JPH0615298Y2

JPH0615298Y2 - 無切換連続可変電源回路

Info

Publication number: JPH0615298Y2
Application number: JP1990060717U
Authority: JP
Inventors: 學基崔
Original assignee: 三星電子工業株式会社
Priority date: 1981-04-01
Filing date: 1990-06-11
Publication date: 1994-04-20
Anticipated expiration: 1997-01-20
Also published as: US4433368A; GB2098368B; JPH036718U; GB2098368A

Description

【考案の詳細な説明】［考案の目的］（従来の技術）本考案は、無切換連続可変電源回路に関するもので、特
に、トランス入力側のタップ切換スイッチを使用せずと
も交流５０Ｖ〜３００Ｖ程度の広範囲の入力電源電圧に
対して、その動作が安定でリップルの無い安定した直流
電圧を安定した時間で連続的に得ることができるととも
に、初期過渡電流等の様な過度電流を制限して電子機器
の回路を保護するように図ったものである。

第１図は、使用交流電源が異なる地域に適応させる従来
の電源回路を示している。この電源回路は、主スイッチ
ＳＷ_１，タップ切換えスイッチＳＷ_２を有する。タップ
切換えスイッチＳＷ_２は、交流入力電源電圧に（例えば
１００Ｖ，２２０Ｖ）に応じて、何れか一方の端子ａあ
るいはｂに切換えて使用される。Ｔはトランス、１は整
流回路、２は平滑コンデンサ、３は交流電源の周波数に
よるリップルを除去するためのアクティブフィルタであ
る。

上記の電源回路によると、降圧トランスＴとタップ切換
えスイッチＳＷ_２が必然的に要求される。これらの部品
は、電子機器の安全性と誤操作を防止するために、機器
の内部に設けられるのが通例である。従って使用地域に
よって交流電源電圧が異なる場合には、ユーザあるいは
設置者等が電子機器（例えばテレビジョン受像機，ラジ
オ，ビデオテープレコーダ，オーディオ機器等）のキャ
ビネットを開いて、タップ切換スイッチＳＷ_２を操作し
なければならない繁雑さがある。またユーザの操作手落
が生じる確率も大きく電子機器の故障を発生することが
ある。さらにまた、タップ切換えスイッチＳＷ_２，降圧
トランスＴを用いた構成では、生産費も上昇し、電子機
器の重量も大きいという欠点がある。また、トランスＴ
によって消費される電力損失も比較的高く、交流入力に
対する直流出力の効率は、約７０％程に過ぎず、効率上
の欠点がある。

（考案が解決しようとする課題）従来の電源回路によると、取扱い上の不便，制作費，重
量の問題，効率，性能上の問題を多く含んでいる。

上記のような問題は、交流電源電圧が各地域ごとに異な
ることに起因して発生している。例えば、韓国，日本国
では交流１００Ｖ、オーストラリアでは交流２４０Ｖ，
２５０Ｖ、フランスでは交流１１５Ｖ，１２７Ｖ，２２
０Ｖ，２３０Ｖのように使用交流電源電圧の異なる国家
又は地域がある。このため、常用交流電源電圧がそれぞ
れ違う国又は地域に電子機器を輸出する場合は、その輸
出先に応じたトランスの電源回路を各々別々に制作しな
ければならず、制作費の増大、原価上昇となる。この様
な点を少しでも緩和するようにした第１図に示した電源
回路は、タップ切換えスイッチＳＷ_２を有するが、世界
的にみた場合、交流１００Ｖ〜２５０Ｖの電源が種々の
値で使用されており、タップ切換えスイッチＳＷ_２のみ
でこれをカバーすることはできない。

そこで、本考案は上述したような諸欠点及び問題点等を
一掃すべく、トランス、タップ切換えスイッチ等を省略
し得、５０Ｖ〜３００Ｖの広範囲の交流入力に対しても
無調整、無切換えで使用し得、特にその動作が安定でリ
ップルの無い安定した直流電圧を安定した時間で連続的
に得ることができるとともに、初期過渡電流等の様な過
度電流を制限して電子機器の回路を保護する安定した直
流出力を得ることのできる無切換連続可変電源回路を提
供することを目的としている。

