JPS6126441A - 充電回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はインバータ回路を使用した充電回路。

特に交流１００■あるいは２４０■など使用電圧の大小
にかかわらず所定の充電が行える充電回路に関する。

〔従来の技術〕

現在世界で使用されている商用交流電圧は１０ＯＶの低
圧から２４０■までその幅は２倍以上にも及ぶ。かかる
使用電圧の幅に対し、従来は使用電圧毎に回路定数を変
更するなどして対応するのが一般的で、充電回路におい
てもその例外でなかった。

かかる問題に対し、交流電圧を整流した脈流そのままを
使用するインバータ式の充電回路においては、第５図に
示すごとくスイッチング用トランジスタ５０のエミッタ
端に抵抗５１を挿入してエミッタ電流値に比例した電圧
を取り出すとともに。

該電圧に分圧回路５２で入力電圧を分圧したものを加え
１両者の和が設定値を越えるとスイッチング用トランジ
スタ５０を強制的にオフさせるものが知られている。す
なわち、入力電圧が高くなるほど１サイクル中の設定電
圧、従って設定電流値を越える期間が長くなることに着
目し、設定電圧を越えるほど低いコレクタ電流値でスイ
ッチング用トランジスタ５０をオフさせることにより、
入力電圧の大小にかかわらず略一定の充電電流を達成せ
んとするものである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら上記入力電圧の検出は、１００ないし２４
０■程度の高電圧に対して直接行われるのに対し、エミ
ッタ抵抗により検出する電圧は高くとも数Ｖ程度と小さ
いために９回路組立時の調整は不可欠でしかも難しい。

また、−次コイル１９と二次コイル２６との結合比およ
び巻線比のばらつき等で２−次コイル１９の電流値であ
るコレクタ電流値を直接制御するものでは、二次コイル
２６の出力である充電電流が必ずしも所望の電流値であ
るとは言えず１品質的にばらつきの多いものであった。

本発明は、スイッチング用トランジスタがオン時に二次
コイルから出力される電圧が、インバータ回路への入力
電圧に比例してしかも低圧であることを利用し、この電
圧を検出してインバータ回路の制御を行なうことにより
上記問題を解消せんとするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

すなわぢ本発明は第１図に示す如く、スイッチング用ト
ランジスタ１８のコレカタ側に一次コイル１９を介装す
るとともに、ベース端とエミッタ端の間には、−次コイ
ル１９と同一鉄心上に巻かれた帰還コイル２２．抵抗２
３およびコンデンサ２４とを直列接続してなる帰還部２
１を接続り。

更に一次コイル１９と同一鉄心上に巻かれた二次コイル
２６から整流用ダイオード２７を通じて充電池１６に二
次コイル２６の出力電圧を印加可能とすることにより、
従来と略同様にインハーク回路１５を構成している。

本発明は、上記二次コイル２６に出力される電圧がイン
バータ回路への入力型″圧に比例するとともに比較的低
圧であることを利用し、電圧制御部３６でかかる電圧を
検出してスイッチング用トランジスタ１８のオン期間を
制御することを特徴とする。

電圧制御部３６は、二次コイル２６の両端に繋がれて二
次コイル２６の出力電圧が設定値を越えたことを検出す
ると、該電圧値が高いほど短い遅れ時間をもって制御信
号を発生する電圧検出部３７と、該電圧検出部３７から
の制御信号の入力を受りて、スイッチング用トランジス
タ１８のオフ時期を規制する制御部３０とを備える。

電圧検出部３７は３例えば抵抗３９とコンデンサ３８を
直列接続したものを二次コイル２６の両端に接続して構
成され、−力制御部３０は、ベース・エミッタ間をコン
デンサ３８の両端に繋いだトランジスタ３４であって、
コレクタ・エミッタ間を前記帰還部２１と電気的に並列
接続している。

〔作用〕

上記構成において、インバータ（２）路１５に全波整流
電圧を印加すると、第２図ｆａ）に示す如く抵抗２５を
介して帰還部２１のコンデンサ２４への充電１１を開始
する。コンデンサ２４の充電電圧がタイ・ノチング用ト
ランジスタ１８の？−ス・エミ・ツタ間飽和電圧を越え
ると、該トランジスタ１８は従来と略同様第２図ｆｂｌ
の如くオンして、コレクタ電流■２が流れ始める。この
とき、−次コイル１９のインダクタンスが十分大きいの
で入力電圧■ｌは一次コイル１９の両端に印加されると
ともに、該コイル１９に流れる電流Ｉ２は略直線状に上
昇する。

