JPH0357694B2 - - Google Patents

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JPH0357694B2
JPH0357694B2 JP59119295A JP11929584A JPH0357694B2 JP H0357694 B2 JPH0357694 B2 JP H0357694B2 JP 59119295 A JP59119295 A JP 59119295A JP 11929584 A JP11929584 A JP 11929584A JP H0357694 B2 JPH0357694 B2 JP H0357694B2
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Hironobu Sakagami
Kaoru Furukawa
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Panasonic Electric Works Co Ltd
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Matsushita Electric Works Ltd
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    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02JCIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/02Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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    • H02M3/1563Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators without using an external clock
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02JCIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2207/00Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J2207/20Charging or discharging characterised by the power electronics converter

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 [技術分野] 本発明は電気かみそりのような小型電気機器に
組み込まれるアルカリ蓄電池の充電回路に関する
ものである。
[背景技術] 従来この種の充電回路として例えば第10図に
示すようなインバータ回路(特公昭56−39137号)
が用いられてきた。まずこの回路の構成と動作を
説明すると、1は電源回路、2はインバータ回
路、3は電圧切換回路であり、インバータ回路2
において、スイツチングトランジスタQswのコ
レクタにはトランスTの一次巻線L1が、ベース
には一次巻線L1と正帰還結合されたフイードバ
ツク巻線L3がそれぞれ接続されており、トラン
スTの二次巻線L2はダイオードD2を介して電池
Bに接続されている。いま電源Vsがオンされる
と起動用抵抗R2を通して、トランジスタQ1にベ
ース電流が供給されコレクタ電流が流れ始める。
巻線L1と巻線L3とは正帰還がかかるように接続
されているので、コレクタ電流が急上昇してトラ
ンジスタQ1は急速にスイツチオンされる。この
ときトランスの二次巻線L2に誘起される電圧に
対してダイオードD2が逆極性となつており負荷
電流は流れない。コレクタ電流がある値まで増え
続けるとコレクタエミツタ間電圧が高くなつて巻
線L1にかかつていた電圧が減り始めるので、こ
れが巻線L3を介してベース電流を減少させ、こ
の傾向が正帰還により助長されてトランジスタ
Q1は急速にオフする。このときトランスに蓄積
されていたエネルギが二次巻線L2からダイオー
ドD2を通して電池Bに供給される。以後は同様
な動作が一定周期で繰り返され発振が持続される
のである。電圧切換回路3は電源電圧が100Vで