［考案の構成］（課題を解決するための手段）本考案では、交流電源の入力側に直接整流回路を接続
し、この整流回路の出力を位相制御するＳＣＲを、トリ
ガー信号発生回路部によってトリガし、さらにＳＣＲの
出力側の直流電圧のリップルをリップル除去用フィルタ
で除去するようにしている。そして特に、リップル除去
用フィルタ回路は、少なくともアクティブフィルタを構
成するトランジスタ回路と、このトランジスタのベース
に駆動電流を供給する駆動回路とからなり、上記駆動回路は、前記平滑コンデンサの出力が供給され
る並列関係にある第１、第２の時定数回路を有し、一方
の時定数回路の充電時定数が他方の時定数回路の充電時
定数よりも数分の一乃至数十分の一程度に設定され、ま
た長い時定数側のブリーダ電位は短い時定数側のブリー
ダ電位よりも若干高く設定され、かつ各々の時定数回路
間には逆流阻止用のダイオードが接続されており、この
ダイオードのカソード側出力が前記トランジスタ回路の
駆動電流供給端子に接続されている。

（実施例）以下図面を参照して本考案の実施例を詳細に説明する。

第２図は本考案に関わる回路の全体的な系統を示す構造
であり、第３図はその具体的な回路を示している。

そして、第３図および第４図はこの考案の要部となる回
路構成を示している。

全体的な概要を説明すると、交流入力端子Ｌ_１，Ｌ_２に
は、交流電源（例えばＡＣ５０Ｖ〜３００Ｖ）が加えら
れる。１１はヒューズ、１２は主スイッチである。交流
電源は、ブリッジ結線の整流回路１３で整流され、直流
に変換される。整流回路１３の＋側出力端子は、抵抗Ｒ
_１、チョークコイル１４を介して位相制御用のＳＣＲ１
５のアノードに接続される。チョークコイル１４は、Ｓ
ＣＲ１５の動作時間を延長させるためと、不要輻射防止
用である。整流回路１３の＋側出力端子は、ＳＣＲ１５
をトリガするためのトリガー信号発生回路１６にも接続
されている。トリガー信号発生回路１６で発生したトリ
ガー信号は、抵抗Ｒ_１６、コンデンサＣ_６を介してＳＣ
Ｒ１５のゲートに加えられる。ＳＣＲ１５のカソードと
接地間には、コンデンサＣ_１が接続されている。このコ
ンデンサＣ_１の端子電圧は、抵抗Ｒ_１１，Ｒ_１２，Ｒ
_１３等で構成されるフィードバック回路によってトリガ
ー信号発生回路１６に帰還されている。

トリガー信号発生回路１６のトリガー信号は、コンデン
サＣ_１の端子電圧によってＳＣＲ１５をターンオン又は
ターンオフさせるタイミングを制御し出力を安定化す
る。コンデンサＣ_１の端子はさらにヒューズを介してリ
ップル除去用フィルタ回路１８に接続されている。

