JPS61288737A - 自動電圧切換式充電器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［技術分野］ 本発明はブロッキング発振動作を利用した小型な自動電
圧切換式充電器に関するものである。

［背景技術］ 従来の充電式の電気かみそりのような小型電気器具は交
流電源さえあれば、充電が可能であるため大変便利なも
のである。ところで交流電源は各国によって電源電圧が
異なるため、各国の電源電圧に対応するアダプタが必要
となり、従って携行するのに嵩高となり不便であるとい
う欠点があり、また例えば高圧の２４０Ｖに対して１０
０Ｖ仕様の電気機器を誤って使用することにより、発火
やその他のトラブルが発生するという問題があった。

そこで提案されたのが手動スイッチによって切換えで各
国の電源電圧に対応しようとするものである。しかし手
動スイッチの切換え忘れや、切換え間違い等によって上
述のトラブルが発生する恐れがあった。またスイッチや
、トランスの切換タップを付設するため器具の大型が避
けられないどう欠点もあった。

そこで交流電源の電源電圧に応じてトランジスタインバ
ータのスイッチングトランジスタのオン時間を制御して
２次電池への充電電流を一定にする方式が特開昭５６−
１１５１４号（第６図）に示すように案出されているが
、しかしながらこの従来回路では充電完了電圧検出回路
１と、スイッチオン時間幅演算回路２とを備え、該両回
路１，２の出力をオアデート回路３で論理和をとり、そ
のゲート出力にてスイッチング制御回路４を介してトラ
ンジスタインバータ５のスイッチングトランジスタＱ、
を制御するため、回路構成が非常に複雑になり、部品点
数が多くなって小型化が困難で、その上コスト高であっ
たり、また部品点数が多くなるため個々の部品のばらつ
きの影響を受は充電電流の調整を困難にするという欠点
があった。

更に第６図回路ではスイッチングトランジスタＱ、がオ
フする時にスイッチングトランジスタＱ。

のコレクタ・エミッタ間に高電圧が印加される。

つまり入力電圧をＥｏ、スイッチング周期をＴ１オン時
間をＴｏｎ、オフ時間をＴ　ＯＦＦすると、スイッチン
グトランジスタＱ、のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥ
は、 ＶＣＥ＝　Ｅ　＋＋（Ｔｏｎ／　ＴＯＦＦ）Ｅ　１＝（
Ｔ／　ＴＯＦＦ）・Ｅｌ　　　　　・・・Ａ となり、実際にはスイッチングトランジスタＱ１がター
ンオフする時は上記のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ。□
の耐圧の高いものを選定しなければならず、コスト高と
なったり、スパイク電圧をＣＲなどから構成されるスパ
イク電圧吸収回路で吸収させる為に部品点数が増えたり
、そこでの損失が＝４＝ 発生して高温となったりするという欠点があった。

［発明の目的］ 本発明は上述の問題点に鑑みて為されたものでその目的
とするところは各種の電源電圧に応動して充電電流を適
正値に制御し、手動の切換スイッチを必要とせず、構成
部品の少ない安価で小型な自動電圧切換式充電器を提供
するにある。

［発明の開示］ 本発明は、交流電源を整流して得られた直流を駆動電源
としてブロッキング発振動作し、発振トランスに設けた
出力用の２次巻線に高周波出力を発生するトランジスタ
インバータを有し、前記高周波出力を整流して２次電池
を充電する充電器において、接続される交流電源の電圧
に応じてトランジスタインバータのスイッチングインバ
ータに流れるコレクタ電流を制御してトランジスタイン
バータから２次電池への充電電流を一定にする制御手段
を具備したことを特徴とする。

