JPS63167673A - 一石式コンバ−タ - Google Patents
一石式コンバ−タInfo
- Publication number
- JPS63167673A JPS63167673A JP30852986A JP30852986A JPS63167673A JP S63167673 A JPS63167673 A JP S63167673A JP 30852986 A JP30852986 A JP 30852986A JP 30852986 A JP30852986 A JP 30852986A JP S63167673 A JPS63167673 A JP S63167673A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- diode
- constant
- main transistor
- base
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 17
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 10
- 239000004575 stone Substances 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は一石式コンバータに関するもので特に構成の簡
単なリンギングチョークコンバータ(Ringing
choke converter以下R,CC)c7)
出力制御回路の改良に関するものである。周知のように
一般的なRCC回路は電圧変換機能を有するも出力制御
機能を有しない。そこで本出願人は先に効率的な出力電
圧制御機能と過電流保護機能を備えた安価なコンバータ
を提供した。
単なリンギングチョークコンバータ(Ringing
choke converter以下R,CC)c7)
出力制御回路の改良に関するものである。周知のように
一般的なRCC回路は電圧変換機能を有するも出力制御
機能を有しない。そこで本出願人は先に効率的な出力電
圧制御機能と過電流保護機能を備えた安価なコンバータ
を提供した。
(特願昭61−230260号)第1図はこの回路例を
示すもので図中A、Bは電圧検出部及び制御回路部であ
る。先ず電圧検出部Aは基準電圧を内蔵した電圧検出器
I C,とこれを出力するホトカプラー発光部PD及び
出力電圧(E、)を分圧する抵抗R1、Rはり成る。又
、制御回路部Bにおいて、Q、は主トランジスタQ1の
ベース、エミツタ間に接続された制御用トランジスタZ
D、はツェナーダイオードで抵抗R1及びコンデンサC
6と共に時定数回路を形成し、且つ帰還巻線NBの両端
に接続され、又、該抵抗R8及びコンデンサC1の接続
点(a)は制御用トランジスタQ、のベースに接続され
ている。次にPTは帰還巻線NBの一端と前記接続点(
81間に接続された前記ホトカプラーの受光部でこれに
よりコンデンサC4の充電時定数を調整する。なお、C
3は主トランジスタQ1のオフ特性改善用コンデンサ、
D、はベース起動電流の廻り込み阻止用ダイオードであ
る。
示すもので図中A、Bは電圧検出部及び制御回路部であ
る。先ず電圧検出部Aは基準電圧を内蔵した電圧検出器
I C,とこれを出力するホトカプラー発光部PD及び
出力電圧(E、)を分圧する抵抗R1、Rはり成る。又
、制御回路部Bにおいて、Q、は主トランジスタQ1の
ベース、エミツタ間に接続された制御用トランジスタZ
D、はツェナーダイオードで抵抗R1及びコンデンサC
6と共に時定数回路を形成し、且つ帰還巻線NBの両端
に接続され、又、該抵抗R8及びコンデンサC1の接続
点(a)は制御用トランジスタQ、のベースに接続され
ている。次にPTは帰還巻線NBの一端と前記接続点(
81間に接続された前記ホトカプラーの受光部でこれに
よりコンデンサC4の充電時定数を調整する。なお、C
3は主トランジスタQ1のオフ特性改善用コンデンサ、
D、はベース起動電流の廻り込み阻止用ダイオードであ
る。
この回路の基本動作は主トランジスタQ、のオン時にト
ランスTに貯えられたエネルギーをオフ時に整流用ダイ
オードD、を通して出力する。なお、主トランジスタの
オフ動作はホトカプラー受光部PT及びツェナーダイオ
ードZD、抵抗R8を流れる電流とコンデンサC4の時
定数回路において(a)点電位が制御用トランジスタQ
、の電圧(VBE )を越えると該トランジスタQ、が
オンし、これにより主トランジスタQ、のベース電流を
吸収してオフせしめる。なお、コンバータの各部のロス
を無視すると、出力電圧E、とQl のオン時間TOH
の関係は(1)式の様に近似出来る。
ランスTに貯えられたエネルギーをオフ時に整流用ダイ
オードD、を通して出力する。なお、主トランジスタの
オフ動作はホトカプラー受光部PT及びツェナーダイオ
ードZD、抵抗R8を流れる電流とコンデンサC4の時
定数回路において(a)点電位が制御用トランジスタQ