第３図は上記の系統を具体的の示す回路であり、第４図
はこの回路の各部信号波形である。整流回路１３の＋側
出力端子（図示のＡ点）に現れた整流出力は、第４図
（ａ）に示す脈流電圧になる。この整流出力は、抵抗Ｒ
_２、コンデンサＣ_３、定電圧ダイオードＤ_２によって安
定化され、トランジスタＱ_１〜Ｑ_５の駆動電圧として一
定の直流電圧となる。この直流電圧は抵抗Ｒ_２を介して
トランジスタＱ_１のエミッタに加えられたのち、抵抗Ｒ
_９を介してトランジスタＱ_２のエミッタ、抵抗Ｒ_１７を
介してトランジスタＱ_３のコレクタに加えられ、トラン
ジスタＱ_５のエミッタにそれぞれ供給される。またこの
直流電圧は、抵抗Ｒ_９を介したのち、コンデンサＣ_５の
端子、抵抗Ｒ_１８を介してトランジスタＱ_４のコレクタ
にも供給される。また整流出力は、抵抗Ｒ_３、Ｒ_４によ
って分圧されこの分圧出力は、コンデンサＣ_２、ダイオ
ードＤ_１を通してトランジスタＱ_１のベースに供給され
る。トランジスタＱ_１のコレクタ側には、（図示Ｄ点）
コンデンサＣ_２と抵抗Ｒ_５の時定数により、第４図
（ｄ）に示すような波形の信号があらわれる。この電圧
信号は、抵抗Ｒ_６，Ｒ_７、コンデンサＣ_４で構成される
積分回路、並びに抵抗Ｒ_８を通してトランジスタＱ_２の
ベースに加えられる。この場合、トランジスタＱ_２は、
そのエミッタ電位が、ベース電位より約0.7V程高い状態
でオンし、この時のエミッタ電位は、抵抗Ｒ_１８を介し
て接続されたトランジスタＱ_４の導通状態により決定さ
れる。トランジスタＱ_２のベースエミッタ間には保護ダ
イオードＤ_３が接続され、トランジスタＱ_２のコレクタ
は抵抗Ｒ_１０、Ｒ_１５を直列に介して接続され、抵抗Ｒ
_１０、Ｒ_１５の接続点にトランジスタＱ_３のベースが接
続される。トランジスタＱ_４のベースは、抵抗Ｒ_１２の
摺動子に接続されている。抵抗Ｒ_１１，Ｒ_１２，Ｒ_１３
は、コンデンサＣ_１の端子と接地間に直列接続されてい
る。トランジスタＱ_４は、抵抗Ｒ_１１，Ｒ_１２，Ｒ_１３
により構成されたフィードバック回路を通したベース電
圧によって誤差電圧を検出する。例えばコンデンサＣ_１
の端子（Ｃ点の電圧）電圧は、第４図（ｃ）の波形ｅ_１
の如くなるが、これが予定値より上昇すれば、トランジ
スタＱ_４のベース電圧が上昇し、これによりトランジス
タＱ_４が導通し抵抗Ｒ_１８にコレクタ電流が流れる。こ
のとき、トランジスタＱ_２のエミッタ電位は相対的に低
くなり、従って、トランジスタＱ_２の動作点は第４図
（ｄ）において、スロープの低い側、つまり位相が遅い
地点に移ることになる。このトランジスタＱ_２の動作よ
り、トランジスタＱ_３が動作することになり、抵抗Ｒ
_１７の両端間には、電位差が発生する。この電圧は、コ
ンデンサＣ_６とダイオードＤ_４により微分されて、イン
パルス型のパルスとなり、抵抗Ｒ_１９を通してトランジ
スタＱ_５を動作させる。そしてトランジスタＱ_５により
増幅されたパルス電流によって、抵抗Ｒ_１６、コンデン
サＣ_６を通じて、第４図（ｂ）のように脈流電圧が０に
下がってＳＣＲ１５のアノード端の電位が０に下がり、
ＳＣＲ１５はさらにターンオフされる。ここでチョーク
コイル１４は、ＳＣＲ１５の導通時間を延長させ、スイ
ッチ動作の際発生する不要輻射を防止せしめる。

さらに図示Ｃ点の電位が予定値よりも減少すれば、トラ
ンジスタＱ_４のベース電圧はバイアス電圧以下になり、
トランジスタＱ_４が遮断状態になり、これによってトラ
ンジスタＱ_２の動作点は、第４図（ｄ）のスロープの高
くなった地点、つまり位相の進んだ点に移ることにな
る。トランジスタＱ_２が動作すれば抵抗Ｒ_１０を通じて
トランジスタＱ_３が動作され、これにより、抵抗Ｒ_１７
の両端に電位差が発生する。この電位差は、コンデンサ
Ｃ_６並びにダイオードＤ_４で微分され、抵抗Ｒ_１９を通
じてトランジスタＱ_５に印加され増幅された後、さらに
抵抗Ｒ_１６、コンデンサＣ_６を通じてＳＣＲ１５をター
ンオフするが、結果的には位相が先立ったタイミングで
ターンオフされるのでＣ点に充電される電圧は上昇する
ことになる。

このようにコンデンサＣ_１の両端間の充電電圧が予定値
より高い場合には抵抗Ｒ_１１，Ｒ_１２，Ｒ_１３により構
成されたフィードバック回路を通じてトランジスタＱ_４
を動作させて充電電圧を低める。またコンデンサＣ_１の
両端間の充電電圧が予定値より低い場合には、トランジ
スタＱ_４を遮断させ、コンデンサＣ_１の両端にさらに高
くなった電圧を充電させる。