以下実施例により説明する。

火１」［Ｌ 第１図は本実施例の回路図を示しており、この実施例は
入力電源整流回路６と、トランジスタインバータ５と、
充電電流調整回路７及び自動電圧制御回路８とから構成
される。入力電源整流回路６は過電流保護抵抗Ｒ，，Ｒ
２及び温度ヒユーズＦｔ１１を介して接続した交流電源
ＡＣを全波整流する余波整流器（半’ＩＪ、整流器でも
よい）Ｒｅｆ、過電圧入力保護素子Ｚ、雑音防止用コン
デンサＣ１丸、平滑用コンデンサＣ２からなり、交流電
源ＡＣｔ−整流して直流電源を得て、トランジスタイン
バータ５に供給する。トランジスタインバータ５はスイ
ッチングトランジスタＱ１と、発振トランスＴｒと、起
動抵抗Ｒ３と、スイッチングトランジスタＱ、のべ一入
電流調整用の抵抗Ｒ４と、発振用コンデンサＣ３と、発
振トランスＴｒの２次巻線Ｌ２の出力電流を整流して２
次電池Ｂに充電電流を与える出力整流用ダイオードＤ１
等とから構成されており、入力電源整流回路６からの直
流を高周波に変換し、該高周波出力を出力整流用ダイオ
ードＤ、にて整流し２次電池Ｂを充電する。充電電流調
整回路７はスイッチングトランジスタＱ、のベース・エ
ミッタ間にコレクタ・ベース間を接続したトランジスタ
Ｑ２と、スイッチングトランジスタＱ１のエミッタに直
列接続した抵抗Ｒ６と、該抵抗Ｒ６にトランジスタＱ２
のベース・エミッタ間を介して並列に接続したツェナー
ダイオードＤ、とから構成されており、スイッチングト
ランジスタＱ１の電流増幅車庫の影響を受けないように
抵抗Ｒ６の両端間の電圧が所定レベル以上となるとトラ
ンジスタＱ２がオンしスイッチングトランジスタＱ、の
ベース電流をバイパスし、スイッチングトランジスタＱ
１のコレクタ電流を制御するようになっている。

自動電圧制御回路８はツェナーダイオードＤ、に並列に
接続したトランジスタＱ３と、上記３次巻線り、にトラ
ンジスタＱ、のベース・エミッタ間を介して並列接続し
たツェナーダイオードＤ３、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ５
の直列回路とから構成され、トランジスタＱ３がオンす
るとツェナーダイオードＤ１を短絡してトランジスタＱ
２の動作点を変化させるようになっている。

次に本実施例の動作を第２図、第３図に基づいて説明す
る。

まず交流電源ＡＣがオンされて充電電流調整回路７から
直流がトランジスタインバータ５に供給されると、起動
抵抗Ｒ１を介してスイッチングトランジスタＱ、のベー
スにベース電流ＩＢが流れて、スイッチングトランジス
タＱ１が導通を開始し、スイッチングトランジスタＱ１
のコレクタ電流Ｉｃが流れ始め、１次巻線り、に第２図
（、）に示す極性の電圧が発生する。この電圧により同
一コアに巻装した発振トランスＴｒの３次巻線Ｌ３に電
圧が誘起されこの誘起電圧にて抵抗Ｒ４、コンデンサｃ
３を介してスイッチングトランジスタＱ１のベースに電
流が流れ、ベース電流ＩＢが増加する。つまり正帰還が
かがって、スイッチングトランジスタＱ、は−気にター
ンオンするのである。スイッチングトランジスタＱ１の
コレクタ電流ＩｃはＩ　ｃ＝（Ｖ／Ｌ　、）　・ｔ　　
　　　　　・−■［但しｔ二時間、Ｖ：１次巻線り、の
印加電圧、Ｌ。

：１次巻線り、のインダクタンスＪ で増加していくわけであるが、このコレクタ電流Ｉｃが
抵抗Ｒ６に流れ、抵抗Ｒ６両端にＩｃＸＲ５という電圧
が発生する。そしてこの電圧Ｉｃ−Ｒ６がＩｃ−Ｒ６≧
Ｖ　Ｄ３＋Ｖ　ＢＥ（０２）　　　−■［但しＶＤ３：
ツェナーダイオードＤ３のツェナー電圧、Ｖ　ＢＥ（Ｑ
２）：　）ランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧１ となった時点で、トランジスタＱ２がオンし、スイッチ
ングトランジスタＱ１のベース電流■Ｂをバイパスする
。スイッチングトランジスタＱ、のベース電流ｒＢが減
少し始めると、発振トランスＴｒの１次巻線り、には第
２図（ｂ）に示す極性の電圧が発生し、この電圧にて３
大巻＃ｉ　Ｌ　３に誘起電圧が発生してスイッチングト
ランジスタＱ、のベース・エミッタ間を逆バイアスし、
スイッチングトランジスタＱ、を一気にターンオフさせ
る。この時に１次巻線り、の蓄積エネルギを２次巻線Ｌ
２に誘起させるとともにダイオードＤ、で整流して、該
整流電流Ｉｏにより２次電池Ｂを充電する。而して上述
の動作を繰り返して、つまりブロッキング発振を行って
２次電池Ｂを充電していくのである。