、の電圧(VBE )を越えると該トランジスタQ、が
オンし、これにより主トランジスタQ、のベース電流を
吸収してオフせしめる。なお、コンバータの各部のロス
を無視すると、出力電圧E、とQl のオン時間TOH
の関係は(1)式の様に近似出来る。
Ei
E、=Ei (K、・ゴーTON−に、)・・・曲・・
(1)ここでEiは入力電圧、工、は出力電流、K、
K。
(1)ここでEiは入力電圧、工、は出力電流、K、
K。
は定数である。出力電圧を検出してホトカプラーの電流
を可変して、TONを制御すると(1)式により出力電
圧E、を一定に保つことが出来る。
を可変して、TONを制御すると(1)式により出力電
圧E、を一定に保つことが出来る。
又、上記の如く出力電圧が一定になるように制御すると
、負荷電流を増加することにより、又は入力電圧(Ei
)が減少することにより、主トランジスタQ、のオン時
間(TON)が増大し、周波数が低下する。従って入力
電圧(Ei)が最低で最大負荷電流(I、 MAX )
の時、上記オン時間(TON)は最大(TONMAX)
となる。
、負荷電流を増加することにより、又は入力電圧(Ei
)が減少することにより、主トランジスタQ、のオン時
間(TON)が増大し、周波数が低下する。従って入力
電圧(Ei)が最低で最大負荷電流(I、 MAX )
の時、上記オン時間(TON)は最大(TONMAX)
となる。
このことは下記で表わされる。
I MAX E。
TONMAX=に、 E、 (Ei十に、)・曲
・・・・(21今、電圧検出部Aを介してのホトカプラ
ー受光部PTの電流を零となる如く設定すると、これ以
上の出力電流に対してコンデンサC4の充電時定数は最
大となる。つまりこの時の主トランジスタQ、のオン時
間(TON)をTOCとすると下記で表わされる。
・・・・(21今、電圧検出部Aを介してのホトカプラ
ー受光部PTの電流を零となる如く設定すると、これ以
上の出力電流に対してコンデンサC4の充電時定数は最
大となる。つまりこの時の主トランジスタQ、のオン時
間(TON)をTOCとすると下記で表わされる。
TOC)TONMAX・・・・・・・・・・・・(3)
第2図はこの回路(第1図)の出力電圧−電流特性を示
し、上記(2)式に示す如(TON時間は負荷電流工、
に比例して増加するが、TOCに相当する負荷電流IO
C以上には増加せず所謂)の字型下特性(イ)を得る。
第2図はこの回路(第1図)の出力電圧−電流特性を示
し、上記(2)式に示す如(TON時間は負荷電流工、
に比例して増加するが、TOCに相当する負荷電流IO
C以上には増加せず所謂)の字型下特性(イ)を得る。
このように上記の回路によれば容易に出力電圧制御機能
及び過電流制限機能を得ることが可能であるが、この機
能は入力電圧Eiの変化中の少い時に特に効果的である
が、過電流制限機能において入力電圧が100v系或は
200v系の時にこれを共用する場合には00点の電流
IOCは特性(ロ)の如く増加して入力電圧範囲を充分
に補償し切れない。この理由は制御用トランジスタQ、
のコレクタ電流はパルス的な電流のため入力電圧の大巾
な変化の時(例えば100V入力が200V入力に変っ
た場合等)主トランジスタQ、のベース電流を制御でき
ず結果的に該ベース電流が一定にならないことに起因す
ると考えられる。本発明は係る点を鑑み該ベース電流を
ほぼ一定にすることにより上述の問題を解消し、入力電
圧範囲を補償した全入力型コンバータを提供するもので
ある。
及び過電流制限機能を得ることが可能であるが、この機
能は入力電圧Eiの変化中の少い時に特に効果的である
が、過電流制限機能において入力電圧が100v系或は
200v系の時にこれを共用する場合には00点の電流
IOCは特性(ロ)の如く増加して入力電圧範囲を充分
に補償し切れない。この理由は制御用トランジスタQ、
のコレクタ電流はパルス的な電流のため入力電圧の大巾
な変化の時(例えば100V入力が200V入力に変っ
た場合等)主トランジスタQ、のベース電流を制御でき
ず結果的に該ベース電流が一定にならないことに起因す
ると考えられる。本発明は係る点を鑑み該ベース電流を
ほぼ一定にすることにより上述の問題を解消し、入力電
圧範囲を補償した全入力型コンバータを提供するもので
ある。
第3図は本発明の一実施例回路図で従来例と同一符号は
同等部分を示す。本発明は従来例と対比して明らかなよ
うに主トランジスタQ、のベースと帰還巻線N、の一端
間にダイオードD、を介して接続された分割用抵抗R,
、R,の分割点■と該帰還巻線N、の他端0間にダイオ
ードD4と定電圧ダイオードDZ、を接続するようにし
たものである。なおダイオードD、は逆流防止用である
。第4図は本発明の実施例において、入力電圧を基準に
した出力電圧(E、)と垂下電流(Ioc)の関係を示
す特性図で特性曲線(イ)及び(ロ)は定電圧ダイオー
ドDZ、の値(電圧)をほぼ適正値に選定した時の特性
で曲線(イ)は入力電圧が200 V系の時、又(ロ)