も200Vでも使用できるようにしたもので、200V
の時にはインピーダンス素子Zで電圧を降下さ
せ、100Vの時にはスイツチング回路Sでインピ
ーダンス素子Zを短絡することにより、常にイン
バータ回路2に同じ電圧がかかるようにしたもの
である。
さて上記の従来回路においては、100Vと200V
の2地域に共用はできるけれども、実際には
110V、120V、127V、220V、240Vなど各地域が
あり、これら全ての電源電圧に対する自動電圧切
換回路を設けることは不経済であり、そのために
発振が不安定になり易いという問題があつた。
[発明の目的] 本発明はこのような点に鑑み為されたものであ
り、できるだけ簡単な回路構成でインバータの発
振を安定化させるとともに、電源電圧が大幅に変
化しても充電電流を一定に保つことを目的とする
ものである。
[発明の開示] 本発明による充電回路は、スイツチングトラン
ジスタのコレクタにトランスの一次巻線を、ベー
スに一次巻線と正帰還結合されたフイードバツク
巻線をそれぞれ接続し、上記トランスの二次巻線
に誘起される電圧をダイオードを介して被充電電
池に印加せしめてなるインバータ型充電回路にお
いて、上記スイツチングトランジスタのベースと
エミツタにそれぞれコレクタとベースとを接続さ
れたバイパス用トランジスタのベースエミツタと
定電圧要素とを直列にして上記スイツチングトラ
ンジスタのエミツタに挿入された電流検出用抵抗
に並列接続し、上記フイードバツク巻線の両端電
圧が一定値を超えたことを検出する手段と、該検
出出力により上記定電圧要素または複数に分割さ
れた上記定電圧要素の一部分を短絡するスイツチ
ング素子とを設けた点に特徴を有するものであ
り、スイツチングトランジスタのコレクタ電流の
ピークが一定値を超えると、バイパス用トランジ
スタが導通してスイツチングトランジスタのベー
ス電流を引き込むことにより、コレクタ電流を減
少させて発振を安定に持続できるようにし、しか
も、電源電圧が大幅に変わつた場合(たとえば、
100V地域と200V地域とで使用するような場合)
にも、フイードバツク巻線の電圧に基づいて電源
電圧を検知することによつて、スイツチングトラ
ンジスタのエミツタに挿入された電流検出用抵抗
の両端電圧と比較する電圧を変更するようにし、
もつて、充電電流が一定になるようにしたもので
ある。
第1図は本発明充電回路の一実施例を示したも
のである。同図において、1は電源回路で、商用
電源Vsからの交流入力は保護抵抗R1を通りダイ
オードD1およびコンデンサC1によつて整流平滑
化され、各回路に直流電圧Vinを供給している。
2はインバータ回路で、スイツチングトランジス
タQ1のコレクタはトランスの一次巻線L1が、ベ
ースにはベース抵抗R3およびスピードアツプ用
コンデンサC3を介してフイードバツク巻線L3
それぞれ接続されており、エミツタには電流検出
用抵抗R5を介して電池Bが直列に挿入されてい
る。また巻線L1の両端にはダイオードD5、コン
デンサC4および抵抗R4よりなるスパイク吸収回
路が接続されている。4は出力回路で、トランス
の二次巻線L2に誘起される電圧がダイオードD2
を介して電池Bの両端に印加されている。5は安
定化回路で、バイパス用トランジスタQ2と定電
圧要素としてのツエナーダイオードD4とで構成
されている。6は自動電圧切換回路で、電圧検出
手段としてのツエナーダイオードD3とスイツチ
ング素子Q3とで構成されている。R6は電流制限
用抵抗である。
上記の構成において、いま何らかの原因により
スイツチングトランジスタQ1のコレクタ電流が
増大すると、電流検出用抵抗R5における電圧降
下によつてスイツチングトランジスタQ1のエミ
ツタ電位Veが上昇する。この電位Veがツエナー
ダイオードD4における電圧降下Vdzとトランジ
スタQ2のベースエミツタ間の電圧降下Vbeとの
和よりも大きくなり、 Ve>Vbe+Vdz になると、トランジスタQ2が導通してスイツチ
ングトランジスタQ1のベース電流をバイパスし、
コレクタ電流Icを減少少させる。実際にはコレク
タ電流は高周波の脈流となつており、コレクタ電
流波形のピーク値が一定値を超え始めるとベース
電流を抑制し、コレクタ電流が一定値以上に上昇
しないように制御しているのである。
また電圧検出手段としてのツエナーダイオード
D3はフイードバツク巻線L3の両端電圧が一定値
を超えたことを検出してスイツチング素子Q3
導通させるようになつており、100〜120V電源で
