JPH0757070B2 - 充電回路 - Google Patents
充電回路Info
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- JPH0757070B2 JPH0757070B2 JP60239969A JP23996985A JPH0757070B2 JP H0757070 B2 JPH0757070 B2 JP H0757070B2 JP 60239969 A JP60239969 A JP 60239969A JP 23996985 A JP23996985 A JP 23996985A JP H0757070 B2 JPH0757070 B2 JP H0757070B2
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- Japan
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Description
【発明の詳細な説明】 ［技術分野］ 本発明は蓄電池を充電する充電回路に関するものであ
る。
る。
［背景技術］ 充電式の電気かみそりのような小型電気器具は交流電源
さえあれば、充電が可能であるため大変便利なものであ
る。ところで交流電源は各国によっては電源電圧が異な
るため、各国の電源電圧に対応するアダプタが必要とな
り、従って携帯するのには嵩高となって不便であるとい
う問題があり、また例えば電圧の240Vに対して100V仕様
の電気機器を誤って使用した場合、発火やその他のトラ
ブルが発生する問題があった。
さえあれば、充電が可能であるため大変便利なものであ
る。ところで交流電源は各国によっては電源電圧が異な
るため、各国の電源電圧に対応するアダプタが必要とな
り、従って携帯するのには嵩高となって不便であるとい
う問題があり、また例えば電圧の240Vに対して100V仕様
の電気機器を誤って使用した場合、発火やその他のトラ
ブルが発生する問題があった。
そこで手動スイッチの切換によって各国の電源電圧に対
応しようとするものがある。しかし手動スイッチの切換
忘れや切換間違い等によって上述と同様のトラブルが発
生する恐れがあり、またスイッチやトランスの切換タッ
プ付設のために器具の大型化が避けられないという問題
があった。
応しようとするものがある。しかし手動スイッチの切換
忘れや切換間違い等によって上述と同様のトラブルが発
生する恐れがあり、またスイッチやトランスの切換タッ
プ付設のために器具の大型化が避けられないという問題
があった。
このためAC100V〜240V入力時でも同一充電電流で蓄電池
を充電できる例えば特開昭56−115141号が提案されてい
る。この充電回路は第７図に示すように交流電源ACを整
流する整流回路Ref出力をリンギングチョークコンバー
タ（以下RCCと略称する）回路１′にて高周波変換して
２次電池Ｂを充電するものであり、RCC回路１′はトラ
ンスＴ、スイッチングトランジスタQ1、起動抵抗R1、ベ
ース抵抗R3、コンデンサC2、ダイオードD0等にて構成さ
れ、トランスＴの１次巻線L1をスイッチングトランジス
タQ1及び２次電池Ｂと直列に整流回路Ref出力に接続す
るとともに、トランスＴの３次巻線である帰還巻線L3を
ベース抵抗R3及びコンデンサC2とともにスイッチングト
ランジスタQ1のベースに接続してあり、この帰還巻線L3
にてスイッチングトランジスタQ1に正帰還をかけること
によりRCC回路１′をブロツキング発振させ、トランス
Ｔの２次巻線である出力巻線L2に電圧を誘起し、この電
圧を整流用ダイオードD0を介して２次電池Ｂに印加して
２次電池Ｂを充電するものである。
を充電できる例えば特開昭56−115141号が提案されてい
る。この充電回路は第７図に示すように交流電源ACを整
流する整流回路Ref出力をリンギングチョークコンバー
タ（以下RCCと略称する）回路１′にて高周波変換して
２次電池Ｂを充電するものであり、RCC回路１′はトラ
ンスＴ、スイッチングトランジスタQ1、起動抵抗R1、ベ
ース抵抗R3、コンデンサC2、ダイオードD0等にて構成さ
れ、トランスＴの１次巻線L1をスイッチングトランジス
タQ1及び２次電池Ｂと直列に整流回路Ref出力に接続す
るとともに、トランスＴの３次巻線である帰還巻線L3を
ベース抵抗R3及びコンデンサC2とともにスイッチングト
ランジスタQ1のベースに接続してあり、この帰還巻線L3
にてスイッチングトランジスタQ1に正帰還をかけること
によりRCC回路１′をブロツキング発振させ、トランス
Ｔの２次巻線である出力巻線L2に電圧を誘起し、この電
圧を整流用ダイオードD0を介して２次電池Ｂに印加して
２次電池Ｂを充電するものである。
以上がRCC回路１′の構成及び２次電池Ｂの充電動作の
概略説明であるが、次にAC100V〜240Vの入力電圧に対し
て２次電池Ｂを同一電流にて充電する回路について説明