スイッチング用トランジスタ１８のオンと同時に、−次
および二次コイル１９・２６の巻線比および入力端子Ｖ
１に比例した電圧■２が二次コイル２６に出力され、か
かる電圧■２により、電圧検出部３７のコンデンサ３８
に充電電流■３か流れ、該コンデンサ３８の両端電圧■
３は、抵抗３９およびコンデンサ３８の時定数に規制さ
れて上昇する。しかし、出力電圧■２が小さい場合は。

ｉｔ　圧Ｖ　３がトランジスタ３４のオン電圧に達する
までの時間も長く、従ってスイッチング用トランジスタ
１８のオン期間は、帰還コイル２２からトランジスタ１
８の側を通ってコンデンサ２４に至る回路の時定数によ
り決定される。

しかしインバータ回路１５の駆動電圧が十分大きくなり
、二次コイル２６からの出力電圧■２も大きくなると、
スイッチング用トランジスタ１８のベース電流■４それ
自身によって自然にオフする前に、電圧検出部３７にお
けるコンデンサ３８の充電電圧■３はトランジスタ３４
のベース・エミッタ間飽和電圧を越えて、第２図（Ｃ１
の如く制御信号をトランジスタ３４に送ってオンさせる
。すると、帰還コイル２２からコンデンサ２４へ向かっ
て流れていた電流１４は分路されて制御部３０例の電流
Ｉ５として流れ、その結果スイッチング用トランジスタ
１８のベース電流が減少して該トランジスタ１８は強制
的にターンオフされる。

スイッチング用トランジスタ１８がこのオフ過程におい
ては、第２図（ｄｌの如く反転した二次コイル２６の出
力電圧が充電池１６に印加されて所定の充電を行なうと
ともに、入力電圧により帰還部２１のコンデンサ２４は
充電され、第２図（ａ）の初期状態に戻り上記動作を繰
り返す。

〔実施例〕

次に本発明を充電と並行して負荷駆動を可能とした小型
電気機器に実施した例で説明する。

第３図に示す如く、電源プラグ等を介して入力された商
用交流電圧１１は、ダイオードブリ・ノジを備えた整流
回路１２により全波整流された後２電源ラインへの雑音
障害を防止するフィルタ回路１３を通じて充電部１４に
印加される。

〔充電部〕

充電部１４は、商用交流電圧１１より周波数が高いパル
ス電圧を発生するインノ＜−夕回路１５と。

該インバータ回路１５より発生されたノクルス電圧を充
電池１６に印加して充電電流を流す出力回路１７とを備
える。

インバータ回路１５は、スイッチング用トランジスタ１
８のコレクタ側に一次コイル１９と、該−次コイル１９
の両端にタイ・ノチング用トランジスタ１８のオフ時に
発生する衝撃電圧を吸収する衝撃吸収部２０を介装する
とともに、ベース側Ｇこ帰還部２１を接続している。帰
還部２１は、−次コイル１９と同一鉄心上に巻かれた帰
還コイル２２、抵抗２３およびコンデンサ２４の直列接
続から構成され１両端を、スイッチング用トランジスタ
１８のベースおよびエミッタ端に各々接続するとともに
、ベース端には更に抵抗２５を介して前記全波整流電圧
が印加される。

従って、インバータ回路１５への電圧印加と同時に、抵
抗２５を通じて帰還部２１のコンデンサ２４が充電され
てスイッチング用トランジスタ１８へベース電流が流れ
ると５該トランジスタ１８はオフ状態から能動状態に移
行しコレクタ電流が流れ始める。かかるコレクタ電流の
増加は、−次コイル１９から帰還コイル２２側へベース
電圧を増加させる方向に帰還されてベース電流を更に増
やし、その結果スイッチング用トランジスタ１８は急激
にオン状態に移る。オン後は一次コイル１９に流れるコ
レクタ電流の増加により略一定の帰還電圧かベース端に
出力されてベース電流が維持され、スイッチング用トラ
ンジスタ１８のオン状態を保つ。しかし、コンデンサ２
４の充電が進むにつれてベース電流が減少し、トランジ
スタ１８が再び能動領域に入ると一次コイル１９に流れ
る電流の増加が止まって帰還電圧が減少するので。

コンデンサ２４の充電電圧が阻止電圧として働き。

トランジスタ１８は急激にオフ状態に戻る。更に。

オン時に一次コイル１９側に蓄えられたエネルギーは、
トランジスタ１８のオフ期間に出力回路１７の充電池１
６に向は充電電流として流れる。

出力回路」７は、前記−次′コイル１９と同一鉄心上に
巻かれた二次コイル２６と、二次コイル２６に接続され
てスイッチング用トランジスタ１８のオフ時に二次コイ
ル２６に出力される電圧を選択的に取り出す整流用ダイ
オード２７と、該ダイオード２７に接続されて、パルス
状の充電電流が供給される充電池１６とから構成される
。