使用された場合にはスイツチング素子Q3は導通
せず、200〜240V電源で使用された場合にはスイ
ツチング素子Q3が導通してツエナーダイオード
D4を短絡するようになつている。こうして電圧
切換回路6が動作した後は、電流検出用抵抗R5
の電圧降下VeがトランジスタQ2のベースエミツ
タ間電圧降下Vbeより大きくなつた時点すなわ
ち、 Ve>Vbe となつた時点で、スイツチングトランジスタQ1
のベース電流がバイパスされる。このように使用
される電源電圧が高い場合にはコレクタ電流が低
い値に抑制され、いずれの電源に対してもトラン
スの二次側にはほぼ一定の平均出力電流が得られ
るようになつている。
第2図は安定化回路5の動作を示したもので、
Vce、Ic、Ibはそれぞれスイツチングトランジス
タQ1のコレクタエミツタ間電圧、コレクタ電流、
ベース電流で、Ioはトランスの二次電流すなわち
出力電流である。同図において、Vceがゼロの間
はIcが直線的に上昇し、IcがIcp=hFE×Ibに達
するとトランジスタQ1はカツトオフして、トラ
ンスに蓄積されていたエネルギが出力電流Ioとし
て放出される。何らかの原因によつて入力電圧が
上昇すると、同図の右側に示すようにIcの上昇率
が高くなるが、上述のようにIcが一定値に達する
とトランジスタQ2がIbをバイパスしてIcをカツト
オフするので、トランジスタQ1のオン期間Ton
が短くなり、したがつて一周期に蓄積されるエネ
ルギも減少して、結果的には出力電流Ioの平均値
がほぼ一定に維持されるのである。
第3図は電圧切換回路6の動作を示したもので
ある。いま入力電圧をVinとするとフイードバツ
ク巻線L3にはほぼVin×(L3とL1の巻線比)に相
当する電圧が誘起される。したがつて電圧検出手
段D3の設定電圧により、例えば160V付近で定電
圧要素が切り換わるようにし、電流検出用抵抗
R5と定電圧要素D4の値を適当に選ぶことによつ
て、100〜120V電源および200〜240V電源におけ
る出力電流の差を小さくすることができるのであ
る。本実施例の構成によれば、第11図の従来回
路で200Vの場合にインピーダンスZで消費され
ていた電力損失をなくすことができ、機器の温度
上昇を避けることができるのである。
第4図の実施例は、定電圧要素として第1図の
ツエナーダイオードD4の代わりに、バイパス用
トランジスタQ2にダーリントン接続されたトラ
ンジスタQ4のベースエミツタ間接合を利用した
ものであり、第1図のものより部品点数少なく効
率の良い安定化回路が得られる。
第5図の実施例は、第4図の回路において、ス
イツチングトランジスタQ1のベースとフイード
バツク巻線L3との間に挿入されたスピードアツ
プ用コンデンサC3に並列にダイオードD6を介し
て抵抗R7を接続したものであり、この構成によ
り、コンデンサC3を通してベースに供給してい
た電流の一部を抵抗R7に分担させ、その分だけ
コンデンサC3の容量を小さくしたものである。
またダイオードD6は上述の直流阻止のためのも
のである。
第6図は第5図の構成による動作を示したもの
で、左側がコンデンサC3のみの場合、右側がコ
ンデンサC3を小さくしてダイオードD6と抵抗R7
を使用した場合を示している。コンデンサC3
は、スイツチングトランジスタQ1のベースエミ
ツタ間の蓄積電荷を速やかに放電電させるいわゆ
るスピードアツプの機能と、抵抗R2を通して供
給される起動電流が巻線L3側へ流れるのを防止
する直流阻止の機能とがあるが、トランジスタ
Q1のオン期間Ton中はコンデンサC3のインピー
ダンスを小さく保つ必要があるので、容量の充分
大きなものを使用する必要がある。本実施例では
コンデンサC3にスピードアツプの機能のみを受
け持たせ、オン期間中のベース供給電流は抵抗
R7に分担させて、コンデンサC3の容量を小さく
し、それによつて放電時定数を小さくしたもので
あり、その結果ベース供給電流Ibは、第6図の右
側に示されているように、Ton期間の大部分を必
要最小限の定電流で済ますことができ、コンデン
サのみを使用した場合(第6図左側)に比し、は
るかに低損失の回路を構成できるのである。
さらに第7図の実施例は、第1図における定電
圧要素D4を複数に分割してn個のツエナーダイ
オードD41,D42……D4oで構成し、電圧切換回路
S1,S2……Soで順次短絡するようにしたものであ
る。同図において、電圧検出手段としてのツエナ
ーダイオードD31,D32……D3oのツエナー電圧を
適当に選ぶことによつて、各電圧切換回路の検出
電圧を、 V31<V32<……<V3o を満たす適宜の値に設定しておけば、第8図に示
すように、定電圧要素を任意の電圧で切り換える
ことができる。なお第9図の実施例は、第7図に
おいて定電圧要素を複数のトランジスタQ41
Q42……Q4oに置き換えたものである。
[発明の効果] 本発明によれば、上述のようにインバータを構
成するスイツチングトランジスタQ1のエミツタ
に接続された電流検出抵抗における電流降下を定
電圧要素によつて監視し、このエミツタ電圧が一
定値を超えると導通するバイパス用トランジスタ
により、スイツチングトランジスタのベースに供
給される電流を引き込んでコレクタ電流の過上昇
を抑制するようにしたので、きわめて簡単な回路
構成で電源電圧の違いや変動などに対する出力電
流の安定化を行なうことができるという利点があ
る。また、地域による大きな電源電圧の差にして
は、フイードバツク巻線の両端電圧を検出する手
段を設け、その出力で定電圧要素あるいはその一
部を短絡することにより、損失が少なく温度上昇
のない自動電圧切換回路を構成することができる
という利点がある。
すなわち、フイードバツク巻線の電圧に基づい
て電源電圧を検知し、スイツチングトランジスタ
のエミツタに挿入された電流検出用抵抗の両端電
圧と比較する電圧を変更するようにしているの
で、電源電圧が100Vの地域と200Vの地域とで使
用する場合のように、電源電圧が大幅に変わるよ
うな場合でも、充電電流を一定に保つことができ
るのである。
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の一実施例を示す回路図、第2
図は同上の動作を示す波形図、第3図は同じく同
上の動作を示すグラフ、第4図は他の実施例を示
す回路図、第5図はさらに他の実施例を示す回路
図、第6図は同上の動作を示す波形図、第7図は
さらに他の実施例を示す回路図、第8図は同上の
動作を示すグラフ、第9図はさらに他の実施例を
示す回路図、第10図は従来例の回路図である。 1は電源回路、2はインバータ回路、3は電圧
切換回路、4は出力回路、5は安定化回路、6は
電圧切換回路、Q1はスイツチングトランジスタ、
Q2はバイパス用トランジスタ、Q3およびQ31
Q32〜Q3oはスイツチング素子としてのトランジ
スタ、Q4およびQ41,Q42〜Q4oは定電圧要素とし
てのトランジスタ、L1は一次巻線、L2は二次巻
線、L3はフイードバツク巻線、Bは被充電電池、
D3およびD31,D32〜D3oは定電圧要素としてのツ
エナーダイオード、D1,D2およびD5,D6はダイ
オード、R1,R2〜R7は抵抗、S1,S2〜Snは電圧
切換回路、Vsは電源電圧、Vinは入力電圧、Vce
はベースエミツタ間電圧、Veはエミツタ電位、
Icはコレクタ電流、Ibはベース電流、Ioは出力電
流。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 1 スイツチングトランジスタのコレクタにトラ
    ンスの一次巻線を、ベースに一次巻線と正帰還結
    合されたフイードバツク巻線をそれぞれ接続し、
    上記トランスの二次巻線に誘起される電圧をダイ
    オードを介して被充電電池に印加せしめてなるイ
    ンバータ型充電回路において、上記スイツチング
    トランジスタのベースとエミツタにそれぞれコレ
    クタとベースとを接続されたバイパス用トランジ
    スタのベースエミツタと定電圧要素とを直列にし
    て上記スイツチングトランジスタのエミツタに挿
    入された電流検出用抵抗に並列接続し、上記フイ
    ードバツク巻線の両端電圧が一定値を超えたこと
    を検出する手段と、該検出出力により上記定電圧
    要素または複数に分割された上記定電圧要素の一
    部分を短絡するスイツチング素子とを設けて成る
    ことを特徴とする充電回路。
JP59119295A 1984-06-11 1984-06-11 充電回路 Granted JPS611228A (ja)

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US06/726,780 US4633159A (en) 1984-06-11 1985-04-24 Charging circuit
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