する。本従来例ではトランスＴに１次巻線L1に電磁的に
結合した４次巻線である検出巻線L4を設け、この検出巻
線L4に誘起される交流電源ACに比例した電圧を積分する
積分回路部４と、積分回路部４出力と予め設定された基
準電圧Vref2とを比較するコンパレータCPとを備え交流
電源ACの電圧に応じてスイッチングトランジスタQ1のオ
ン時間を設定するスイッチオン時間幅演算回路５と、こ
のスイッチオン時間幅演算回路５出力にてスイッチング
トランジスタQ1のオン時間を制御するスイッチング制御
回路６とで構成されている。尚、本従来例では２次電池
Ｂの予め想定した充電完了電圧に対応する基準電圧Vref
1と２次電池Ｂの電圧とを比較して２次電池Ｂの充電完
了を検出する充電完了電圧検出回路７をも備えている。
このためスイッチオン時間幅演算回路５と充電完了電圧
検出回路７との出力の論理和を行うオア回路８を設けて
ある。
概略説明であるが、次にAC100V〜240Vの入力電圧に対し
て２次電池Ｂを同一電流にて充電する回路について説明
する。本従来例ではトランスＴに１次巻線L1に電磁的に
結合した４次巻線である検出巻線L4を設け、この検出巻
線L4に誘起される交流電源ACに比例した電圧を積分する
積分回路部４と、積分回路部４出力と予め設定された基
準電圧Vref2とを比較するコンパレータCPとを備え交流
電源ACの電圧に応じてスイッチングトランジスタQ1のオ
ン時間を設定するスイッチオン時間幅演算回路５と、こ
のスイッチオン時間幅演算回路５出力にてスイッチング
トランジスタQ1のオン時間を制御するスイッチング制御
回路６とで構成されている。尚、本従来例では２次電池
Ｂの予め想定した充電完了電圧に対応する基準電圧Vref
1と２次電池Ｂの電圧とを比較して２次電池Ｂの充電完
了を検出する充電完了電圧検出回路７をも備えている。
このためスイッチオン時間幅演算回路５と充電完了電圧
検出回路７との出力の論理和を行うオア回路８を設けて
ある。
次にスイッチオン時間幅演算回路５の動作を簡単に説明
する。上記RCC回路１′が動作してトランスＴの１次巻
線L1に電流が流れると、検出巻線L4にも交流電源AC電圧
に比例した電圧が発生し、この電圧にて積分回路部４の
コンデンサC4が充電されていく。ここで、このコンデン
サC4の両端電圧の上昇速度は入力電圧に比例した速度と
なる。そして積分回路部４出力はコンパレータCPの比較
入力端子に入力され、基準電圧Vref2と比較され、積分
回路部４出力が基準電圧Vref2を越えると、コンパレー
タCP出力にハイレベル出力が生じ、この出力にてスイッ
チング制御回路６を動作させてスイッチングトランジス
タQ1のベース電流をバイパスさせることによりスイッチ
ングトランジスタQ1をオフする。したがって、積分回路
部４出力が基準電圧Vref2を越えるまでの時間がスイッ
チングトランジスタQ1のオン時間となり、入力電圧に応
じてスイッチングトランジスタQ1のオン時間を可変して
２次電池Ｂの充電電流を一定とするものである。
する。上記RCC回路１′が動作してトランスＴの１次巻
線L1に電流が流れると、検出巻線L4にも交流電源AC電圧
に比例した電圧が発生し、この電圧にて積分回路部４の
コンデンサC4が充電されていく。ここで、このコンデン
サC4の両端電圧の上昇速度は入力電圧に比例した速度と
なる。そして積分回路部４出力はコンパレータCPの比較
入力端子に入力され、基準電圧Vref2と比較され、積分
回路部４出力が基準電圧Vref2を越えると、コンパレー
タCP出力にハイレベル出力が生じ、この出力にてスイッ
チング制御回路６を動作させてスイッチングトランジス
タQ1のベース電流をバイパスさせることによりスイッチ
ングトランジスタQ1をオフする。したがって、積分回路
部４出力が基準電圧Vref2を越えるまでの時間がスイッ
チングトランジスタQ1のオン時間となり、入力電圧に応
じてスイッチングトランジスタQ1のオン時間を可変して
２次電池Ｂの充電電流を一定とするものである。
しかし、このスイッチオン時間幅演算回路５では４次巻
線L4、積分回路部４、基準電圧Vref2を発生するための
回路、及びコンパレータCPなどの回路を必要とし、回路
構成が複雑となり、部品点数も多い問題があった。
線L4、積分回路部４、基準電圧Vref2を発生するための
回路、及びコンパレータCPなどの回路を必要とし、回路
構成が複雑となり、部品点数も多い問題があった。
［発明の目的］ 本発明は上述の点に鑑みて為されたものであり、その目
的とするところは、簡単な回路構成でAC100V〜240Vまで
使用できる充電回路を提供することにある。
的とするところは、簡単な回路構成でAC100V〜240Vまで
使用できる充電回路を提供することにある。
［発明の構成］ （実施例） 第１図は本発明の一実施例を示す図であり、本実施例は
交流電源ACを整流するダイオードブリッジである整流回
路Refと、該整流回路Ref出力を高周波電圧に変換するRC