ここでトランジスタインバータ５に入力電圧Ｖｉｎが印
加されスイッチングトランジスタＱ、のコレクタ電流Ｉ
ｃが上記■式で表される値までの時間をＴｏｎ、とすれ
ば、そのときのピークのコレクタ電流ｒＣｐは、 Ｉ　ｃｐ＝　（Ｖ　ｉｎ／Ｌ　＋　）　・Ｔ　Ｏｎ＋　
　　　＋＋■となる。そしてスイッチングトランジスタ
Ｑ１がオフすると、２次巻線Ｌ２に発生するピーク電流
Ｉｏｐは Ｉ　０１）＝　（ｎ＋／ｎ２）　・Ｉ　ｃｐ　　　　　
　−■［但しｎｌ：１次巻線り、の巻数、ｎ２：２大巻
数Ｌ２の巻数１ となる。ここで２次組ｆｉＢに流れる電流Ｉ。はＩｏ＝
Ｉｏｐ　　（Ｖｎ／Ｌ２）・ＴｏｆＬ　　−■［但しＶ
Ｂ：は２次電池Ｂの電圧、Ｌ２：２大巻数Ｌ２のインダ
クタンス、ＴｏｆＬニスイツチングトランジスタＱ、の
オフ時間］ となる。充電電流Ｉｏの平均電流ＩＯはＩ　ｏ＝（Ｉ　
ｏｐＸ　Ｔｏｆｆｌ）／［２（Ｔｏｎｔ十ＴｏｆＬ）］
・・・■ となる。そしで０〜０式より ’ｌ’ｏｎ、＝　（［Ｖｏ３＋　ＶＩＥ（０２）］　・
Ｌ　＋ｌ／　（Ｒｓ　・Ｖ　１ｎ）＝に、・１／Ｖｉｎ ＴｏｆＬ＝（Ｌ２／ＶＢ）・（ｎ＋／ｎ２）　＠　［Ｖ
Ｄ３＋ＶＢＥ（０２）］／Ｒ８＝に２ ［但しに、、に２は一定１ となり、これらを０式に代入すると、 Ｉｏ＝（ＩｏｐＸＫ２）／２［（Ｋ、ｘ１／Ｖｉｎ）＋
に２１・・・■ ［但しＩ　ｏｐニ一定］ となる。

而して充電電流調整回路７により充電電流Ｉｏｐは常に
一定となり、■式から２次側の平均電流１石は入力電圧
Ｖｉｎが変動すれば変化してしまう。

第３図はその状態を示しており、同図（、）はコレクタ
電流ｒｃｐの変化を示し、破線の波形は実線の場合の入
力電圧Ｖｉｎに対して２倍の入力電圧が入力した場合を
示す。また同図（ｂ）は充電電流ＩＯの変化を示し、破
線の波形は実線の場合の入力電圧Ｖｉｎに対して２倍の
入力電圧が入力した場合を示す。尚Ｔ、は周期を、Ｔｏ
ｎ２、Ｔｏｆｆ２は２倍の入力電圧の入力時のスイッチ
ングトランジスタＱ１のオン時間、オフ時間を夫々示す
。

ここで平均電流Ｉｏを一定にする為には入力電圧Ｖｉｎ
に応じて電流Ｉｏｐを変化させればよく、入力電圧Ｖｉ
ｎが増加すれば、■式より電流Ｉｏｐを減少させ五ば良
い。その為には■、■式より時間Ｔ。

ｎｌを短くする必要がある。つまり■式より電圧ＶＤ、
を変化させればよい。この変化を行うための回路が自動
電圧制御回路８であり、この回路では入力電圧Ｖｉｎが
トランジスタインバータ５に印加されると３次巻線Ｌ３
には ■１＝（ｎ３／ｎ、）・Ｖｉｎ　　　　　−、■なる電
圧が入力電圧Ｖｉｎに応じて発生する。但しｎ３は３次
巻線Ｌ３の巻数である。ここで入力電圧Ｖｉｎが増加し
た時に Ｖ３＝Ｖ、、　　　　・・・■ ［但しＶｎ＋：ツェナーダイオードＤ、のツェナー電圧
］ となるようにツェナーダイオードＤ、を選定すれば、ツ
ェナーダイオードＤ、からダイオードＤ２、抵抗Ｒ５を
通してトランジスタＱ、のベース電流が流れトランジス
タＱ、がオンすると、ツェナーダイオードＤ３がトラン
ジスタＱ３により短絡され、■式のツェナー電圧■Ｄ３
が可変でき、これにより電流ＩｃｆｌｓＩｏ−ｐが減少
し平均電流Ｉｏを一定にすることができることになる。

又本実施例はスパイク電圧吸収回路を無くしたものであ
って、スパイク電圧吸収回路による機能を自動電圧制御
回路８を持たせている。つまりトランジスタインバータ
５のスイッチングトランジスタＱ、のターンオフ時のコ
レクタ・エミッタ間電圧■。Ｅは上記Ａ式より ＶＣＥ＝（Ｔ　＋／　Ｔｏｆｆ、）・Ｖ　ｉｎ＋スパイ
ク電圧−（りとなる。そして入力電圧Ｖｉｎが増加して
行くと、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥはかなりの電
圧となるが、Ｖ　３　”　Ｖ　Ｄ　ｌ　＝一定となり、
これを０式のＶ＊＝（ｎｓ／ｎ＋）”　Ｖｉｎに代入す
ると、■ｉｎ＝　（ｎ１／ｎ３）　＠　Ｖ　Ｄ＋　＝一
定となる。

従って入力電圧Ｖｉｎが一定となる為、自動電圧制御回
路８が無い場合に比べて［相］式のコレクタ・エミッタ
間電圧Ｖ。Ｅはかなり低減される。

かくして自動電圧切換回９がスパイク電圧を吸収する機
能を持つこととなり、スパイク電圧吸収回路が不要とな
る。

尚ツェナーダイオードＤ１．Ｄ３の代わりにダイオード
、発光ダイオードの順方向降下電圧を利用しでもよい。

夾１１［Ｌ 本実施例は第１図実施例回路にスパイク電圧吸収回路９
を付加したものであって、第４図に示すようにトランジ
スタインバータ５の発振トランスＴｒの１次巻線り、に
コンデンサＣ４、抵抗Ｒ７の並列回路とダイオードＤ５
との直列回路を並列接続して構成され、１次巻線Ｌ１の
両端間に発生する電圧を吸収するようになっている。つ
まり上述の実施例１の自動電圧制御回路８によるスパイ
ク電圧吸収機能以外にスパイク電圧吸収回路９にてスイ
ッチングトランジスタＱ、に印加されるコレクタ・エミ
ッタ間電圧ＶＣＥを更に低減してスイッチングトランジ
スタＱ、のＶ　ＣＥＯ耐圧の低いものを使用できるよう
にし、スイッチングトランジスタの入手を容易にすると
ともに、コストの安いスイッチングトランジスタの使用
を可能としている。

艮１乱影 本実施例は第５図に示すようにスイッチングトランジス
タＱ、のベース電流を供給するベース電流用巻線を一つ
の２次巻線Ｌ２で共用したもので、実施例１，２におけ
る３次巻線Ｌ３の代わりに２次巻線Ｌ２を自動電圧制御
回路８のツェナーダイオードＤ１、ダイオードＤ２、抵
抗Ｒ６、トランジスタＱ３のベース・エミッタの直列回
路に並列に接続するとともに、トランジスタＱ、のエミ
ッタと金波整流器Ｒｅｆの負極端との間に２次電池Ｂを
挿入し、且つ２次巻線Ｌ２と２次電池Ｂとの直列回路に
並列に出力整流用のダイオードＤ４を並列接続しである
点に特徴を有する。

＝１５− 而してトランジスタインバータ５及び充電電流調整回路
７は上記実施例１と同様に動作する。また入力電圧Ｖｉ
ｎがトランジスタインバータ５に印加されると２次巻線
Ｌ２には Ｖ　２＝　（ｎ２／　ｎｌ　）　・Ｖ　ｉｎ　　　　　
・・・■゛なる電圧が入力電圧Ｖｉｎに応じて発生する
。但しｎ２は２次巻線Ｌ２の巻数である。ここで入力電
圧Ｖｉｎが増加した時に Ｖ２”ＶＤＩ　　　　・・・■゛ ［但し■旧：ツヱナーダイオードＤ１のツェナー電圧］
となるようにツェナーダイオードＤ１を選定すれば、ツ
ェナーダイオードＤ１からダイオードＤ２、抵抗Ｒ３を
通してトランジスタＱ３のベース電流が流れトランジス
タＱ３がオンすると、ツェナーダイオードＤ３がトラン
ジスタＱ３により短絡され、■式のツェナー電圧ＶＤ３
が可変でき、これにより電流Ｉｃｐ、Ｉｏｐが減少し平
均電流ＩＯを一定にすることができることになる。