かかる充電池１６に供給される充電電流の平均値は、電
流制御部２８によって一次コイル１９に流れる電流値を
制御することにより、トランジスタ１８の各種定数のば
らつきあるいは入力電圧の多少の変動にかかわらず一定
に維持される。

〔電流制御部〕

電流制御部２８は、スイッチング用トランジスタ１８の
エミッタ電流検出部２９と、該検出部２９の検出動作と
連繋してオンし、帰還部２１の電流をバイパスしてトラ
ンジスタ１８のオン期間を規制する制御部３０とからな
る。

電流検出部２９は、スイッチング用トランジスタ１８の
エミッタ側にエミッタ電流検出用抵抗３１を挿入すると
ともに、該抵抗３】の両端にダイオード３２を介して第
１トランジスタ３３のエミッタおよびベース端を接続し
たものであって、電流検出用抵抗３１の両端電圧が設定
値を越え、−次コイル１９の電流が設定値に達したこと
を検出すると第１トランジスタ３３をオンし、制御部３
０を作動させる。

制御部３０は、第２トランジスタ３４のコレクタ端とス
イッチング用トランジスタ１８のベース端とをダイオー
ド３５を介して接続し、エミッタ端を二次コイル２６と
整流用ダイオード２７の接続点に繋くとともに、ベース
端を第１トランジスタ３３のコレクタ端に繋いだもので
あって、第１トランジスタ３３のオンと同時に、スイッ
チング用トランジスタ１日のエミッタ側から第１トラン
ジスタ３３を介して第２トランジスタ３４にベース電流
を流して、該トランジスタ３４をオンする。

すると、それまでスイッチング用トランジスタ１８のベ
ース側を一周する回路の比較的大きな時定数に規制され
ながら徐々に充電されていたコンデンサ２４は、ダイオ
ード３５．第２トランジスタ３４、二次コイル２６およ
び充電池１６を通るバイパス路が形成されることにより
コンデンサ２４を含む回路の時定数が実質的に減少する
とともに。

放電路中に二次コイル２６の出力電圧および充電池１６
の電圧が順方向に加わるので充電が急速に進み、その結
果スイッチング用１−ランジスタ１８のベース電流が急
激に減少して該トランジスタ１８を直ちにオフし、−次
コイル１９に流れる電流。

即ちトランジスタ１８のオン期間に一次コイル１９に蓄
えられるエネルギーを一定に保ち、充電池１６に流入す
る充電電流を一定に保持する。

上記制御部３０は、電流変動の検知による制御に加えて
、商用交流電圧１１の１００ないし２４０Ｖ程度の大幅
な変動に対しても１本考案にががる電圧制御部３６の検
出動作と連繋して動作し。

充電電流の平均使を一定に維持する。

〔電圧制御部〕

電圧制御部３６は、出力回路１７の二次コイル２６にス
イッチング用トランジスタ１８のオン期間中誘起される
電圧が入力電圧に比例することを利用し、電圧検出部３
７により二次コイル電圧を検出するとともに、該電圧値
が大きくなるほど短い時間遅れをもって制御部３ｏを作
動させる。

電圧検出部３７は、コンデンサ３８を第２トランジスタ
３４のベース端と整流用ダイオード２７のアノード側に
接続するとともに、抵抗３９および定電圧ダイオード４
ｏを直列接続したものを第２トランジスタ３４のベース
端と整流用ダイオード２７のカソード側に接続している
。

かかる構成により、スイッチング用トランジスタ１８が
オンすると同時に二次コイル２６に発生する電圧および
充電池１６の電圧の和が定電圧ダイオード４０のブレー
クオーバ電圧および第２トランジスタ３４のベース・エ
ミッタ間飽和電圧の和を越えると、二次コイル２６．充
ｆＥ池１６．定電圧ダイオード４０．抵抗３９およびコ
ンデンサ３８を一周するループに電流が流れてコンデン
サ３８を充電し、該ループの時定数および二次コイル２
６の出力電圧により規制される時間の経過ｆ＆。

コンデンサ３８の端子電圧により第２トランジスタ３４
がオンする。すると、上記した電流制御部２８の場合と
同様２制御部３ｏが帰還部２１の充電ループをバイパス
してコンデンサ２４の充電を早め、もってスイッチング
用トランジスタ１８をオフする。従って、定電圧ダイオ
ード４ｏおよび第２トランジスタ３４により規制される
設定電圧を二次コイル２６の出力電圧、従って人力電圧
が越えると、該入力電圧が設定電圧より高くなるほどス
イッチング用トランジスタ１８のオン期間を短くして一
次コイル１９に流れるピーク電流を減少させることによ
り、入力電圧が増大するほど−サイクル期間中の設定電
圧を越える期間が増大することに起因する平均電流の増
大を補正し１例えば商用電圧１１として１００Ｖ使用地
域あるむ１は２４０■使用地域などにおける使用にかか
わらず。