C回路１と、RCC回路１に直列に接続されRCC回路１にて
充電される２次電池Ｂとで充電回路部を構成してある。
さらに上記充電回路部について詳述すると、次のように
構成されている。整流回路Ref出力にトランスＴの１次
巻線L1、スイッチングトランジスタQ1、エミッタ抵抗
R2、及び蓄電池Ｂとの直列回路を接続し、スイッチング
トランジスタQ1のベースと蓄電池Ｂの正極との間にトラ
ンスＴの３次巻線である帰還巻線L3、コンデンサC2、及
び抵抗R3の直列回路を接続するとともに、蓄電池Ｂの両
端にトランスＴの２次巻線L2、及び整流用のダイオード
D0との直列回路を接続してある。以上が通常の充電回路
部の構成に関する説明であるが、本実施例ではスイッチ
ングトランジスタQ1が飽和領域に達したときのコレクタ
電流のばらつきにより２次電池Ｂの充電電流がばらつく
ことを防止するため、スイッチングトランジスタQ1のコ
レクタ電流を検出してコレクタ電流が所定値に達したと
きスイッチングトランジスタQ1をオフするコレクタ電流
制御回路２を備えている。さらに具体的にはエミッタ抵
抗R2と２次電池Ｂとの直列回路の両端に抵抗R4,R6、ツ
エナダイオードZD2、の直列回路を接続するとともにス
イッチングトランジスタQ1のベースと２次電池Ｂの負極
側との間にコンデンサQ2を接続し、ツエナダイオードZD
1と抵抗R6との接続点をトランジスタQ2のベースに接続
してあり、エミッタ抵抗R2の電圧降下と２次電池Ｂの電
圧の和の電圧からスイッチングトランジスタQ1のコレク
タ電流を検出してスイッチングトランジスタQ1のスイッ
チングを制御するものである。
交流電源ACを整流するダイオードブリッジである整流回
路Refと、該整流回路Ref出力を高周波電圧に変換するRC
C回路１と、RCC回路１に直列に接続されRCC回路１にて
充電される２次電池Ｂとで充電回路部を構成してある。
さらに上記充電回路部について詳述すると、次のように
構成されている。整流回路Ref出力にトランスＴの１次
巻線L1、スイッチングトランジスタQ1、エミッタ抵抗
R2、及び蓄電池Ｂとの直列回路を接続し、スイッチング
トランジスタQ1のベースと蓄電池Ｂの正極との間にトラ
ンスＴの３次巻線である帰還巻線L3、コンデンサC2、及
び抵抗R3の直列回路を接続するとともに、蓄電池Ｂの両
端にトランスＴの２次巻線L2、及び整流用のダイオード
D0との直列回路を接続してある。以上が通常の充電回路
部の構成に関する説明であるが、本実施例ではスイッチ
ングトランジスタQ1が飽和領域に達したときのコレクタ
電流のばらつきにより２次電池Ｂの充電電流がばらつく
ことを防止するため、スイッチングトランジスタQ1のコ
レクタ電流を検出してコレクタ電流が所定値に達したと
きスイッチングトランジスタQ1をオフするコレクタ電流
制御回路２を備えている。さらに具体的にはエミッタ抵
抗R2と２次電池Ｂとの直列回路の両端に抵抗R4,R6、ツ
エナダイオードZD2、の直列回路を接続するとともにス
イッチングトランジスタQ1のベースと２次電池Ｂの負極
側との間にコンデンサQ2を接続し、ツエナダイオードZD
1と抵抗R6との接続点をトランジスタQ2のベースに接続
してあり、エミッタ抵抗R2の電圧降下と２次電池Ｂの電
圧の和の電圧からスイッチングトランジスタQ1のコレク
タ電流を検出してスイッチングトランジスタQ1のスイッ
チングを制御するものである。
次に本実施例の特徴である電圧の異なる交流電源ACに対
して充電電流を一定にする自動電圧制御回路３について
説明する。この自動電圧制御回路３はトランスＴの１次
巻線L1と電磁的に結合された４次巻線である検出巻線L4
を設け、この検出巻線L4をツエナダイオードZD2、ダイ
オードD1、及び抵抗R4,R5を介してエミッタ抵抗R2の両
端に接続してある。そして抵抗R4と抵抗R5との接続点を
ツエナダイオードZD1に接続して構成されている。
して充電電流を一定にする自動電圧制御回路３について
説明する。この自動電圧制御回路３はトランスＴの１次
巻線L1と電磁的に結合された４次巻線である検出巻線L4
を設け、この検出巻線L4をツエナダイオードZD2、ダイ
オードD1、及び抵抗R4,R5を介してエミッタ抵抗R2の両
端に接続してある。そして抵抗R4と抵抗R5との接続点を
ツエナダイオードZD1に接続して構成されている。
以下、動作について説明する。まずRCC回路１による２
次電池Ｂの充電動作について詳述する。交流電源ACが供
給されると、交流電源ACは整流回路Refにて整流されて
直流電圧に変換される。この直流電圧は起動抵抗R1を介
してスイッチングトランジスタQ1のベースに印加され
る。このため、スイッチングトランジスタQ1が能動状態
になり、トランスＴの１次巻線L1に電流が流れる。ここ
で、トランスＴの１次巻線L1から４次巻線L4までは電磁
的に結合するように巻回されているため、１次巻線L1に