は100v系の時の垂下特性を示し、はぼ同様な垂下点
電流であることを示している。
同等部分を示す。本発明は従来例と対比して明らかなよ
うに主トランジスタQ、のベースと帰還巻線N、の一端
間にダイオードD、を介して接続された分割用抵抗R,
、R,の分割点■と該帰還巻線N、の他端0間にダイオ
ードD4と定電圧ダイオードDZ、を接続するようにし
たものである。なおダイオードD、は逆流防止用である
。第4図は本発明の実施例において、入力電圧を基準に
した出力電圧(E、)と垂下電流(Ioc)の関係を示
す特性図で特性曲線(イ)及び(ロ)は定電圧ダイオー
ドDZ、の値(電圧)をほぼ適正値に選定した時の特性
で曲線(イ)は入力電圧が200 V系の時、又(ロ)
は100v系の時の垂下特性を示し、はぼ同様な垂下点
電流であることを示している。
一方面線(ハ)及びに)は設定値が低い電圧の時の特性
を示し、曲線(ハ)は200v系入力、父曲線に)は1
00 V系入力の時の特性を示す。即ち、定電圧ダイオ
ードDZ、の設定はその値が低い場合は200v系入力
時に垂下電流点(OC)は該(OC)意思前で垂下し、
又100v系の時は該(OC)点を越して垂下する。そ
してこの設定値を除々に高めると両者はほぼ同一の垂下
電流特性を得ることが確認された。そして適正な設定値
は該定電圧ダイオードDZ、が10ov系の時は殆んど
機能せず、100v系を越えた時機能するように設定す
ることにより特性(イ)(ロ)を得ることが実験的に確
認できた。このことは100v系入力の時はジスタQ、
のベース電流がほぼ一定になるものと思われる。第5図
は本発明の他の実施例回路図で上記実施例と相違すると
ころはコンデンサC3及びダイオードD、の並列回路を
分割抵抗R2と帰還巻線N、の一端間に挿入するように
したものであり、この構成によれば逆流防止用ダイオー
ド以上の説明から明らかなように本発明によれば構成簡
単にしてRCC回路に出力定電圧機能を付与せしめると
共に入力電圧範囲を補償した垂下電流機能を備えた全入
力型コンバータを提供できるので実用上の効果は大きい
。
を示し、曲線(ハ)は200v系入力、父曲線に)は1
00 V系入力の時の特性を示す。即ち、定電圧ダイオ
ードDZ、の設定はその値が低い場合は200v系入力
時に垂下電流点(OC)は該(OC)意思前で垂下し、
又100v系の時は該(OC)点を越して垂下する。そ
してこの設定値を除々に高めると両者はほぼ同一の垂下
電流特性を得ることが確認された。そして適正な設定値
は該定電圧ダイオードDZ、が10ov系の時は殆んど
機能せず、100v系を越えた時機能するように設定す
ることにより特性(イ)(ロ)を得ることが実験的に確
認できた。このことは100v系入力の時はジスタQ、
のベース電流がほぼ一定になるものと思われる。第5図
は本発明の他の実施例回路図で上記実施例と相違すると
ころはコンデンサC3及びダイオードD、の並列回路を
分割抵抗R2と帰還巻線N、の一端間に挿入するように
したものであり、この構成によれば逆流防止用ダイオー
ド以上の説明から明らかなように本発明によれば構成簡
単にしてRCC回路に出力定電圧機能を付与せしめると
共に入力電圧範囲を補償した垂下電流機能を備えた全入
力型コンバータを提供できるので実用上の効果は大きい
。
第1図、第2図は従来回路図及びその特性図、第3図、
第4図は本発明の一実施例回路図及びその特性説明図、
第5図は本発明の他の実施例回路図である。図において
Tは出力トランス、N1、N、 、Nnはその一次、二
次及び帰還(ペース)巻線、Q、はスイッチング用主ト
ランジスタ、Aは出力電圧検出部、Bは制御回路部、Q
、は制御用トランジスタ、R,〜R1は抵抗C,、C,
はコンデンサ、DZ、はツェナーダイオード、DZ、は
定電圧ダイオード、FD、PTはホトカプラー発光部及
び受光部である。 Aヤ恒臘丸 繁篭元−實蛾犬仙 第1■ %z口 13囚 算ら鎚
第4図は本発明の一実施例回路図及びその特性説明図、
第5図は本発明の他の実施例回路図である。図において
Tは出力トランス、N1、N、 、Nnはその一次、二
次及び帰還(ペース)巻線、Q、はスイッチング用主ト
ランジスタ、Aは出力電圧検出部、Bは制御回路部、Q
、は制御用トランジスタ、R,〜R1は抵抗C,、C,
はコンデンサ、DZ、はツェナーダイオード、DZ、は
定電圧ダイオード、FD、PTはホトカプラー発光部及
び受光部である。 Aヤ恒臘丸 繁篭元−實蛾犬仙 第1■ %z口 13囚 算ら鎚
Claims (1)
- 一次巻線、二次巻線及び帰還巻線を有する出力トランス
と前記一次巻線にコレクタが接続され、ベース、エミッ
タが前記帰還巻線間に接続されたスイッチング用主トラ
ンジスタと前記二次巻線側に接続された整流用ダイオー
ド及び前記主トランジスタの制御回路部を有する一石式
コンバータにおいて、前記制御回路部は前記主トランジ
スタのベース、エミッタ間に接続された制御用トランジ
スタと前記帰還巻線間に接続されたツェナーダイオード