ここで本実施例はトランジスタインバータ５を構成する
発振トランスＴｒに１次巻線り、と２次巻線り、とスイ
ッチングトランジスタＱ、を駆動する為の３次巻線Ｌ３
とからなる３種の巻線を１つのコアに巻いた第１図回路
、第４図回路及び従来例回路に比べて、発振トランスＴ
ｒの小型化とコストの低減化が図れ、更に巻線が減少す
ることによって巻線間の結合係数の低下を防げて損失を
少なくできるという特徴がある。

［発明の効果１ 本発明は接続される交流電源の電圧に応じてトランジス
タインバータのスイッチングトランジスタに流れるコレ
クタ電流を制御してトランジスタインバータから２次電
池への充電電流を一定にする制御手段を具備したので、
交流電源電圧に応じた自動電圧切換により安定した一定
の充電電流で充電が行え２次電池の破壊、極端な劣化が
無くなり寿命が伸びるという効果があり、結果手動の切
換スイッチも必要とせず、構成部品の少ない安価で小型
に製作できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例１の回路図、第２図は同上のト
ランジスタインバータの動作説明図、第３図は同上の動
作説明用の波形図、第４図は実施例２の回路図、第５図
は本発明の実施例３の回路図、第６図は従来例の回路図
であり、Ｂは２次電池、Ｑ、はスイッチングトランジス
タ、ＡＣは交流電源、Ｔｒは発振トランス、Ｌ、は１次
巻線、Ｌ２は２次巻線、Ｌ３は３次巻線、Ｄｌはツェナ
ーダイオード、Ｑ３はトランジスタ、５はトランジスタ
インバータ、６は入力電源整流回路、７は充電電流調整
回路、８は自動電圧制御回路、９はスパイク電圧吸収回
路である。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源を整流して得られた直流を駆動電源とし
   てブロッキング発振動作し、発振トランスに設けた出力
   用の２次巻線に高周波出力を発生するトランジスタイン
   バータを有し、前記高周波出力を整流して２次電池を充
   電する充電器において、接続される交流電源の電圧に応
   じてトランジスタインバータのスイッチングトランジス
   タに流れるコレクタ電流を制御してトランジスタインバ
   ータから２次電池への充電電流を一定にする制御手段を
   具備したことを特徴とする自動電圧切換式充電器。
2. （２）上記発振トランスに設けたスイッチングトランジ
   スタのベース電流供給用の３次巻線の一端に定電圧素子
   を設け、その定電圧素子をスイッチングトランジスタの
   ベース電流を制御するトランジスタのベースに接続し、
   このトランジスタのエミッタを３次巻線の他端に接続し
   て、充電電流を一定にする上記制御手段を構成したこと
   を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の自動電圧切換
   式充電器。
3. （３）充電電流を一定にする上記制御手段と、スイッチ
   ングトランジスタのベース・エミッタ間に設けられスイ
   ッチングトランジスタの電流増幅率の影響を受けないよ
   うにコレクタ電流を制御する制御部とを併用したことを
   特徴とする特許請求の範囲第２項記載の自動電圧切換式
   充電器。
4. （４）上記トランジスタインバータにおいて、出力巻線
   と、スイッチングトランジスタのベース電流を供給する
   ベース電流用巻線とを一つの２次巻線で共用したことを
   特徴とする特許請求の範囲第１項記載の自動電圧切換式
   充電器。
5. （５）上記発振トランスに設けた２次巻線の一端に定電
   圧素子を設け、この定電圧素子をスイッチングトランジ
   スタのベース電流を制御するトランジスタのベースに接
   続しそのトランジスタのエミッタを２次巻線の他端に接
   続して、充電電流を一定とする上記制御手段を構成した
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項又は第４項記載
   の自動電圧切換式充電器。
6. （６）スイッチングトランジスタがオフした時にスイッ
   チングトランジスタに印加されるスパイク電圧を低減す
   る機能を、充電電流を一定にする上記制御手段に持たせ
   たことを特徴とする特許請求の範囲第２項又は第５項記
   載の自動電圧切換式充電器。