流れる電流にてトランスＴの３次巻線である帰還巻線L3
に電圧が誘起される。そして、この誘起電圧はスイッチ
ングトランジスタQ1に正帰還をかけるように巻回されて
おり、スイッチングトランジスタQ1は急速に飽和状態に
達して完全にオン状態となる。ここでスイッチングトラ
ンジスタQ1のコレクタ電流は１次巻線L1のインダクタン
ス分の働きにより直線的に増加する。そしてスイッチン
グトランジスタQ1のコレクタ電流が増加するとエミッタ
抵抗R2の電圧降下が大きくなり、２次電池Ｂの電圧とエ
ミッタ抵抗R2の電圧降下分を加えた電圧がツエナダイオ
ードZD1のツエナ電圧を越えると、トランジスタQ2にベ
ース電流が流れ、トランジスタQ2が導通する。したがっ
て、スイッチングトランジスタQ1のベース電流がトラン
ジスタQ2側にバイパスされるから、スイッチングトラン
ジスタQ1がオフする。このスイッチングトランジスタQ1
のオフにより、１次巻線L1及び帰還巻線L3に発生する電
圧の極性が反転し、帰還巻線L3はスイッチングトランジ
スタQ1がオフする極性となるので、スイッチングトラン
ジスタQ1はオフ状態を維持する。このときトランスＴの
２次巻線である出力巻線L2にはダイオードD0が導通する
方向に電圧が発生するので、ダイオードD0を介して２次
電池Ｂに充電電流が流れ、トランスＴに蓄えられた磁気
エネルギが電流として放出される。そして出力巻線L2に
誘起された電圧が低下して２次電池Ｂの電圧が出力巻線
L2に誘起された電圧以上になると２次電池Ｂへの充電が
止まる。すると、残留エネルギにより１次巻線L1及び帰
還巻線L3の極性が反転するとともに起動抵抗R1による起
動電流の働きにより、スイッチングトランジスタQ1は再
び上述の動作を繰り返し、２次電池Ｂを充電して行くも
のである。上記のRCC回路１を用いた充電回路の出力電
流I0は I0＝IcpKVin （Ｋ＞０） と表される。ここでIcpはスイッチングトランジスタQ1
に流れるコレクタ電流のピーク値、Ｋは定数、Vinは整
流回路Refの出力電圧、つまりRCC回路１の入力電圧であ
る。ここで、トランジスタQ2及びツエナダイオードZD1
からなるコレクタ電流制御回路２によりコレクタ電流の
ピーク値を一定としても、入力電圧Vin、つまりRCC回路
１の電源電圧が100Vから240Vまで変化した場合には出力
電流I0は一定にならない。そこで、本実施例においては
自動電圧制御回路３を設けてある。スイッチングトラン
ジスタQ1がオンしたときには検出巻線L4にも図中ドット
が付してある方向に電圧が誘起される。ここでこの検出
巻線L4に誘起される電圧は１次巻線L1との巻数比に比例
した電圧となる。いま、入力電圧Vinが低いとすると、
検出巻線L4に誘起される電圧は第２図（ｂ）に示すよう
に低く、ツエナダイオードZD2のツエナ電圧より低いの
で、同図（ｄ）に示すようにツエナダイオードZD2には
電流が流れず、自動電圧制御回路３は不動作状態とな
り、上述した同様の動作が行なわれ、２次電池Ｂの充電
電流も第２図（ｅ）に示す上述と同様の電流となる。次
に入力電圧Vinが高いときには第２図（ｇ）に示すよう
に検出巻線L4に誘起される電圧も上昇し、ツエナダイオ
ードZD2のツエナ電圧以上となることにより、同図
（ｉ）に示す電流がツエナダイオードZD2、ダイオードD
1、抵抗R5,R4、エミッタ抵抗R2を介して流れる。そして
この電流をI1とすると、抵抗R2,R4の両端には （R2＋R4）I1 の電圧降下を生じ、この電圧とスイッチングトランジス
タQ1のコレクタ電流による抵抗R2の電圧降下との和の電
圧がツエナダイオードZD1のツエナ電圧を越えたとき、
コレクタ電流制御回路２が動作、つまりトランジスタQ2
が導通する。したがって、コレクタ電流制御回路２が第
２図（ｈ）に示すように相対的に小さいコレクタ電流が
流れている間にスイッチングトランジスタQ1がオフ制御
されることになって、出力巻線L2に誘起される電圧が低
くなり、同図（ｊ）に示すように充電電流も少なくなる
ものである。尚、コンデンサC1が電解コンデンサ等であ
り、整流回路Ref出力を平滑している場合には第３図の
ロに示す特性で良いが、コンデンサC1には整流回路Ref
出力を平滑していない場合には（R2＋R4）I1の見掛けの
電圧を大きくして第３図のハに示す特性を得なければAC
100VとAC240Vでの出力電流I0を同一とすることはできな
い。尚第３図中のイは従来例の特性を示す。
次電池Ｂの充電動作について詳述する。交流電源ACが供
給されると、交流電源ACは整流回路Refにて整流されて
直流電圧に変換される。この直流電圧は起動抵抗R1を介
してスイッチングトランジスタQ1のベースに印加され
る。このため、スイッチングトランジスタQ1が能動状態
になり、トランスＴの１次巻線L1に電流が流れる。ここ
で、トランスＴの１次巻線L1から４次巻線L4までは電磁
的に結合するように巻回されているため、１次巻線L1に