上記のような充放電動作が毎周期に繰り返されてコンデ
ンサＣ_１の端子においては第４図（ｃ）の波形ｅ_１の如
く、一定の電圧が現れる。

一方抵抗Ｒ_２１，Ｒ_２２、コンデンサＣ_７は過度の交流
電圧の差（例えば１００Ｖと２２０Ｖ）によってもＣ点
の電圧レベルを一定に維持するための補償回路である。

しかし、コンデンサＣ_１の両端間の電圧はリップルを含
んでいるから、このリップルを除去するためにコンデン
サＣ_１の後段に、アクティブフィルタ並びに過度電流制
限回路を構成したリップル除去用フィルタ回路１８が設
けられている。

この回路は、前段のコンデンサＣ_１において得られた第
４図（ｃ）の波形ｅ_１の如く、リップルを含んだ電圧の
リップルを除去してコンデンサＣ_９の両端にリップルの
含有率が0.05％以下程度になる第４図（ｃ）の直流電圧
ｅ_２を得るためのものである。

即ち、コンデンサＣ_１からの電圧は、抵抗Ｒ_２３とコン
デンサＣ_８を通じて一定時間（抵抗Ｒ_２３とコンデンサ
Ｃ_８の値を乗じた値）経過後、抵抗Ｒ_２４を通じてトラ
ンジスタＱ_８のベース電圧として印加される。これによ
って、ダーリントン接続されたトランジスタＱ_８，
Ｑ_７，Ｑ_６が動作する。抵抗Ｒ_２９はトランジスタＱ_９
のベースバイアス抵抗である。抵抗Ｒ_２９を通じたトラ
ンジスタＱ_８のエミッタ電流が一定値以上になれば、こ
の電圧降下値は、抵抗Ｒ_２９を通じてトランジスタＱ_９
のベースに印加され、トランジスタＱ_９が導通されるの
で、トランジスタＱ_８のベース電流はシャントされて過
負荷電流を制限され、一方コンデンサＣ_１の両端の充電
電圧が何等かの理由で過度に上昇される場合には、この
電圧は抵抗Ｒ_３１を通じて抵抗Ｒ_２９と抵抗Ｒ_３０の直
流回路を通じて電流を流させ、トランジスタＱ_９のベー
スとエミッタ間の順方向電圧を上昇させる結果になるの
で、トランジスタＱ_９は導通され、トランジスタＱ_８の
ベース電流をシャントし、結局トランジスタＱ_６は電流
制限動作をすることになる。図中Ｒ_２６，Ｒ_２７，Ｒ
_２８，Ｒ_２５はブリーダ抵抗、Ｄ_８はトランジスタ
Ｑ_６，Ｑ_７，Ｑ_８の保護用ダイオードであり、Ｄ_７は正
常動作時には作用しないが、ＳＣＲのアノードとカソー
ドがショーとされる等の非正常動作の際Ｃ点の電位が正
常値より上昇する場合に限ってツェナ電圧値によりトラ
ンジスタＱ_８のベース電位の過度な上昇を制限する役割
をする。

しかし第３図に示されたリップル除去用フィルタ回路１
８は電源投入時より予定された正常動作までにかかる時
間は抵抗Ｒ_２３とコンデンサＣ_８の値を乗じた程の時間
を要することになる。このため、コンデンサＣ_９の出
力、すなわちＥ点の出力のリップルを小さくして、第４
図（ｃ）の出力ｅ_２を得るためには、抵抗Ｒ_２３とコン
デンサＣ_８による時定数が相当大きくなることになり、
電子器機の早い動作が難しいことがある。

従って上記第３図のリップル除去用フィルタ回路１８を
改善したリップル除去用フィルタ回路を第５図に示して
説明する。

第５図のリップル除去用フィルタ回路は第３図と同一部
分は、同符号を付してある。この回路では、図示Ｃ点の
電圧を２系統の時定数回路に加えている。つまり、抵抗
Ｒ_２３とコンデンサＣ_８の接続点には、抵抗Ｒ_３２の一
端を接続すると共にダイオードＤ_９のアノードを接続
し、このダイオードＤ_９のカソードは抵抗Ｒ_３３を介し
てトランジスタＱ_８のベースに接続される。さらに、前
記コンデンサＣ_１の端子電圧は、抵抗Ｒ_３４を介して
後、抵抗Ｒ_３５とコンデンサＣ_１０の並列回路にも加え
られ、またダイオードＤ_１０のアノード端にも加えられ
る。そして、このダイオードＤ_１０のカソード端は、ダ
イオードＤ_９のカソード端に接続される。

このようなリップル除去用フィルタ回路において、抵抗
Ｒ_３４，Ｒ_３５、コンデンサＣ_１０の時定数は、抵抗Ｒ
_２３、コンデンサＣ_８の時定数より極短く設定され、初
期過渡期のダイオードＤ_１０のアノード電位はダイオー
ドＤ_９のアノード電位より極短い時間内に正常値に到達
するように設定されている。したがって、初期過渡時に
は抵抗Ｒ_３４，Ｒ_３５、コンデンサＣ_１０を通った電圧
がトランジスタＱ_８のベースに印加され、次に抵抗Ｒ
_３２とコンデンサＣ_８の時定数経過後には、ダイオード
Ｄ_９のアノード電位がダイオードＤ_１０のアノード電位
より若干高い値となるように設定されており、この時は
ダイオードＤ_１０は遮断される。そして、ダイオードＤ
_９を通った電圧がトランジスタＱ_８のベースに印加され
るようになる。この場合は、ダイオードＤ_９を通った電
圧がトランジスタＱ_８，Ｑ_７，Ｑ_６を動作せるが、時定
数が大となるので、リップル含有をすくなくするのに有
利な抵抗Ｒ_２３，Ｒ_３２、コンデンサＣ_８、ダイオード
Ｄ_９を通じて迅速に正常動作するようになる。従って、
初期過渡状態にあっては、正常状態に至るまでの初期過
渡期間を短縮させることができＥ点側に接続された負荷
（電子機器）を迅速に動作させることになる。

第６図は、リップル除去用フィルタ回路のさらに他の実
施例である。このリップル除去用フィルタ回路４２は、
初期電源投入の際、先のトリガー信号発生回路１６が正
常に動作しなかった場合に、Ｅ点に必要以上の高い直流
電圧があらわれるのを防止し、機器の保護を図るように
なされたものである。先のトリガー信号発生回路１６
は、ＳＣＲ１５のターンオフタイミングを制御するが、
このトリガー信号発生回路１６が正常に動作しなかった
場合、例えば交流２２０Ｖ使用時の初期電源投入直後の
過度電圧は２２０√２Ｖまで上昇することがある。この
様なときは、トランジスタＱ_６のコレクタ・エミッタ間
には比較的高い電圧がかかることになる。しかし、Ｅ点
の出力である直流電圧は比較的低い値に設定されている
ので、トランジスタＱ_６のコレクタ電流は、その許容値
が制限されるのが望ましい。またこのとき、コンデンサ
Ｃ_１に充電された高い電圧が、予定されたＣ点の正常動
作電圧まで下降するには、抵抗Ｒ_２３，Ｒ_３１等の高抵
抗を通して放電するからその時間が長く問題とされてい
る。

この様な放電時間を短縮するには、トランジスタＱ_６の
エミッタ電流制限値が大きいほど望ましいが、トランジ
スタＱ_６の安全動作状態を考慮すれば無条件に大きくす
ることはできず、比較的正確な適正値に設定することが
望ましい。第６図において、第３図、第５図の実施例と
同一部は同符号を付して説明する。

この実施例の場合、トランジスタＱ_６のエミッタとコン
デンサＣ_９の間に抵抗Ｒ_４０，Ｒ_４１，Ｒ_３０の直列回
路を接続し、抵抗Ｒ_４０，Ｒ_４１と並列にダイオードＤ
_１２を接続している。そして、抵抗Ｒ_４０，Ｒ_４１の接
続点には、抵抗Ｒ_４２の一端とダイオードＤ_１１のカソ
ードを接続し、この抵抗Ｒ_４２の他端とダイオードＤ
_１１のアノードは、抵抗Ｒ_４２を共通に介してダイオー
ドＤ_１３のアノード端に接続する。ダイオードＤ_１３の
カソードはトランジスタＱ_９のベースに接続している。
このトランジスタＱ_９のベース・エミッタ間には抵抗Ｒ
_４４を接続する。そして、先のダイオードＤ_１３のアノ
ードは、ツエナダイオードＤ_１４、抵抗Ｒ_３１を直列に
介してコンデンサＣ_１の出力端子に接続される。

上記の構成において、抵抗Ｒ_４４はブリーダ抵抗であ
り、抵抗Ｒ_４０，Ｒ_４４，Ｒ_４２，Ｒ_４３、抵抗３０等
は過電流検出回路であり、さらにトランジスタＱ_９を含
めた、負荷電流制限回路を構成している。

第３図、第５図、の実施例の場合と、第６図の実施例の
場合を比較して、電流制限動作を説明する。

第３図、第５図に示した抵抗Ｒ_３０，Ｒ_２９，Ｒ_３１、
トランジスタＱ_９は直流制限回路を構成している。この
電流制限回路においては、入力電圧がどの様な場合にもＥ_１＋Ｅ_２≒０．６Ｖここで、Ｅ_１は抵抗Ｒ_３０の電圧降下値Ｅ_２は抵抗Ｒ_２９の電圧降下値トランジスタＱ_９はシリコントランジスタであ
る。

上記の値を満足するように電流制限動作をすることにな
るがＣ点とＥ点の電位が正常動作レベルの場合には、Ｅ_１≒０．６ＶＥ_２≒０Ｖになる条件で電流制限動作を開始するようにし、Ｃ点の
電位が極に上昇された場合にはＥ_１≒０ＶＥ_２≒０．６Ｖになる条件で電流制限動作を開始することになる。

ここで、Ｅ_１（抵抗Ｒ_３０の電圧降下値）は負荷電流値
により発生するものであるから、上記のＥ_１が約０Ｖに
なる条件の近似領域においては、比較的正確な電流制限
値を確保するのに、トランジスタＱ_６としては最も大値
に対する安全動作領域を有するものが必要となり、これ
は困難である。

Ｃ点の電位はリップルが多く含有されており、抵抗Ｒ
_３１を通じて直流出力側に影響を与える場合もある。

従って、第６図の実施例に場合は、抵抗Ｒ_３１にツエナ
ダイオードＤ_１４を直列接続してリップルの影響を抑え
ている。さらに、ダイオードＤ_１２、抵抗Ｒ_４０，Ｒ
_４１，Ｒ_４２，Ｒ_４３，Ｒ_４４、ダイオードＤ_１１，Ｄ
_１３，Ｄ_１４、トランジスタＱ_９等による電流制限回路
を設けて、電流制限動作の安定と安全性を一層良好とし
ている。

つまり、Ｅ_１＋Ｅ_２＋Ｅ_３＋Ｅ_４≒１．２Ｖ（トランジスタＱ_９のＶ_ＢＥ＋ダイオードＤ_１３の
Ｖ_Ｆ）なる関係を設定している。

ここで、Ｅ_１は抵抗Ｒ_３０の電圧降下値Ｅ_２は抵抗Ｒ_４１の電圧降下値Ｅ_３はダイオードのＤ_１１両端間電圧Ｅ_４は抵抗Ｒ_４３の電圧降下値上記（２）式を満足する条件で電流制限動作を開始させ
ることにより、コンデンサＣ_１の過度電圧はこの電流制
限回路で放電され、制限負荷電流を比較的正確な値で維
持することになる。

Ｃ点とＥ点の電位正常動作レベルになる場合には、
（２）式においてＥ_１≒０．６ＶＥ_２≒０．６ＶＥ_３≒０ＶＥ_４≒０Ｖになる条件で電流制限動作を開始させＣ点の電位が極上
昇した場合には、（２）式において、Ｅ_１≒０ＶＥ_２≒０．３ＶＥ_３≒０．６ＶＥ_４≒０．３Ｖになる条件で電流制限動作を開始するように各抵抗値が
設定される。

ここで、２式のＥ_１とＥ_２は主に負荷電流により発生さ
れる電圧であり、Ｅ_３とＥ_４はＣ点とＥ点の電位差によ
り抵抗Ｒ_３１、ダイオードＤ_１４を通じて分圧された電
圧である。

また抵抗Ｒ_４４は抵抗Ｒ_３０に比べて比較的高い抵抗値
を有しており、その値は数倍乃至数１０倍に設定するの
が良く、ダイオードＤ_１２は容量の比較的大きいシリコ
ンダイオードで、順方向電圧Ｖ_Ｆは約0.9V程の定電圧特
性を有しており、この電圧は抵抗Ｒ_４０と抵抗Ｒ_４１に
分圧されるが、この分圧比は１：２程度が好ましい。ダ
イオードＤ_１１とＤ_１３はシリコンダイオードで順方向
電圧Ｖ_Ｆは0.6V程度であり、ダイオードＤ_１４は約１０
〜５０Ｖ程度の範囲（それ以上の範囲でも可）を有する
定電圧特性を有し、抵抗Ｒ_３１を通じたリップル電圧が
出力、Ｅ点側に伝達されるのを防止する。

従って、上記の電流制限回路によると、初期電源投入時
の極端に上昇された過度状態の入力電圧がＣ点にかかか
るときは、主に抵抗Ｒ_４１の電圧降下値により制限負荷
電流値は異なる。この様に任意の値の制限負荷電流値
を、電流制限動作により比較的正確な値に維持すること
ができるもので、トランジスタＱ_６の安全動作領域に対
して極端的または予定の入力電圧条件に対して満足に動
作させ得る。そして初期過渡状態によりリップル除去用
フィルタ回路の入力側のＣ点の電圧が過度に上昇したと
き、これを短期間内に放電させ正常状態に迅速に安定さ
せ、負荷（電子機器）側の早い始動およびリップル電圧
の抑制が得られることになる。

第７図の実施例は、ＳＣＲ１５ａ，１５ｂを接続し、交
流全波に対して移送制御が得られるようになされたもの
で、他の部分は先の実施例と同じであるから同じ符号を
を附して説明は省略する。

以上説明したようにこの回路は、無切換連続可変電源回
路の最終段に設けられたリップル除去用フィルタ１８の
構成に特徴がある。範囲の広い電源に対応するために、
このリップル除去用フィルタ１８は有意義である。

このリップル除去用フィルタ１８は、平滑コンデンサＣ
_１に生じる第１のリップルを除去するだけでなくと、過
大な電圧が平滑コンデンサＣ_１に生じたときに、負荷側
に過大な電流が流れるのを抑圧することができる。その
ためにリップル除去機能と、電流制限機能を有する（第
５図、第６図共通）ことを特徴としている。

＊リップル除去機能について説明する（第５図及び第６
図共通）と次のようになる。

リップル除去機能は、駆動回路Ｒ_２３、Ｃ_８が時定数を
持っていることにより実現される。この駆動回路
Ｒ_２３、Ｃ_８は、アクティブフィルタを構成する出力ト
ランジスタＱ_６、Ｑ_７、Ｑ_８のベースに駆動電流を供給
すると共に、この駆動電流の変動を抑圧し出力側の第１
のリップルを押さえるために時定数を持っている。

＊過電流制限機能について説明する（第５図及び第６図
共通）と次のようになる。

出力側の過電流は、トランジスタＱ_９がオンして、トラ
ンジスタＱ_８をシャントすることにより実現される。何
等かの理由で、平滑コンデンサＣ_１の電圧が高くなる
と、このことが、抵抗（Ｒ_３１）により検出され、トラ
ンジスタＱ_９のベースに伝達される。これによりトラン
ジスタＱ_９がオンし、トランジスタＱ_８をシャントし、
トランジスタＱ_６からのエミッタ出力電流が制限され
る。

第６図の回路は、上記の機能に加えて、過電流を保護す
る動作中に第２のリップルが出力端子側に現れるのを防
止してる。

即ち、つまり、電流制限トランジスタＱ_９のベースに、
平滑コンデンサＣ_１からの電圧を加える際に、この電圧
に脈流が生じるのを防止している。この脈流は、トラン
ジスタＤ_１４、Ｄ_１３により整流され抑圧される。これ
により第２のリップルが生じるのを押さえることができ
る。

［考案の効果］上記したように本考案は、交流入力端に降圧トランスと
か切換えスイッチ等を設ける必要がなく、脈流電圧の位
相を制御して平滑コンデンサＣ_１の電圧を安定化させ、
さらにリップルを含む直流信号をリップル除去用フィル
タ回路を通してリップルを完全に除去して所定の安定化
されたリップル含有率が約0.05％にすぎない直流信号が
得られる。また、この回路は、無調整、無切換え方法で
あり、交流５０〜３００Ｖの範囲に達する広大域の交流
入力電圧に対しても所定の一定な直流電源電圧を安全に
得、かつ連続的に切換えても安定に得ることができ、参
考として後に示す表の如く、常用電源電圧がそれぞれ異
なる地域であっても効果的に使用できる。また生産性、
設備、使用面においても、使用地域向きにわざわざつく
る必要もなく、部品の有効利用が得られ、さらに電源回
路自体の電力損失を大幅に減じることができる交流入力
１００％に対して直流流出力８５％程度の高効率を得る
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の降圧トランスと切換えスイッチを利用し
た電源回路を示す図、第２図は本考案の一実施例を示す
構成図、第３図は本考案の一実施例をさらに詳しく示す
回路図、第４図は本考案の一実施例の動作を説明するの
に示した信号波形図、第５図，第６図は本考案に係わる
リップル除去用フィルタ回路の他の実施例を示す回路
図、第７図は本考案に係わる電源入力側の他の実施例を
示す構成図である。１３……整流回路、１４……チョークコイル、１５……
ＳＣＲ、１６……トリガー信号発生回路、１８……リッ
プル除去用フィルタ回路、Ｃ_１〜Ｃ_９……コンデンサ、
Ｑ_１〜Ｑ_９……トランジスタ。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

【請求項１】交流入力端に接続された整流回路の出力が
供給されるサイリスタ（１５）と、このサイリスタ（１
５）に直列接続されたチョークコイル（１４）と、前記
サイリスタ（１５）の出力が供給される平滑コンデンサ
（Ｃ_１）と、この平滑コンデンサ（Ｃ_１）の出力を分圧
するフィードバック回路（Ｒ_１１、Ｒ_１２、Ｒ_１３）
と、前記整流回路の出力を三角波に変換して、この三角
波を前記フィードバック回路の出力と比較して、その比
較出力から得られる信号を微分して前記サイリスタの位
相制御用のトリガ信号として出力するトリガー信号発生
回路（１６）と、前記平滑コンデンサ（Ｃ_１）の出力が
供給されそのリップルを除去するリップル除去フィルタ
回路（１８）とを備えた無切換連続可変電源回路におい
て、上記リップル除去用フィルタ回路（１８）は、前記平滑コンデンサ（Ｃ_１）の出力が供給されるアクテ
ィブフィルタを構成する出力トランジスタ（Ｑ_６、
Ｑ_７、Ｑ_８）と、前記平滑コンデンサ（Ｃ_１）の出力が供給され、前記出
力トランジスタ（Ｑ_６、Ｑ_７、Ｑ_８）のベースに駆動電
流を供給すると共に、この駆動電流の変動を抑圧し出力
側の第１のリップルを押さえるために時定数を持った駆
動回路（Ｒ_２３、Ｃ_８）と、前記出力トランジスタ（Ｑ_６、Ｑ_７、Ｑ_８）のベースと
前記リップル除去用フィルタ回路（１８）の出力端子と
の間にコレクタエミッタ系路を接続した電流制限トラン
ジスタ（Ｑ_９）を有する電流制限トランジスタ回路と、前記出力トランジスタ（Ｑ_６、Ｑ_７、Ｑ_８）の出力過電
流を制限するために、前記平滑コンデンサ（Ｃ_１）の出
力が所定値以上の電圧となったときに、その変化を前記
電流制限トランジスタ（Ｑ_９）のベースに伝達して前記
電流制限トランジスタ（Ｑ_９）をオンさせるために、前
記平滑コンデンサ（Ｃ_１）と前記電流制限トランジスタ
（Ｑ_９）のベース間に第１の抵抗（Ｒ_３１）と、相互に
逆方向の第１及び第２のダイオード（Ｄ_１４、Ｄ_１３）
を直列接続し、前記電流制限トランジスタ（Ｑ_９）のベ
ースに整流出力を与え、第２のリップルが前記リップル
除去フィルタ回路（１８）の出力に生じるのを抑圧する
制御回路とを具備したことを特徴とする無切換連続可変電源回路。
【請求項２】前記制御回路は、前記出力トランジスタ（Ｑ_６、Ｑ_７、Ｑ_８）の出力端子
と前記リップル除去フィルタ（１８）の出力端子との間
に直列接続された第２、第３の抵抗（Ｒ_４０、Ｒ_４１）
及びこの第２、第３の抵抗（Ｒ_４０、Ｒ_４１）に並列な
第３のダイオード（Ｄ_１２）と、前記第２と第３の抵抗（Ｒ_４０、Ｒ_４１）の接続点と、
前記第１と第２のダイオード（Ｄ_１４、Ｄ_１３）の接続
点との間に直列接続された第４、第５の抵抗（Ｒ_４２、
Ｒ_４３）及び前記第４の抵抗（Ｒ_４２）に並列な第４の
ダイオード（Ｄ_１１）とを具備したことを特徴とする実用新案登録請求の範囲第
１項記載の無切換連続可変電源回路。