充電電流の平均値をほぼ一定に維持することを可能とす
る。

なお、第４図（ａ）ないしくｄｌは本発明にかかる電圧
検出部３７を含む充電回路の別実施例であって。

第４図＋ｄｉの如く、第３図の例における定電圧ダイオ
ード４０を省略することも可能であるし、また第４図（
ａｌないしｆｃ］のごとくコンデンサ３８を用いず、定
電圧ダイオード４０と抵抗３９のみで構成しても、上記
実施例と略同様の動作をさせることができる。要するに
、二次コイル２６の出力電圧を検知して、該電圧値が大
きいほど短い時間経過後に制御信号を出力して制御部３
０のトランジスタ３４をオンできるものであれば、その
構成は適宜変更して実施できる。

本実施例においては更に、負荷４１を充電池１６により
直接駆動するのに加えて、充電と並行して負荷駆動を可
能とするための出力変更部４２を備えている。

〔出力変更部〕

出力変更部４２は、帰還部２１のコンデンサ２４の放電
時定数を変更することによりイン）＜−タ回路１５の発
振周波数を上げ、出力回路１７の出力を結果的に増加可
能とする。

すなわち第３トランジスタ４３のベース端を。

負荷４１のオン動作と連繋して閉じるスイッチ４４ａを
介して二次コイル２６と整流用ダイオード２７の接続点
に繋ぐとともに、コレクタとエミ・ツタ端を抵抗４５を
介して帰還部２１と並列に接続している。

従って充電中にスイッチ４４をオンして負荷４１に給電
すると、スイッチング用トランジスタ１８のオフ期間の
開始と同時に第３トランジスタ４３にベース電流が流れ
て該トランジスタ４３がオンし、スイッチ４４ａをオン
する前は抵抗２５を通じて流入される電流によってのみ
放電されてし）たコンデンサ２４の電荷は第３トランジ
スタ４３を通して急速に放電され、その結果タイ・ノチ
ング用トランジスタ１８のオフ期間が短縮して二次コイ
ル２６に出力される電圧のパルスレートが上昇し、充電
池１６および負荷４１に給電できる電流容量も増加する
。

丈に第３トランジスタ４３を通る放電路中には。

発光ダイオード４６が介装されており、充電中に負荷使
用すると該ダイオード４６が発光し、スイッチ４４がオ
ンされていることを表示する。

〔発明の効果〕

本発明は上記の如く、二次コイル２６に出力される電圧
、すなわち充電制御の最終段階での出力を検出し、該電
圧が大きくなるほど短い遅れ時間の経過後に制御部３０
をオンして一次コイル１９に流れる電流を制御するよう
にしたので、比較的低圧の検出制御ですみ回路調整がた
やすり、シかも回路定数に少々のばらつきがあっても充
電電流の制御への影響は少゛なく、所望の充電電流が得
られる。また、定電圧素子４０を利用して電圧検出を行
えば、検出できる電圧の幅が広がり、広範囲の制御がで
きる利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る充電回路の電気回路図２第２図（
ａ）ないしｆｄ）は回路の動作状況を示す説明図である
。 第３図は本発明を充電と負荷駆、動を同時に行える小型
電気機器に実施した一例を示す電気回路図。 第４図＋ａｌないしくｄｌは本発明の別実施例を示す電
気回路図である。 第５図は従来例を示す電気回路図である。 １４・・・・充電部５ １５・・・・インバータ回路。 １６・・・・充電池。 １８・・・・スイッチング用トランジスタ。 １９・・・・−次コイル、２１・・・帰還部。 ２４・・・・コンデンサ。 ２６・・・・二次コイル、３０・・・制御部。 ３６・・・・電圧制御部、３７・・・電圧検出部。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）一次コイル１９に流れる電流をスイッチング用ト
   ランジスタ１８でオンオフ規制して二次コイル２６の出
   力を制御するインバータ式の充電回路であって、 二次コイル２６の出力電圧が設定値を越えると、該出力
   電圧の値が大きいほど短い時間遅れをもって制御信号を
   出力する電圧検出部３７と、 該制御信号の入力と連繋してオンし、スイッチング用ト
   ランジスタ１８のベース電流を分路して該トランジスタ
   １８をオフさせる制御部３０とを備えたことを特徴とす
   る充電回路。
2. （２）上記電圧検出部３７は、定電圧素子４０により二
   次コイル２６からの出力電圧値の検出を行なう特許請求
   の範囲第１項記載の充電回路。