流れる電流にてトランスＴの３次巻線である帰還巻線L3
に電圧が誘起される。そして、この誘起電圧はスイッチ
ングトランジスタQ1に正帰還をかけるように巻回されて
おり、スイッチングトランジスタQ1は急速に飽和状態に
達して完全にオン状態となる。ここでスイッチングトラ
ンジスタQ1のコレクタ電流は１次巻線L1のインダクタン
ス分の働きにより直線的に増加する。そしてスイッチン
グトランジスタQ1のコレクタ電流が増加するとエミッタ
抵抗R2の電圧降下が大きくなり、２次電池Ｂの電圧とエ
ミッタ抵抗R2の電圧降下分を加えた電圧がツエナダイオ
ードZD1のツエナ電圧を越えると、トランジスタQ2にベ
ース電流が流れ、トランジスタQ2が導通する。したがっ
て、スイッチングトランジスタQ1のベース電流がトラン
ジスタQ2側にバイパスされるから、スイッチングトラン
ジスタQ1がオフする。このスイッチングトランジスタQ1
のオフにより、１次巻線L1及び帰還巻線L3に発生する電
圧の極性が反転し、帰還巻線L3はスイッチングトランジ
スタQ1がオフする極性となるので、スイッチングトラン
ジスタQ1はオフ状態を維持する。このときトランスＴの
２次巻線である出力巻線L2にはダイオードD0が導通する
方向に電圧が発生するので、ダイオードD0を介して２次
電池Ｂに充電電流が流れ、トランスＴに蓄えられた磁気
エネルギが電流として放出される。そして出力巻線L2に
誘起された電圧が低下して２次電池Ｂの電圧が出力巻線
L2に誘起された電圧以上になると２次電池Ｂへの充電が
止まる。すると、残留エネルギにより１次巻線L1及び帰
還巻線L3の極性が反転するとともに起動抵抗R1による起
動電流の働きにより、スイッチングトランジスタQ1は再
び上述の動作を繰り返し、２次電池Ｂを充電して行くも
のである。上記のRCC回路１を用いた充電回路の出力電
流I0は I0＝IcpKVin （Ｋ＞０） と表される。ここでIcpはスイッチングトランジスタQ1
に流れるコレクタ電流のピーク値、Ｋは定数、Vinは整
流回路Refの出力電圧、つまりRCC回路１の入力電圧であ
る。ここで、トランジスタQ2及びツエナダイオードZD1
からなるコレクタ電流制御回路２によりコレクタ電流の
ピーク値を一定としても、入力電圧Vin、つまりRCC回路
１の電源電圧が100Vから240Vまで変化した場合には出力
電流I0は一定にならない。そこで、本実施例においては
自動電圧制御回路３を設けてある。スイッチングトラン
ジスタQ1がオンしたときには検出巻線L4にも図中ドット
が付してある方向に電圧が誘起される。ここでこの検出
巻線L4に誘起される電圧は１次巻線L1との巻数比に比例
した電圧となる。いま、入力電圧Vinが低いとすると、
検出巻線L4に誘起される電圧は第２図（ｂ）に示すよう
に低く、ツエナダイオードZD2のツエナ電圧より低いの
で、同図（ｄ）に示すようにツエナダイオードZD2には
電流が流れず、自動電圧制御回路３は不動作状態とな
り、上述した同様の動作が行なわれ、２次電池Ｂの充電
電流も第２図（ｅ）に示す上述と同様の電流となる。次
に入力電圧Vinが高いときには第２図（ｇ）に示すよう
に検出巻線L4に誘起される電圧も上昇し、ツエナダイオ
ードZD2のツエナ電圧以上となることにより、同図
（ｉ）に示す電流がツエナダイオードZD2、ダイオードD
1、抵抗R5,R4、エミッタ抵抗R2を介して流れる。そして
この電流をI1とすると、抵抗R2,R4の両端には （R2＋R4）I1 の電圧降下を生じ、この電圧とスイッチングトランジス
タQ1のコレクタ電流による抵抗R2の電圧降下との和の電
圧がツエナダイオードZD1のツエナ電圧を越えたとき、
コレクタ電流制御回路２が動作、つまりトランジスタQ2
が導通する。したがって、コレクタ電流制御回路２が第
２図（ｈ）に示すように相対的に小さいコレクタ電流が
流れている間にスイッチングトランジスタQ1がオフ制御
されることになって、出力巻線L2に誘起される電圧が低
くなり、同図（ｊ）に示すように充電電流も少なくなる
ものである。尚、コンデンサC1が電解コンデンサ等であ
り、整流回路Ref出力を平滑している場合には第３図の
ロに示す特性で良いが、コンデンサC1には整流回路Ref
出力を平滑していない場合には（R2＋R4）I1の見掛けの
電圧を大きくして第３図のハに示す特性を得なければAC
100VとAC240Vでの出力電流I0を同一とすることはできな
い。尚第３図中のイは従来例の特性を示す。
（実施例２） 第４図は本発明の他の実施例を示す図であり、本実施例
では帰還巻線L3には検出巻線L4と同じタイミングで電圧
が発生することに着目し、検出巻線L4を新たに設けず、
帰還巻線L3に検出巻線の機能を持たせたものである。具
体的には次の回路構成とする。帰還巻線L3をツエナダイ
オードZD2、ダイオードD1、抵抗R5,R4を介してエミッタ
抵抗R2の両端に接続し、抵抗R4と抵抗R5との接続点にツ