、抵抗及びコンデンサより成る時定数回路と、前記抵抗
及びコンデンサの接続点を前記制御用トランジスタのベ
ースに接続する回路と、前記接続点に接続され、出力電
圧に応じて前記コンデンサの充電時定数を調整する調整
回路と、前記主トランジスタのベースと前記帰還巻線の
一端間に接続された分割抵抗及びダイオードの直列回路
と、前記抵抗の分割点と前記帰還用巻線の他端間に接続
された定電圧ダイオードとを備えたことを特徴とする一
石式コンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP30852986A JPH0611190B2 (ja) | 1986-12-26 | 1986-12-26 | 一石式コンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP30852986A JPH0611190B2 (ja) | 1986-12-26 | 1986-12-26 | 一石式コンバ−タ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63167673A true JPS63167673A (ja) | 1988-07-11 |
JPH0611190B2 JPH0611190B2 (ja) | 1994-02-09 |
Family
ID=17982127
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP30852986A Expired - Lifetime JPH0611190B2 (ja) | 1986-12-26 | 1986-12-26 | 一石式コンバ−タ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0611190B2 (ja) |
-
1986
- 1986-12-26 JP JP30852986A patent/JPH0611190B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0611190B2 (ja) | 1994-02-09 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4649464A (en) | Dual operating mode switching power supply | |
US4763236A (en) | DC-DC converter | |
US5517397A (en) | Flyback power converter with spike compensator circuit | |
JPH02114861A (ja) | 断続調整型電源回路 | |
US4862338A (en) | Ringing choke converter using single switching element | |
JP3381769B2 (ja) | 自励発振型スイッチング電源装置 | |
EP0964505B1 (en) | Self-excited DC-DC converter and a power supply device using same | |
JPH11206126A (ja) | 自励発振型スイッチング電源装置 | |
JP3351464B2 (ja) | 自励発振型スイッチング電源装置 | |
JPH09117134A (ja) | スイッチング電源 | |
US6081433A (en) | Switching power supply apparatus | |
JPS63167673A (ja) | 一石式コンバ−タ | |
JP3267730B2 (ja) | 自動電圧切換式電源回路 | |
JP2776152B2 (ja) | スイッチングレギュレ−タ | |
JP2984466B2 (ja) | リンギングチョ−クコンバ−タ | |
JP3171068B2 (ja) | スイッチング電源 | |
JPH0654525A (ja) | Dc/dcコンバータ | |
JPS6387170A (ja) | リンギングチョークコンバータ | |
JPH0315423B2 (ja) | ||
JP3287039B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JPH1155946A (ja) | 過電流保護回路 | |
JPH01248965A (ja) | 一石式コンバータ | |
JPH06189545A (ja) | スイッチング電源装置 | |
JPS6327948B2 (ja) | ||
JPS6377376A (ja) | 過電流保護方式 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
EXPY | Cancellation because of completion of term |