタを併用すると共に、コンバータトランスの入力巻線
及び出力巻線以外の巻線から得る直流電圧を使用して過
負荷状態を検出するようにしているので、保護回路の構
成が非常に簡単でしかも入出力間をＳ実に絶縁できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図はその
各部の電圧・電流波形図、第３図は他の実施例を示す回
路図である。 （１）・・・ブロッキング発振部、（２）・・・制御回
路部、（３）・・・出力整流兼検出部、（４）・・・保
護回路部、（Ｑ２）・・・制御トランジスタ、（Ｑｌ・
・・保護トランジスタ０ 第２図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）エミッタに電流検出用抵抗を設けたスイッチング
   トランジスタを直流入力に対してトランスの入力巻線と
   直列に接続し、前記トランジスタのベースに接続された
   前記トランスの帰還巻線の一端と該巻線の他端との間に
   ターンオフ用コンデンサとその充電用ダイオードを直列
   に接続すると共に、前記コンデンサの前記ダイオード側
   の一端と前記スイッチングトランジスタのエミッタとの
   間を開閉する制御トランジスタを設け、この制御トラン
   ジスタのベース・エミッタ間電圧を前記トランスの入力
   巻線及び出力巻線以外の巻線から得る直流電圧に応じて
   可変し、それにより該制御トランジスタのターンオンタ
   イミングを制御するようにした電源回路に於いて、前記
   制御トランジスタに対して保護トランジスタを動作的に
   並列に接続すると共に、前記直流電圧が所定値以下に低
   下したときに形成され前記直流入力から電流を供給する
   第１の電流路と、前記スイッチングトランジスタのエミ
   ッタ電位が所定値以上に上昇したときに閉成され上記エ
   ミッタ側から電流を供給する第２の電流路を設け、この
   第１第２の電流路の各出力端を前記保護トランジスタの
   ベースに接続してなるスイッチング制御型電源回路。
2. （２）前記第１の電流路は、直流入力ラインの両端間に
   コレクタ・エミッタ間が高抵抗と直列接続され、ベース
   に定電圧ダイオードを介して前記直流電圧が印加される
   トランジスタからなることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載のスイッチング制御型電源回路。
3. （３）前記制御トランジスタと保護トランジスタがダー
   リントン接続され、その保護トランジスタのベースと制
   御トランジスタのエミッタ間の接続点に前記第１第２の
   電流路の出力端を接続したことを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載のスイッチング制御型電源回路。