エナダイオードZD1を接続する。動作に関しては第１の
実施例と略同様であるので説明を省略する。尚、第１の
実施例ではスイッチングトランジスタQ1のバイアスQ1の
バイアスに関係なく検出巻線L4の電圧を設定でき、設計
の自由度が上がり、またツエナダイオードZD2やダイオ
ードD1の発熱を抑えるために低い電圧に設計できるなど
のメリットがあるが、本実施例ではこのような利点は発
揮できない。しかし、自動電圧制御回路３の回路構成が
簡素化される利点がある。
では帰還巻線L3には検出巻線L4と同じタイミングで電圧
が発生することに着目し、検出巻線L4を新たに設けず、
帰還巻線L3に検出巻線の機能を持たせたものである。具
体的には次の回路構成とする。帰還巻線L3をツエナダイ
オードZD2、ダイオードD1、抵抗R5,R4を介してエミッタ
抵抗R2の両端に接続し、抵抗R4と抵抗R5との接続点にツ
エナダイオードZD1を接続する。動作に関しては第１の
実施例と略同様であるので説明を省略する。尚、第１の
実施例ではスイッチングトランジスタQ1のバイアスQ1の
バイアスに関係なく検出巻線L4の電圧を設定でき、設計
の自由度が上がり、またツエナダイオードZD2やダイオ
ードD1の発熱を抑えるために低い電圧に設計できるなど
のメリットがあるが、本実施例ではこのような利点は発
揮できない。しかし、自動電圧制御回路３の回路構成が
簡素化される利点がある。
（実施例３） 第５図は本発明のさらに他の実施例を示す図であり、本
実施例はコレクタ電流制御回路２をエミッタ抵抗R2の両
端電圧にて動作するように構成したものであり、具体的
にはトランジスタQ2のエミッタを２次電池Ｂの正極に接
続し、ツエナダイオードZD1を用いず、エミッタ抵R2の
両端電圧を低抗R4を介してトランジスタQ2のベースに印
加するようにしてあるもので、他の構成は第２の実施例
と同様である。このように構成することによりコレクタ
電流制御回路２の動作に２次電池Ｂの電圧変化が関係し
ないから、２次電池Ｂの電池電圧が変化してもほぼ一定
の充電電流を得ることができる。
実施例はコレクタ電流制御回路２をエミッタ抵抗R2の両
端電圧にて動作するように構成したものであり、具体的
にはトランジスタQ2のエミッタを２次電池Ｂの正極に接
続し、ツエナダイオードZD1を用いず、エミッタ抵R2の
両端電圧を低抗R4を介してトランジスタQ2のベースに印
加するようにしてあるもので、他の構成は第２の実施例
と同様である。このように構成することによりコレクタ
電流制御回路２の動作に２次電池Ｂの電圧変化が関係し
ないから、２次電池Ｂの電池電圧が変化してもほぼ一定
の充電電流を得ることができる。
（実施例４） 第６図は本発明のさらに他の実施例を示す図であり、第
２の実施例の回路においてはコレクタ電流制御回路２や
自動電圧制御回路３のツエナダイオードZD1,ZD2の容量
分によるトランジスタQ2の誤動作を生じる場合があるの
で、トランジスタQ2のベース・エミッタ間にこれらの容
量分と等価、若しくは若干大きめのコンデンサC3を接続
してある。また、トランジスタQ2としてダーリントント
ランジスタを用いることにより、ツエナダイオードZD1
に流れる電流が小さくてもトランジスタQ2が駆動できる
ようにしてある。さらにダーリントントランジスタを用
いたことにより、スイッチングスピードは遅くなるが、
このことを利用して次のようにできる。つまりトランジ
スタQ2のスイッチングスピードが速い場合、トランジス
タQ2がオンしようとする状態、つまり能動状態にある
と、スイッチングトランジスタQ1のベース電流が低下す
るため、スイッチングトランジスタQ1のコレクタ電流も
減る。このため、エミッタ抵抗R2の電圧降下も低くなる
ことにより、トランジスタQ2がベース電流を充分に引き
込むことができず、再びベース電流が増加してスイッチ
ングトランジスタQ1のスイッチング制御がうまく制御で
きない場合があった。しかし、本実施例のようにトラン
ジスタQ2にダーリントントランジスタをいることによ
り、トランジスタQ2が一度オンしたら直ぐにはオフする
ことがないので、スイッチングトランジスタQ1のスイッ
チング動作を確実にできるものである。
２の実施例の回路においてはコレクタ電流制御回路２や
自動電圧制御回路３のツエナダイオードZD1,ZD2の容量
分によるトランジスタQ2の誤動作を生じる場合があるの
で、トランジスタQ2のベース・エミッタ間にこれらの容
量分と等価、若しくは若干大きめのコンデンサC3を接続
してある。また、トランジスタQ2としてダーリントント
ランジスタを用いることにより、ツエナダイオードZD1
に流れる電流が小さくてもトランジスタQ2が駆動できる
ようにしてある。さらにダーリントントランジスタを用
いたことにより、スイッチングスピードは遅くなるが、
このことを利用して次のようにできる。つまりトランジ
スタQ2のスイッチングスピードが速い場合、トランジス
タQ2がオンしようとする状態、つまり能動状態にある
と、スイッチングトランジスタQ1のベース電流が低下す
るため、スイッチングトランジスタQ1のコレクタ電流も
減る。このため、エミッタ抵抗R2の電圧降下も低くなる
ことにより、トランジスタQ2がベース電流を充分に引き
込むことができず、再びベース電流が増加してスイッチ
ングトランジスタQ1のスイッチング制御がうまく制御で
きない場合があった。しかし、本実施例のようにトラン
ジスタQ2にダーリントントランジスタをいることによ
り、トランジスタQ2が一度オンしたら直ぐにはオフする
ことがないので、スイッチングトランジスタQ1のスイッ
チング動作を確実にできるものである。
［発明の効果］ 本発明は上述のように、スイッチングトランジスタに流
れる電流が所定値に達したとき導通する定電圧素子及び
該定電圧素子に流れる電流にてバイアスされるトランジ
スタで構成され上記トランジスタの導通にてスイッチン
グトランジスタのベース電流をバイパスしてスイッチン
グトランジスタをオフするコレクタ電流制御回路と、上
記トランスに巻回され１次巻線と電磁的に結合した検出
巻線及び該検出巻線に誘起された電圧が所定電圧に達し
たとき導通する定電圧素子で構成され上記検出巻線に誘
起された電圧が所定値以上のとき定電圧素子を導通して
上記コレクタ電流制御回路のトランジスタを駆動する自
動電圧制御回路とを備えているので、検出巻線に誘起さ
れる交流電源電圧に比例した電圧を定電圧素子にて検出
し、この誘起電圧が所定値以上のときコレクタ電流制御
回路を駆動ることにより、スイッチングトランジスタに
流れる電流のピーク値を下げて２次電池に流れる充電電
流が交流電源電圧に応じて増加することを防止でき、こ
のため交流電源が異なっても２次電池の充電電流を一定
とすることが可能となって充電回路を交流電源電圧の異
なる国々でも使用でき、しかも自動電圧制御回路を検出
巻線及び定電圧素子にて構成できるので、回路構成が簡
単になり、部品点数を削減できる効果を奏する。
れる電流が所定値に達したとき導通する定電圧素子及び
該定電圧素子に流れる電流にてバイアスされるトランジ
スタで構成され上記トランジスタの導通にてスイッチン
グトランジスタのベース電流をバイパスしてスイッチン
グトランジスタをオフするコレクタ電流制御回路と、上
記トランスに巻回され１次巻線と電磁的に結合した検出
巻線及び該検出巻線に誘起された電圧が所定電圧に達し
たとき導通する定電圧素子で構成され上記検出巻線に誘
起された電圧が所定値以上のとき定電圧素子を導通して
上記コレクタ電流制御回路のトランジスタを駆動する自
動電圧制御回路とを備えているので、検出巻線に誘起さ
れる交流電源電圧に比例した電圧を定電圧素子にて検出
し、この誘起電圧が所定値以上のときコレクタ電流制御
回路を駆動ることにより、スイッチングトランジスタに
流れる電流のピーク値を下げて２次電池に流れる充電電
流が交流電源電圧に応じて増加することを防止でき、こ
のため交流電源が異なっても２次電池の充電電流を一定
とすることが可能となって充電回路を交流電源電圧の異
なる国々でも使用でき、しかも自動電圧制御回路を検出
巻線及び定電圧素子にて構成できるので、回路構成が簡
単になり、部品点数を削減できる効果を奏する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図、第２図は
同上の動作説明図、第３図は同上の入力電圧に対する充
電電流の関係を示す説明図、第４図は本発明の他の実施
例を示す回路構成図、第５図は本発明のさらに他の実施
例を示す回路構成図、第６図は本発明のさらに他の実施
例を示す回路構成図、第７図は従来例を示す回路構成図
である。 １はリンギングチョークコンバータ回路、２はコレクタ
電流制御回路、３は自動電圧制御回路、Q1はスイッチン
グトランジスタ、Q2はトランジスタ、Ｔはトランス、L1
は１次巻線、L2は出力巻線、L3は帰還巻線、L4は検出巻
線、ZD1,ZD2はツエナダイオード、Ｂは２次電池、R1〜R
6は抵抗、C3はコンデンサである。
同上の動作説明図、第３図は同上の入力電圧に対する充
電電流の関係を示す説明図、第４図は本発明の他の実施
例を示す回路構成図、第５図は本発明のさらに他の実施
例を示す回路構成図、第６図は本発明のさらに他の実施
例を示す回路構成図、第７図は従来例を示す回路構成図
である。 １はリンギングチョークコンバータ回路、２はコレクタ
電流制御回路、３は自動電圧制御回路、Q1はスイッチン
グトランジスタ、Q2はトランジスタ、Ｔはトランス、L1
は１次巻線、L2は出力巻線、L3は帰還巻線、L4は検出巻
線、ZD1,ZD2はツエナダイオード、Ｂは２次電池、R1〜R
6は抵抗、C3はコンデンサである。
Claims (4)
- 【請求項１】交流電源を整流する整流回路出力にトラン
ジスタの１次巻線とスイッチングトランジスタとの直列
回路を接続するとともに上記スイッチングトランジスタ
のベース・エミッタ間にトランスの帰還巻線を接続して
自励発振回路を構成し、該自励発振回路を発振させてト
ランスの出力巻線に誘起された電圧を整流して次電池を
充電する充電回路において、上記スイッチングトランジ
スタに流れる電流が所定値に達したとき導通する定電圧
素子及び該定電圧素子に流れる電流にてバイアスされる
トランジスタで構成され上記トランジスタの導通にてス
イッチングトランジスタのベース電流をバイパスしてス
イッチングトランジスタをオフするコレクタ電流制御回
路と、上記トランスに巻回され１次巻線と電磁的に結合
した検出巻線及び該検出巻線に誘起された電圧が所定電
圧に達したとき導通する定電圧素子で構成され上記検出
巻線に誘起された電圧が所定値以上のとき定電圧素子を
導通して上記コレクタ電流制御回路のトランジスタを駆
動する自動電圧制御回路とを備えて成る充電回路。 - 【請求項２】上記検出巻線としてリンギングチョークコ
ンバータ回路のトランスの帰還巻線を用いて成る特許請
求の範囲第１項記載の充電回路。 - 【請求項３】上記コレクタ電流制御回路のトランジスタ
としてダーリントントランジスタを用いて成る特許請求
の範囲第１項記載の充電回路。 - 【請求項４】上記コレクタ電流制御回路のトランジスタ
のベース・エミッタ間にコンデンサを接続して成る特許
請求の範囲第１項記載の充電回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60239969A JPH0757070B2 (ja) | 1985-10-25 | 1985-10-25 | 充電回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60239969A JPH0757070B2 (ja) | 1985-10-25 | 1985-10-25 | 充電回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62100135A JPS62100135A (ja) | 1987-05-09 |
| JPH0757070B2 true JPH0757070B2 (ja) | 1995-06-14 |
Family
ID=17052524
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60239969A Expired - Lifetime JPH0757070B2 (ja) | 1985-10-25 | 1985-10-25 | 充電回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0757070B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2566289B2 (ja) * | 1988-05-30 | 1996-12-25 | 株式会社テック | 充電回路 |
| JPH02299433A (ja) * | 1989-05-12 | 1990-12-11 | Matsushita Electric Works Ltd | 充電回路 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56115141A (en) * | 1980-02-14 | 1981-09-10 | Matsushita Electric Works Ltd | Automatic voltage changing type charger |
| JPS5925532A (ja) * | 1982-07-30 | 1984-02-09 | 松下電工株式会社 | 充電回路 |
| JPS6126441A (ja) * | 1984-07-13 | 1986-02-05 | 九州日立マクセル株式会社 | 充電回路 |
-
1985
- 1985-10-25 JP JP60239969A patent/JPH0757070B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56115141A (en) * | 1980-02-14 | 1981-09-10 | Matsushita Electric Works Ltd | Automatic voltage changing type charger |
| JPS5925532A (ja) * | 1982-07-30 | 1984-02-09 | 松下電工株式会社 | 充電回路 |
| JPS6126441A (ja) * | 1984-07-13 | 1986-02-05 | 九州日立マクセル株式会社 | 充電回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62100135A (ja) | 1987-05-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |