JP2002084753A - 多出力スイッチング電源装置 - Google Patents

多出力スイッチング電源装置

Info

Publication number
JP2002084753A
JP2002084753A JP2000271096A JP2000271096A JP2002084753A JP 2002084753 A JP2002084753 A JP 2002084753A JP 2000271096 A JP2000271096 A JP 2000271096A JP 2000271096 A JP2000271096 A JP 2000271096A JP 2002084753 A JP2002084753 A JP 2002084753A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
switching means
output
voltage
turned
power supply
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2000271096A
Other languages
English (en)
Other versions
JP3480438B2 (ja
Inventor
Takuya Ishii
卓也 石井
Yasufumi Nakajima
康文 中島
Hisanori Nagase
久典 長瀬
Hideki Okura
秀樹 大倉
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority to JP2000271096A priority Critical patent/JP3480438B2/ja
Priority to US09/947,717 priority patent/US6477063B2/en
Publication of JP2002084753A publication Critical patent/JP2002084753A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP3480438B2 publication Critical patent/JP3480438B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33561—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 各種電子機器に用いられ、複数の負荷に安定
な直流電圧を供給する多出力スイッチング電源装置にお
いて、過負荷を除くあらゆる負荷条件に対し出力電圧の
変動を抑制することを目的とする。 【解決手段】 直流電源１の電圧をオンオフして、トラ
ンス３の１次巻線３１に入力する主スイッチング手段２
と、主スイッチング手段２と相補的にオンオフして第１
及び第２の２次巻線３３，３４に誘起する交流電圧を整
流する第１及び第２の２次スイッチング手段４，６と、
平滑して出力する第１及び第２の出力コンデンサ５，７
と、第１の出力電圧を安定化するように各スイッチング
手段のオンオフ時間を調整する制御回路８と駆動回路９
とから構成する。主スイッチング手段２のオフ時間中に
トランス３を介して各出力は短絡状態となるので、各出
力電圧の変動を抑制することが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は各種電子機器に用い
られ、複数の負荷に安定な直流電圧を供給する多出力ス
イッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、このような多出力スイッチング電
源装置に関する技術としては、登録特許第２８０３１８
６号公報に開示されている。その第１図に示された回路
図を図９に示す。尚、説明の整合性を取るために図９に
おいては、特許第２８０３１８６号公報の第１図から符
号を変更している。また、その各部動作波形を図１０に
示し、図９及び図１０を用いて従来の多出力スイッチン
グ電源装置の動作について説明する。
【０００３】図９において、１は直流電源であり、その
電圧をＥｉとする。２０はスイッチング素子、２１はダ
イオードであり、スイッチング素子２０とダイオード２
１とで主スイッチング手段２を構成する。主スイッチン
グ手段２の電圧をＶｄｓとし、主スイッチング手段２に
流れる電流をＩｄとする。３はトランスであり、１次巻
線３１と駆動巻線３２と第１の２次巻線３３と第２の２
次巻線３４とを有する。４１は第１の整流ダイオードで
あり、第１の整流ダイオード４１に流れる電流をＩｓ１
とする。５は第１の出力コンデンサであり、第１の負荷
１１へ第１の出力電圧Ｅｏ１及び第１の出力電流Ｉｏ１
を出力する。６０は２次スイッチング素子、６１は第２
の整流ダイオードであり、２次スイッチング素子６０と
第２の整流ダイオード６１とで２次スイッチング手段６
を構成する。２次スイッチング手段６に流れる電流をＩ
ｓ２とする。７は第２の出力コンデンサであり、第２の
負荷１２へ第２の出力電圧Ｅｏ２及び第２の出力電流Ｉ
ｏ２を出力する。９は駆動回路であり、トランス３の駆
動巻線３２を検出して所定のオン時間でスイッチング素
子２０を駆動する駆動パルスＶｇ２を出力する。１３は
制御回路であり、第１の出力電圧Ｅｏ１を検出してこれ
を安定化すべく２次スイッチング素子６０のオンオフ時
間を調整して駆動パルスＶｇ６を出力する。
【０００４】図１０において、（ａ）は主スイッチング
手段２の電圧Ｖｄｓ、（ｂ）は主スイッチング手段２に
流れる電流Ｉｄ、（ｃ）はスイッチング素子２０を駆動
する駆動パルスＶｇ２、（ｄ）は第１の整流ダイオード
４１に流れる電流Ｉｓ１、（ｅ）は２次スイッチング手
段６に流れる電流Ｉｓ２、（ｆ）は２次スイッチング素
子６０を駆動する駆動パルスＶｇ６を示している。
【０００５】まず、駆動パルスＶｇ２により主スイッチ
ング手段２がオンしている時、直流電源１からトランス
３の１次巻線３１を介して電流Ｉｄが流れ、トランス３
にエネルギーが蓄えられる。時刻ｔ１において主スイッ
チング手段２がオフすると、トランス３に蓄えられたエ
ネルギーは第１の２次巻線３３及び第２の２次巻線３４
から第１の整流ダイオード４１及び第２の整流ダイオー
ド６１を介して電流Ｉｓ１及びＩｓ２として放出され
る。
【０００６】電流Ｉｓ２は時刻ｔ２においてゼロとなる
が、２次スイッチング素子６０は駆動パルスＶｇ６によ
って時刻ｔ１からｔ２に至るまでにオンされており、時
刻ｔ２以降も２次スイッチング素子６０を介して逆方向
に流れ続ける。即ち、トランス３の第２の２次巻線３４
には第２の出力電圧Ｅｏ２が印加され、トランス３には
前記とは逆方向の磁束が発生しエネルギーが蓄積され
る。一方、第１の整流ダイオード４１を流れる電流Ｉｓ
１はゼロに至ると第１の整流ダイオード４１はオフして
流れなくなる。
【０００７】２次スイッチング素子のオン時間は制御回
路１３によって制御されている。時刻ｔ３に至って２次
スイッチング素子６０がオフすると、電流Ｉｓ２の逆流
現象によってトランス３に蓄えられたエネルギーは、ト
ランス３の各巻線電圧を反転し、１次側においてはダイ
オード２１が導通するようになる。駆動回路９は駆動巻
線の電圧反転を検出して主スイッチング素子２０を駆動
する駆動パルスＶｇ２を発生させ、主スイッチング素子
２０をオンにする。ダイオード２１または主スイッチン
グ素子２０を流れる電流Ｉｄは前記オフ時間中にトラン
ス３に蓄積されたエネルギーを直流電源１に回生するよ
うに流れる。
【０００８】この電流Ｉｄは時刻ｔ４においてゼロとな
る。時刻ｔ４以降は直流電源１からトランス３の１次巻
線３１及び主スイッチング素子２０を流れ、再びトラン
ス３にエネルギーを蓄える。駆動回路９で設定されたオ
ン時間後、時刻ｔ５に至ると主スイッチング素子２０は
オフし、前記の時刻ｔ１以降の動作を繰り返す。
【０００９】以上の動作において、トランス３の１次巻
線３１の巻数をＮ３１、第１の２次巻線３３の巻数をＮ
３３、第２の２次巻線３４の巻数をＮ３４とし、主スイ
ッチング手段２のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆ
ｆとすると第１の出力電圧Ｅｏ１及び第２の出力電圧Ｅ
ｏ２はそれぞれ、 Ｅｏ１≒（Ｎ３３／Ｎ３１）・（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）・
Ｅｉ Ｅｏ２≒（Ｎ３４／Ｎ３１）・（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）・
Ｅｉ で表される。これは通常のフライバックコンバータの入
出力電圧の関係と同様である。本従来例の場合、Ｔｏｎ
は駆動回路９によって設定され、ＴｏｆｆはＥｏ１を安
定化するように制御回路１３によって調節されるのであ
る。
【００１０】一般に多出力スイッチング電源装置では、
安定化されない出力電圧はトランスの漏れインダクタン
スでの誘起電圧やラインインピーダンスでの電圧降下を
要因とするレギュレーション特性を有する。例えば安定
化されている第１の出力Ｅｏ１の出力電流Ｉｏ１が一定
であっても、安定化されていない第２の出力電圧Ｅｏ２
からの出力電流Ｉｏ２が増加すれば、ラインインピーダ
ンスでの電圧降下により第２の出力電圧Ｅｏ２は低下す
る傾向にある。また、第２の出力電流Ｉｏ２が一定であ
っても、第１の出力Ｅｏ１の出力電流Ｉｏ１が増加すれ
ば、第１の出力電圧Ｅｏ１のラインインピーダンスによ
る電圧降下を是正するように制御が働き、結果として第
２の出力電圧Ｅｏ２は上昇する傾向になる。特に第２の
出力電流Ｉｏ２がゼロの場合は、トランス３の巻線電圧
に重畳されるトランス３の漏れインダクタンスでの誘起
電圧が、第２の出力電圧Ｅｏ２をさらに上昇させる。
【００１１】ところが本従来例の場合、仮に第１の出力
Ｅｏ１の出力電流Ｉｏ１が大きく、第２の出力電流Ｉｏ
２がゼロであっても、トランス３の２次巻線３４と第２
の出力コンデンサ７との電流の出し入れが、オフ時間Ｔ
ｏｆｆの全域に渡るため前記のような出力電圧の上昇は
生じない。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】このような多出力スイ
ッチング電源装置においては、負荷の多様化に伴いあら
ゆる条件で複数出力電圧の安定化が望まれる。
【００１３】前記従来の多出力スイッチング電源装置の
構成では、安定化される第１の出力が重負荷時での第２
の出力電圧の軽負荷時電圧上昇は抑制されるが、第１の
出力が軽負荷時での第２の出力電圧の重負荷時電圧低下
には対応できない。
【００１４】本発明は、このような多出力スイッチング
電源装置において、過負荷を除くあらゆる負荷条件に対
し、出力電圧の変動を抑制することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に、本発明の多出力スイッチング電源装置は、直流電源
と、１次巻線と複数の２次巻線を有するトランスと、オ
ンオフを繰り返すことにより直流電源の電圧を交流電圧
に変換して、トランスの１次巻線に入力する主スイッチ
ング手段と、複数の２次巻線の内の第１から第ｎ（ｎは
２以上の自然数）の２次巻線の各々に接続され、主スイ
ッチング手段と相補的にオンオフすることにより第１か
ら第ｎの２次巻線に誘起する交流電圧を整流する第１か
ら第ｎの２次スイッチング手段と、第１から第ｎの２次
スイッチング手段に整流された電圧を平滑して第１から
第ｎの負荷に第１から第ｎの直流出力電圧を供給する第
１から第ｎの平滑手段と、主スイッチング手段がオフし
た後に第１から第ｎの２次スイッチング手段をオンし、
第１から第ｎの２次スイッチング手段がオフした後に主
スイッチング手段をオンし、第１から第ｎの直流出力電
圧の一つを検出し、その出力直流電圧を安定化するよう
に主スイッチング手段のオン時間及び前記第１から第ｎ
の２次スイッチング手段のオン時間を調整する制御駆動
回路とからなる構成を有する。
【００１６】または、直流電源と、１次巻線と少なくと
も１つの２次巻線を有するトランスと、オンオフを繰り
返すことにより直流電源の電圧を交流電圧に変換して、
トランスの１次巻線に入力する主スイッチング手段と、
１次巻線に接続され、主スイッチング手段と相補的にオ
ンオフすることにより１次巻線に誘起する交流電圧を整
流する第１の２次スイッチング手段と、２次巻線の内の
第１から第ｎ（ｎは自然数）の２次巻線に接続され、主
スイッチング手段と相補的にオンオフすることにより第
１から第ｎの２次巻線に誘起する交流電圧を整流する第
２から第ｎ＋１の２次スイッチング手段と、第１から第
ｎ＋１の２次スイッチング手段に整流された電圧を平滑
して第１から第ｎ＋１の負荷に第１から第ｎ＋１の直流
出力電圧を供給する第１から第ｎ＋１の平滑手段と、主
スイッチング手段がオフした後に第１から第ｎ＋１の２
次スイッチング手段をオンし、第１から第ｎ＋１の２次
スイッチング手段がオフした後に主スイッチング手段を
オンし、第１から第ｎ＋１の直流出力電圧の一つを検出
し、その出力直流電圧を安定化するように主スイッチン
グ手段のオン時間及び第１から第ｎ＋１の２次スイッチ
ング手段のオン時間を調整する制御駆動回路とからなる
構成を有する。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図１から図５を用いて説明する。
【００１８】（実施の形態１）図１は本発明の実施の形
態１を示す多出力スイッチング電源装置を示す回路図で
ある。その各部動作波形を図２に示し、図１及び図２を
用いて本発明の実施の形態１の多出力スイッチング電源
装置の動作について説明する。
【００１９】図１において、１は直流電源であり、その
電圧をＥｉとする。２０は主スイッチング素子、２１は
ダイオードであり、主スイッチング素子２０とダイオー
ド２１とで主スイッチング手段２を構成する。主スイッ
チング手段２の電圧をＶｄｓとし、主スイッチング手段
２に流れる電流をＩｄとする。３はトランスであり、１
次巻線３１と駆動巻線３２と第１の２次巻線３３と第２
の２次巻線３４とを有する。４０は第１の２次スイッチ
ング素子、４１は第１の整流ダイオードであり、第１の
２次スイッチング素子４０と第１の整流ダイオード４１
とで第１の２次スイッチング手段４を構成する。第１の
２次スイッチング手段４に流れる電流をＩｓ１とする。
５は請求項記載の第１の平滑手段である第１の出力コン
デンサであり、第１の負荷１１へ第１の出力電圧Ｅｏ１
及び第１の出力電流Ｉｏ１を出力する。
【００２０】６０は第２の２次スイッチング素子、６１
は第２の整流ダイオードであり、第２の２次スイッチン
グ素子６０と第２の整流ダイオード６１とで第２の２次
スイッチング手段６を構成する。第２の２次スイッチン
グ手段６に流れる電流をＩｓ２とする。７は請求項記載
の第２の平滑手段である第２の出力コンデンサであり、
第２の負荷１２へ第２の出力電圧Ｅｏ２及び第２の出力
電流Ｉｏ２を出力する。８は制御回路であり、第１の出
力電圧Ｅｏ１を検出してこれを安定化すべく第１の２次
スイッチング素子４０と第２の２次スイッチング素子６
０のオンオフ時間を調整して駆動パルスＶｇ４及びＶｇ
６を出力する。９は駆動回路であり、トランス３の駆動
巻線３２を検出して所定のオン時間でスイッチング素子
２０を駆動する駆動パルスＶｇ２を出力する。煩雑とな
るので図中には示さなかったが、制御回路８及び駆動回
路９で請求項記載の制御駆動回路を構成する。
【００２１】図２において、（ａ）は主スイッチング手
段２の電圧Ｖｄｓ、（ｂ）は主スイッチング手段２に流
れる電流Ｉｄ、（ｃ）はスイッチング素子２０を駆動す
る駆動パルスＶｇ２、（ｄ）は第１の２次スイッチング
手段４に流れる電流Ｉｓ１、（ｅ）は第２の２次スイッ
チング手段６に流れる電流Ｉｓ２、（ｆ）は第１及び第
２の２次スイッチング素子４０，６０を駆動する駆動パ
ルスＶｇ４，Ｖｇ６を示す。Ｖｇ４とＶｇ６は同一の駆
動パルスとなるように設定されるが、構成部品等のバラ
ツキで多少ずれても基本動作に大きな影響は無い。
【００２２】まず、駆動パルスＶｇ２により主スイッチ
ング手段２がオンしている時、直流電源１からトランス
３の１次巻線３１を介して電流Ｉｄが流れ、トランス３
にエネルギーが蓄えられる。時刻ｔ１において主スイッ
チング手段２がオフすると、トランス３に蓄えられたエ
ネルギーは第１の２次巻線３３及び第２の２次巻線３４
から第１の整流ダイオード４１及び第２の整流ダイオー
ド６１を介して電流Ｉｓ１及びＩｓ２として放出され
る。電流Ｉｓ１及び電流Ｉｓ２は減少して、やがてゼロ
となるが、第１の２次スイッチング素子４０は駆動パル
スＶｇ４によって、第２の２次スイッチング素子６０は
駆動パルスＶｇ６によってオンされており、各２次スイ
ッチング素子４０及び６０を介して逆方向に流れ続け
る。即ち、トランス３の第１の２次巻線３３には第１の
出力電圧Ｅｏ１が印加され、第２の２次巻線３４には第
２の出力電圧Ｅｏ２が印加され、トランス３には前記と
は逆方向の磁束が発生しエネルギーが蓄積される。
【００２３】各２次スイッチング素子４０及び６０のオ
ン時間は制御回路８によって制御されている。時刻ｔ３
に至って各２次スイッチング素子４０及び６０がオフす
ると、電流Ｉｓ１及び電流Ｉｓ２の逆流現象によってト
ランス３に蓄えられたエネルギーは、トランス３の各巻
線電圧を反転し、１次側においてはダイオード２１が導
通するようになる。駆動回路９は駆動巻線の電圧反転を
検出して主スイッチング素子２０を駆動する駆動パルス
Ｖｇ２を発生させ、主スイッチング素子２０をオンにす
る。ダイオード２１または主スイッチング素子２０を流
れる電流Ｉｄは前記オフ時間中にトランス３に蓄積され
たエネルギーを直流電源１に回生するように流れる。
【００２４】この電流Ｉｄは時刻ｔ４においてゼロとな
る。時刻ｔ４以降は直流電源１からトランス３の１次巻
線３１及び主スイッチング素子２０を流れ、再びトラン
ス３にエネルギーを蓄える。駆動回路９で設定されたオ
ン時間後、時刻ｔ５に至ると主スイッチング素子２０は
オフし、前記の時刻ｔ１以降の動作を繰り返す。
【００２５】以上の動作において、トランス３の１次巻
線３１の巻数をＮ３１、第１の２次巻線３３の巻数をＮ
３３、第２の２次巻線３４の巻数をＮ３４とし、主スイ
ッチング手段２のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆ
ｆとすると第１の出力電圧Ｅｏ１及び第２の出力電圧Ｅ
ｏ２はそれぞれ、Ｅｏ１≒（Ｎ３３／Ｎ３１）・（Ｔｏ
ｎ／Ｔｏｆｆ）・ＥｉＥｏ２≒（Ｎ３４／Ｎ３１）・
（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）・Ｅｉで表される。これは通常の
フライバックコンバータの入出力電圧の関係と同様であ
る。本実施の形態の場合、Ｔｏｎは駆動回路９によって
設定され、ＴｏｆｆはＥｏ１を安定化するように制御回
路８によって調節されるのである。
【００２６】図３に制御回路８及び駆動回路９の具体例
を示す。ここでは主スイッチング手段２や第１及び第２
の２次スイッチング手段４，６としてＦＥＴを用いてい
る。ＦＥＴは等価的にボディダイオードを内蔵している
のでダイオード２１や第１及び第２の整流ダイオード４
１，６１が省略できることは自明である。
【００２７】図３の制御回路８の動作を説明する。第１
の出力電圧Ｅｏ１は誤差増幅器８０１によって基準電圧
８００と比較される。主スイッチング手段２がオフの
時、トランス３に施された第１の２次駆動巻線３５に発
生するフライバック電圧は、抵抗８１４を介して第１の
２次スイッチング手段４を駆動する駆動パルスＶｇ４を
立ち上げる。同時に、トランス３に施された第２の２次
駆動巻線３６に発生するフライバック電圧は、抵抗８１
７を介して第２の２次スイッチング手段６を駆動する駆
動パルスＶｇ６を立ち上げる。
【００２８】さらに第１の２次巻線３３に発生するフラ
イバック電圧は、抵抗８０４，８０５を介してコンデン
サ８０７を充電する。この充電電流はダイオード８０３
と抵抗８０２によって誤差増幅器８０１の出力に分流さ
れる。トランジスタ８０８のベースエミッタ電圧である
コンデンサ８０７の電圧が０．７Ｖに達するとトランジ
スタ８０８はオンし、ダイオード８１０と抵抗８１１を
介してトランジスタ８１６を駆動してオンすることによ
り、Ｖｇ４を立ち下げて第１の２次スイッチング手段４
をオフする。同時にダイオード８１２と抵抗８１３を介
してトランジスタ８１９を駆動してオンすることによ
り、Ｖｇ６を立ち下げて第２の２次スイッチング手段６
をオフする。
【００２９】第１の２次スイッチング手段４と第２の２
次スイッチング手段６がオフするとトランス３の各巻線
電圧は反転し、コンデンサ８０７はダイオード８０９と
抵抗８０５を介して放電され、ダイオード８０６の順方
向電圧でクランプされる。第１の２次スイッチング手段
４と第２の２次スイッチング手段６のオン時間は従って
コンデンサ８０７の充電時間によって設定されるが、こ
のオン時間は誤差増幅器８０１によって第１の出力電圧
Ｅｏ１が所定値より高くなろうとすると長くなり、逆に
低くなろうとすると短くなるように調節される。
【００３０】図３の駆動回路９の動作を説明する。起動
時は直流電源１から起動抵抗９００を介してＶｇ２を立
ち上げるが、通常動作では主スイッチング手段２のオン
時にトランス３の駆動巻線３２に発生するフォワード電
圧から抵抗９０１と９０２、ダイオード９０３を介して
Ｖｇ２を得る。Ｖｇ２が立ち上がると抵抗９０４を介し
てコンデンサ９０５が充電される。トランジスタ９０６
のベースエミッタ電圧であるコンデンサ９０５の電圧が
０．７Ｖに達するとトランジスタ９０６はオンし、Ｖｇ
２を立ち下げることにより、主スイッチング手段２をオ
フする。主スイッチング手段２がオフすると駆動巻線３
２は反転し、コンデンサ９０５はダイオード９０８と抵
抗９０９を介して放電され、ダイオード９０７の順方向
電圧でクランプされる。主スイッチング手段２のオン時
間は従ってコンデンサ９０５の充電時間によって設定さ
れる。
【００３１】次に第１の出力電流Ｉｏ１と第２の出力電
流Ｉｏ２が過負荷を除くいかなる状態であっても、各出
力電圧Ｅｏ１とＥｏ２の電圧変動が抑制されることを以
下に説明する。まず図２に示しているように、第１の出
力電流Ｉｏ１が大きく、第２の出力電流Ｉｏ２がゼロで
あっても、トランス３の第２の２次巻線３４と第２の出
力コンデンサ７との電流の出し入れが、オフ時間Ｔｏｆ
ｆの全域に渡るので第２の出力電圧Ｅｏ２の上昇は生じ
ない。逆に第１の出力電流Ｉｏ１がゼロで、第２の出力
電流Ｉｏ２が大きくても、トランス３の第１の２次巻線
３３と第１の出力コンデンサ５との電流の出し入れが、
オフ時間Ｔｏｆｆの全域に渡るので第１の出力電圧Ｅｏ
１を上昇させる要因は無く、従って第２の出力電圧Ｅｏ
２の低下も抑制される。
【００３２】オフ時間Ｔｏｆｆにおいて各出力電圧Ｅｏ
１とＥｏ２はトランス３を介して短絡状態にあり、双方
向に電流の出し入れが可能なのである。従っていかなる
負荷条件においても、巻数比換算された各巻線電圧に電
位差を発生させる要因は少なくなり、出力電圧の変動は
各出力ラインインピーダンスによる電圧降下に限定され
るのである。負荷条件としてゼロより小さな出力電流、
即ち負荷側からの流入電流に対しても出力電圧の変動は
抑制される。
【００３３】第２の出力電流Ｉｏ２が負の場合の各部動
作波形の様子を図４に示す。図２との違いはＩｓ２の逆
流分が増えているだけである。第２の出力に負荷側から
電力が供給されていることと等価なのである。
【００３４】以上のように本実施の形態の多出力スイッ
チング電源装置によれば、主スイッチング手段のオフ時
間中に各出力電圧をトランスを介して短絡状態とするこ
とにより、過負荷を除き、負荷からの流入をも含むあら
ゆる負荷条件に対し、各出力電圧の変動を各出力ライン
インピーダンスによる電圧降下に限定できるほどに抑制
することが可能となる。
【００３５】（実施の形態２）図５は本発明の実施の形
態２を示す多出力スイッチング電源装置を示す回路図で
ある。図５において図１と同じものは同一の符号を記し
説明は省略する。図１と異なるところは制御回路８０と
第１の駆動回路９１と第２の駆動回路９２の構成であ
る。
【００３６】制御回路８０は駆動巻線３２の電圧を検出
して主スイッチング素子２０を駆動する駆動パルスＶｇ
２を立ち上げると共に、第１の出力電圧Ｅｏ１を検出し
て安定化するように駆動パルスＶｇ２のパルス幅即ち主
スイッチング素子２０のオン時間を調整する。第１の駆
動回路９１は、トランス３に施された第１の２次駆動巻
線３５の電圧を検出して第１の２次スイッチング素子４
０を駆動する駆動パルスＶｇ４を立ち上げると共に、所
定のオン時間後に第１の２次スイッチング素子４０をオ
フするように駆動パルスＶｇ４を立ち下げる。第２の駆
動回路９２は、トランス３に施された第２の２次駆動巻
線３６の電圧を検出して第２の２次スイッチング素子６
０を駆動する駆動パルスＶｇ６を立ち上げると共に、所
定のオン時間後に第２の２次スイッチング素子６０をオ
フするように駆動パルスＶｇ６を立ち下げる。
【００３７】ここで第１の駆動回路９１と第２の駆動回
路９２は、第１の２次スイッチング素子４０のオン時間
と第２の２次スイッチング素子６０が同じタイミングで
オンし、それらのオン時間が等しくなるように設定され
るが、構成部品のバラツキ等で多少ずれても基本動作に
大きな影響は無い。煩雑となるので図中には示さなかっ
たが、制御回路８０及び第１の駆動回路９１と第２の駆
動回路９２で請求項記載の制御駆動回路を構成する。
【００３８】本実施の形態においては、その動作は実施
の形態１とほとんど同じである。実施の形態１では、第
１の２次スイッチング手段４及び第２の２次スイッチン
グ手段６のオン時間を調整することにより、第１の出力
電圧Ｅｏ１の安定化が行われるが、本実施の形態では主
スイッチング手段のオン時間を調整することにより第１
の出力電圧Ｅｏ１が安定化される。
【００３９】図６に制御回路８０及び第１の駆動回路９
１の具体例を示す。第２の駆動回路９２の構成は第１の
駆動回路９１と同様なので省略する。ここでは主スイッ
チング手段２や第１及び第２の２次スイッチング手段
４，６としてＦＥＴを用いている。ＦＥＴは等価的にボ
ディダイオードを内蔵しているのでダイオード２１や第
１及び第２の整流ダイオード４１，６１が省略できるこ
とは自明である。
【００４０】図６の制御回路８０の動作を説明する。第
１の出力電圧Ｅｏ１は誤差増幅器８０１によって基準電
圧８００と比較される。誤差増幅器８０１の出力は抵抗
８０２を介してフォトダイオード８２０を電流が流れる
ことにより、フォトトランジスタ８２１を流れる電流と
して１次側へ帰還される。１次側においては、起動時は
直流電源１から起動抵抗９００を介してＶｇ２を立ち上
げるが、通常動作では主スイッチング手段２のオン時に
トランス３の駆動巻線３２に発生するフォワード電圧か
ら抵抗９０１と９０２、ダイオード９０３を介してＶｇ
２を得る。Ｖｇ２が立ち上がると抵抗９０４とフォトト
ランジスタ８２１を介してコンデンサ９０５が充電され
る。
【００４１】トランジスタ９０６のベースエミッタ電圧
であるコンデンサ９０５の電圧が０．７Ｖに達するとト
ランジスタ９０６はオンし、Ｖｇ２を立ち下げることに
より、主スイッチング手段２をオフする。主スイッチン
グ手段２がオフすると駆動巻線３２は反転し、コンデン
サ９０５はダイオード９０８と抵抗９０９を介して放電
され、ダイオード９０７の順方向電圧でクランプされ
る。主スイッチング手段２のオン時間は従ってコンデン
サ９０５の充電時間によって設定されるが、そのオン時
間はフォトトランジスタ８２１を流れる電流によって第
１の出力電圧Ｅｏ１が所定値より高くなろうとすると短
くなり、逆に低くなろうとすると長くなるように調節さ
れ、第１の出力電圧Ｅｏ１は安定化される。
【００４２】図６の第１の駆動回路９１の動作を説明す
る。主スイッチング手段２がオフの時、トランス３に施
された第１の２次駆動巻線３５に発生するフライバック
電圧は、抵抗９１０を介して第１の２次スイッチング手
段４を駆動する駆動パルスＶｇ４を立ち上げる。Ｖｇ４
が立ち上がると抵抗９１１，９１２を介してコンデンサ
９１３が充電される。トランジスタ９１４のベースエミ
ッタ電圧であるコンデンサ９１３の電圧が０．７Ｖに達
するとトランジスタ９１４はオンし、Ｖｇ４を立ち下げ
ることにより、第１の２次スイッチング手段４をオフす
る。第１の２次スイッチング手段４がオフするとトラン
ス３の各巻線電圧は反転し、コンデンサ９１３はダイオ
ード９１５と抵抗９１２を介して放電され、ダイオード
９１６の順方向電圧でクランプされる。第１の２次スイ
ッチング手段４のオン時間は従ってコンデンサ９１３の
充電時間によって設定される。以上の動作は第２の駆動
回路９２及び第２の２次スイッチング手段６においても
同じである。
【００４３】以上のように本実施の形態の多出力スイッ
チング電源装置においても、主スイッチング手段のオフ
時間中に各出力電圧をトランスを介して短絡状態とする
ことは同様であるので、過負荷を除き、負荷からの流入
をも含むあらゆる負荷条件に対し、各出力電圧の変動を
各出力ラインインピーダンスによる電圧降下に限定でき
るほどに抑制することが可能となる。
【００４４】さらに実施の形態１では出力安定化のため
に複数の２次スイッチング手段のオン時間を調節するの
に対し、本実施の形態では主スイッチング手段のオン時
間を調節する。実施の形態１では制御が２次側で行える
ので、本実施の形態のように制御を１次側へ帰還して行
う場合に比べて、フォトカプラ等の絶縁手段を要しない
という利点がある。しかし出力電圧の数が多くなった
り、出力電圧同士を絶縁しなければならないような場合
には、実施の形態１では制御駆動回路が大規模複雑化す
る。本実施の形態のような１次側制御であれば、２次ス
イッチング手段の駆動はトランスの巻線を利用すること
で容易に行え、制御駆動回路を実施の形態１よりも簡素
化することができる。
【００４５】（実施の形態３）図７は本発明の実施の形
態３を示す多出力スイッチング電源装置を示す回路図で
ある。図７において、入出力電圧は非絶縁でゼロ電位を
共有し、１は直流電源であり、その電圧を−Ｅｉとす
る。２０はスイッチング素子、２１はダイオードであ
り、スイッチング素子２０とダイオード２１とで主スイ
ッチング手段２を構成する。３はトランスであり、１次
巻線３１と２次巻線３３とを有する。４０は第１の２次
スイッチング素子、４１は第１の整流ダイオードであ
り、第１の２次スイッチング素子４０と第１の整流ダイ
オード４１とで第１の２次スイッチング手段４を構成す
る。
【００４６】５は請求項記載の第１の平滑手段である第
１の出力コンデンサであり、第１の負荷１１へ第１の出
力電圧Ｅｏ１及び第１の出力電流Ｉｏ１を出力する。６
０は第２の２次スイッチング素子、６１は第２の整流ダ
イオードであり、第２の２次スイッチング素子６０と第
２の整流ダイオード６１とで第２の２次スイッチング手
段６を構成する。７は請求項記載の第２の平滑手段であ
る第２の出力コンデンサであり、第２の負荷１２へ第２
の出力電圧−Ｅｏ２及び第２の出力電流Ｉｏ２を出力す
る。
【００４７】１０は制御駆動回路であり、主スイッチン
グ素子２０がオフした後に第１及び第２の２次スイッチ
ング素子４０，６０をオンし、第１及び第２の２次スイ
ッチング素子４０，６０がオフした後に主スイッチング
素子２０をオンし、第１の出力電圧Ｅｏ１を検出し、そ
の出力直流電圧を安定化するように主スイッチング素子
２０と第１の２次スイッチング素子４０と第２の２次ス
イッチング素子６０のオンオフ時間を調整して駆動パル
スＶｇ２とＶｇ４及びＶｇ６を出力する。第１及び第２
の２次スイッチング素子４０，６０を駆動する駆動パル
スＶｇ４，Ｖｇ６は同一の駆動パルスとなるように設定
されるが、構成部品等のバラツキで多少ずれても基本動
作に大きな影響は無い。
【００４８】また、制御駆動回路１０の詳細な構成とし
て、実施の形態１のように主スイッチング素子２０は所
定のオン時間で駆動し、第１及び第２の２次スイッチン
グ素子４０，６０は第１の出力電圧Ｅｏ１を安定化する
ように調整されたオン時間で駆動する構成であっても良
いし、実施の形態２のように第１及び第２の２次スイッ
チング素子４０，６０は所定のオン時間で駆動し、主ス
イッチング素子２０は第１の出力電圧Ｅｏ１を安定化す
るように調整されたオン時間で駆動する構成であっても
良い。
【００４９】まず、駆動パルスＶｇ２により主スイッチ
ング手段２がオンしている時、直流電源１からトランス
３の１次巻線３１を介して電流が流れることによりトラ
ンス３にエネルギーが蓄えられる。主スイッチング手段
２がオフすると、トランス３に蓄えられたエネルギー
は、１次巻線３１及び２次巻線３３から第１の整流ダイ
オード４１及び第２の整流ダイオード６１を介して放出
される。第１の整流ダイオード４１及び第２の整流ダイ
オード６１を流れる電流は減少して、やがてゼロとなる
が、第１の２次スイッチング素子４０は駆動パルスＶｇ
４によって、第２の２次スイッチング素子６０は駆動パ
ルスＶｇ６によってオンされており、各２次スイッチン
グ素子４０及び６０を介して逆方向に流れ続ける。即
ち、トランス３の１次巻線３１には第１の出力電圧Ｅｏ
１が印加され、２次巻線３３には第２の出力電圧Ｅｏ２
が印加され、トランス３には前記とは逆方向の磁束が発
生しエネルギーが蓄積される。
【００５０】各２次スイッチング素子４０及び６０がオ
フすると、トランス３に蓄えられたエネルギーは、トラ
ンス３の各巻線電圧を反転し、１次側においてはダイオ
ード２１が導通するようになる。制御駆動回路１０は主
スイッチング素子２０をオンにし、ダイオード２１また
は主スイッチング素子２０を流れる電流は前記オフ時間
中にトランス３に蓄積されたエネルギーを直流電源１に
回生するように流れる。この電流はやがてゼロとなるが
逆方向に流れ続け、直流電源１からトランス３の１次巻
線３１及び主スイッチング素子２０を流れ、再びトラン
ス３にエネルギーを蓄える。やがて制御駆動回路１０に
よって主スイッチング素子２０はオフされ、前記動作を
繰り返す。
【００５１】以上の動作において、トランス３の１次巻
線３１の巻数をＮ３１、第１の２次巻線３３の巻数をＮ
３３とし、主スイッチング手段２のオン時間をＴｏｎ、
オフ時間をＴｏｆｆとすると第１の出力電圧Ｅｏ１及び
第２の出力電圧Ｅｏ２はそれぞれ、 Ｅｏ１≒（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）・Ｅｉ Ｅｏ２≒（Ｎ３３／Ｎ３１）・（Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ）・
Ｅｉ で表される。これは通常のフライバックコンバータの入
出力電圧の関係と同様である。
【００５２】以上のように本実施の形態の多出力スイッ
チング電源装置においても、主スイッチング手段のオフ
時間中に各出力電圧をトランスを介して短絡状態とする
ことは同様であるので、過負荷を除き、負荷からの流入
をも含むあらゆる負荷条件に対し、各出力電圧の変動を
各出力ラインインピーダンスによる電圧降下に限定でき
るほどに抑制することが可能となる。
【００５３】さらに本実施の形態のように入出力電圧非
絶縁の場合には、トランス３の１次巻線３１を２次巻線
の一つとして使用でき、主スイッチング手段２のオフ時
の電圧は入力直流電圧Ｅｉと出力電圧Ｅｏ１との和でク
ランプされるので、スイッチング損失やスイッチングノ
イズの低減にもなる。
【００５４】（実施の形態４）図８は本発明の実施の形
態４を示す多出力スイッチング電源装置を示す回路図で
ある。図８において、多出力スイッチング電源装置の構
成は図７とほとんど同じである。図７と異なるのは、ト
ランス３の１次巻線３１と２次巻線３３の巻数を等しく
して第１及び第２の出力電圧が絶対値のほぼ等しい正負
電圧±Ｅｏとなるように設定されていることと、負荷と
してインバータ回路１００が接続されていることであ
る。従って多出力スイッチング電源装置としての動作の
説明は省略する。本実施の形態の特徴は負荷として接続
されたインバータ回路１００の動作に関係する。
【００５５】インバータ回路１００は交互にオンオフす
るハイサイドスイッチング手段１１０とローサイドスイ
ッチング手段１２０と、チョークコイル１３０と平滑コ
ンデンサ１４０とから構成される。ハイサイドスイッチ
ング手段１１０とローサイドスイッチング手段１２０は
それぞれハイサイドスイッチング素子１１１とダイオー
ド１１２の並列回路、ローサイドスイッチング素子１２
１とダイオード１２２の並列回路とから構成される。本
発明の要旨ではないので説明を省略するが、インバータ
１００はハイサイドスイッチング手段１１０とローサイ
ドスイッチング手段１２０のオンオフ時間を調整するこ
とにより、チョークコイル１３０及び平滑コンデンサ１
４０からなるローパスフィルタからの出力電圧を所定の
交流電圧とする機能を有している。
【００５６】インバータ回路１００の出力電圧がプラス
側に発生し、平滑コンデンサ１４０を充電している場
合、チョークコイル１３０を流れる電流は図の向きとな
る。ハイサイドスイッチング手段１１０がオンの時は第
１の出力コンデンサ５→ハイサイドスイッチング手段１
１０→チョークコイル１３０→平滑コンデンサ１４０→
第１の出力コンデンサ５の経路で電流は流れ、第１の出
力コンデンサ５は放電される。第１の出力コンデンサ５
の電圧即ち第１の出力電圧Ｅｏ１は安定化制御されてい
るので、スイッチング電源部から電力供給される。一
方、ローサイドスイッチング手段１２０がオンの時は第
２の出力コンデンサ７→ハイサイドスイッチング手段１
１０→チョークコイル１３０→平滑コンデンサ１４０→
第２の出力コンデンサ７の経路で電流は流れ、第２の出
力コンデンサ７は充電される。
【００５７】従来の電源装置であれば、第２の出力コン
デンサ７は充電されればその電圧が上昇し、充電量によ
っては耐圧を越えて劣化または破損するか、過電圧保護
が働いて動作を停止してしまう。これを防止するには、
充電量による電圧上昇が規定値以下となるように第２の
出力コンデンサ７の静電容量を大きくしなければならな
い。しかし本発明の多出力スイッチング電源装置であれ
ば、トランス３を介して第１の出力コンデンサ５との電
力の出し入れが可能であるので、負荷側から電力を供給
されても電圧上昇は生じない。即ち第２の出力コンデン
サ７の静電容量は大きくする必要はないのである。
【００５８】インバータ回路１００の出力電圧がマイナ
ス側に発生し、平滑コンデンサ１４０を放電している場
合、チョークコイル１３０を流れる電流は図の向きとは
逆向きとなる。この時はチョークコイル１３０を流れる
電流によって第２の出力コンデンサ７は放電され、第１
の出力コンデンサ５が充電される。しかし本発明の多出
力スイッチング電源装置であれば、トランス３を介して
第２の出力コンデンサ７との電力の出し入れが可能であ
るので、負荷側から電力を供給されても電圧上昇は生じ
ないのは前述と同様であり、第１の出力コンデンサ５の
静電容量を大きくする必要もない。
【００５９】以上のように本実施の形態では、本発明に
よる多出力スイッチング電源装置の適用例として、正負
電源電圧を入力されて所定の交流電圧を出力するインバ
ータ回路への電源に好適であることを示した。このよう
なインバータ回路は電源側への電力回生モードが存在す
るが、本実施の形態ではトランスを介して各出力コンデ
ンサの電力の出し入れが可能であるので、負荷側から電
力を供給されても電圧上昇がないという効果がある。
【００６０】なお、以上の実施の形態１から４では出力
電圧は２つであったが、さらに多くの出力を構成しても
よい。各２次巻線の整流回路をスイッチング手段とし
て、主スイッチング手段がオフの時にオンするようにす
ればよいのである。また、全ての２次巻線の整流回路を
スイッチング手段とする必要もなく、レギュレーション
特性の要求される出力や、負荷側から電流が逆流してく
るような出力に施せばよい。
【００６１】
【発明の効果】以上のように本発明の多出力スイッチン
グ電源装置によれば、主スイッチング手段のオフ時間中
に各出力電圧をトランスを介して短絡状態とするので、
過負荷を除き、負荷からの電力供給をも含むあらゆる負
荷条件に対し、各出力電圧の変動を各出力ラインインピ
ーダンスによる電圧降下に限定できるほどに抑制するこ
とが可能となるという有利な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における多出力スイッチ
ング電源装置を示す回路図
【図２】本発明の実施の形態１における多出力スイッチ
ング電源装置の各部動作波形図
【図３】本発明の実施の形態１における多出力スイッチ
ング電源装置の具体的な回路図
【図４】本発明の実施の形態１における多出力スイッチ
ング電源装置の各部動作波形図
【図５】本発明の実施の形態２における多出力スイッチ
ング電源装置を示す回路図
【図６】本発明の実施の形態２における多出力スイッチ
ング電源装置の具体的な回路図
【図７】本発明の実施の形態３における多出力スイッチ
ング電源装置を示す回路図
【図８】本発明の実施の形態４における多出力スイッチ
ング電源装置を示す回路図
【図９】従来の多出力スイッチング電源装置を示す回路
図
【図１０】従来の多出力スイッチング電源装置の各部動
作波形図
【符号の説明】
１ 直流電源 ２ 主スイッチング手段 ３ トランス ４ 第１の２次スイッチング手段 ５ 第１の出力コンデンサ ６ 第２の２次スイッチング手段 ７ 第２の出力コンデンサ ８ 制御回路 ９ 駆動回路
フロントページの続き (72)発明者 長瀬 久典 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 大倉 秀樹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5H730 AS01 BB43 BB52 BB83 BB88 DD04 EE02 EE07 EE13 EE19 EE39 EE59 EE73 EE74 EE79 EE80 FD01 FG04

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電源と、 １次巻線と複数の２次巻線を有するトランスと、 オンオフを繰り返すことにより前記直流電源の電圧を交
    流電圧に変換して、前記トランスの１次巻線に入力する
    主スイッチング手段と、 前記複数の２次巻線の内の第１から第ｎ（ｎは２以上の
    自然数）の２次巻線の各々に接続され、前記主スイッチ
    ング手段と相補的にオンオフすることにより前記第１か
    ら第ｎの２次巻線に誘起する交流電圧を整流する第１か
    ら第ｎの２次スイッチング手段と、 前記第１から第ｎの２次スイッチング手段によって整流
    された電圧を平滑して第１から第ｎの負荷に第１から第
    ｎの直流出力電圧を供給する第１から第ｎの平滑手段
    と、 前記主スイッチング手段がオフした後に前記第１から第
    ｎの２次スイッチング手段をオンし、前記第１から第ｎ
    の２次スイッチング手段がオフした後に前記主スイッチ
    ング手段をオンし、前記第１から第ｎの直流出力電圧の
    一つを検出し、その出力直流電圧を安定化するように前
    記主スイッチング手段のオン時間及び前記第１から第ｎ
    の２次スイッチング手段のオン時間を調整する制御駆動
    回路とからなる多出力スイッチング電源装置。
  2. 【請求項２】 前記制御駆動回路は、 前記主スイッチング手段がオフした後に前記第１から第
    ｎの２次スイッチング手段をオンし、前記第１から第ｎ
    の直流出力電圧の一つを検出し、その出力直流電圧を安
    定化するように前記第１から第ｎの２次スイッチング手
    段のオン時間を調整する制御回路と、 前記第１から第ｎの２次スイッチング手段がオフした後
    に前記主スイッチング手段をオンし、所定時間後にオフ
    させる駆動回路からなる請求項１記載の多出力スイッチ
    ング電源装置。
  3. 【請求項３】 前記制御駆動回路は、前記第１から第ｎ
    の２次スイッチング手段がオフした後に前記主スイッチ
    ング手段をオンし、前記第１から第ｎの直流出力電圧の
    一つを検出し、その出力直流電圧を安定化するように前
    記主スイッチング手段のオン時間を調整する制御回路
    と、 前記主スイッチング手段がオフした後に前記第１から第
    ｎの２次スイッチング手段をオンし、所定時間後にオフ
    させる第１から第ｎの駆動回路からなる請求項１記載の
    多出力スイッチング電源装置。
  4. 【請求項４】 直流電源と、 １次巻線と少なくとも１つの２次巻線を有するトランス
    と、 オンオフを繰り返すことにより前記直流電源の電圧を交
    流電圧に変換して、前記トランスの１次巻線に入力する
    主スイッチング手段と、 前記１次巻線に接続され、前記主スイッチング手段と相
    補的にオンオフすることにより前記１次巻線に誘起する
    交流電圧を整流する第１の２次スイッチング手段と、 前記２次巻線の内の第１から第ｎ（ｎは自然数）の２次
    巻線に接続され、前記主スイッチング手段と相補的にオ
    ンオフすることにより前記第１から第ｎの２次巻線に誘
    起する交流電圧を整流する第２から第ｎ＋１の２次スイ
    ッチング手段と、 前記第１から第ｎ＋１の２次スイッチング手段によって
    整流された電圧を平滑して第１から第ｎ＋１の負荷に第
    １から第ｎ＋１の直流出力電圧を供給する第１から第ｎ
    ＋１の平滑手段と、 前記主スイッチング手段がオフした後に前記第１から第
    ｎ＋１の２次スイッチング手段をオンし、前記第１から
    第ｎ＋１の２次スイッチング手段がオフした後に前記主
    スイッチング手段をオンし、前記第１から第ｎ＋１の直
    流出力電圧の一つを検出し、その出力直流電圧を安定化
    するように前記主スイッチング手段のオン時間及び前記
    第１から第ｎ＋１の２次スイッチング手段のオン時間を
    調整する制御駆動回路とからなる多出力スイッチング電
    源装置。
  5. 【請求項５】 前記制御駆動回路は、 前記主スイッチング手段がオフした後に前記第１から第
    ｎ＋１の２次スイッチング手段をオンし、前記第１から
    第ｎ＋１の直流出力電圧の一つを検出し、その出力直流
    電圧を安定化するように前記第１から第ｎ＋１の２次ス
    イッチング手段のオン時間を調整する制御回路と、 前記第１から第ｎ＋１の２次スイッチング手段がオフし
    た後に前記主スイッチング手段をオンし、所定時間後に
    オフさせる駆動回路からなる請求項４記載の多出力スイ
    ッチング電源装置。
  6. 【請求項６】 前記制御駆動回路は、 前記第１から第ｎ＋１の２次スイッチング手段がオフし
    た後に前記主スイッチング手段をオンし、前記第１から
    第ｎ＋１の直流出力電圧の一つを検出し、その出力直流
    電圧を安定化するように前記主スイッチング手段のオン
    時間を調整する制御回路と、 前記主スイッチング手段がオフした後に前記第１から第
    ｎ＋１の２次スイッチング手段をオンし、所定時間後に
    オフさせる第１から第ｎ＋１の駆動回路からなる請求項
    ４記載の多出力スイッチング電源装置。
  7. 【請求項７】 複数ある出力直流電圧のうちの２つをゼ
    ロ電位を共有する正負電圧源とし、前記正負電圧源の間
    に接続されて交互にオンオフするハイサイドスイッチン
    グ手段とローサイドスイッチング手段の直列回路と、前
    記ハイサイド及びローサイドスイッチング手段のオンオ
    フ動作により前記正負電圧源の電圧を印加されるチョー
    クコイルと平滑コンデンサの直列回路とから構成される
    インバータ回路であって、前記平滑コンデンサから所定
    の交流電圧を出力するように前記ハイサイド及びローサ
    イドスイッチング手段のオンオフ時間を調整する機能を
    有する前記インバータ回路が負荷として接続される請求
    項１から請求項６のいずれかに記載の多出力スイッチン
    グ電源装置。
JP2000271096A 2000-09-07 2000-09-07 多出力スイッチング電源装置 Expired - Fee Related JP3480438B2 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2000271096A JP3480438B2 (ja) 2000-09-07 2000-09-07 多出力スイッチング電源装置
US09/947,717 US6477063B2 (en) 2000-09-07 2001-09-06 Multi-output switching power source apparatus

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2000271096A JP3480438B2 (ja) 2000-09-07 2000-09-07 多出力スイッチング電源装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2002084753A true JP2002084753A (ja) 2002-03-22
JP3480438B2 JP3480438B2 (ja) 2003-12-22

Family

ID=18757429

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2000271096A Expired - Fee Related JP3480438B2 (ja) 2000-09-07 2000-09-07 多出力スイッチング電源装置

Country Status (2)

Country Link
US (1) US6477063B2 (ja)
JP (1) JP3480438B2 (ja)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005043736A1 (en) * 2003-11-04 2005-05-12 Philips Intellectual Property & Standards Gmbh Forward converter
US7209374B2 (en) 2002-12-27 2007-04-24 Yamaha Corporation Capacitor-input positive and negative power supply circuit
CN104300793A (zh) * 2014-07-17 2015-01-21 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种改善负载动态响应的控制方法、控制电路以及开关电源
CN105656314A (zh) * 2016-03-18 2016-06-08 深圳市陆巡天下科技有限公司 一种新型开关电源辅路拓扑
CN104300793B (zh) * 2014-07-17 2017-01-04 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种改善负载动态响应的控制方法、控制电路以及开关电源

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3529740B2 (ja) * 2001-03-29 2004-05-24 シャープ株式会社 スイッチング電源装置
JP3839737B2 (ja) * 2002-03-01 2006-11-01 株式会社小糸製作所 直流電圧変換回路
TWI286872B (en) * 2002-12-20 2007-09-11 Tyan Computer Corp Adjustable power supply device with multiple input voltage levels
US7010363B2 (en) * 2003-06-13 2006-03-07 Battelle Memorial Institute Electrical appliance energy consumption control methods and electrical energy consumption systems
US7149605B2 (en) * 2003-06-13 2006-12-12 Battelle Memorial Institute Electrical power distribution control methods, electrical energy demand monitoring methods, and power management devices
US7436150B2 (en) * 2005-04-04 2008-10-14 Aerovironment Inc. Energy storage apparatus having a power processing unit
US8183826B2 (en) 2009-05-15 2012-05-22 Battelle Memorial Institute Battery charging control methods, electric vehicle charging methods, battery charging apparatuses and rechargeable battery systems
US8478452B2 (en) 2010-04-06 2013-07-02 Battelle Memorial Institute Grid regulation services for energy storage devices based on grid frequency
US20120095605A1 (en) 2011-09-17 2012-04-19 Tran Bao Q Smart building systems and methods
US8359750B2 (en) 2011-12-28 2013-01-29 Tran Bao Q Smart building systems and methods
US9244511B2 (en) 2012-03-28 2016-01-26 Echostar Uk Holdings Limited Transient electrical load decoupling for a direct current power supply
JP6619546B2 (ja) * 2014-04-25 2019-12-11 ローム株式会社 電力供給装置、ａｃアダプタ、ａｃチャージャ、電子機器および電力供給システム
JP6282992B2 (ja) * 2015-03-16 2018-02-21 株式会社日立製作所 電力変換装置
US9991812B2 (en) * 2016-07-12 2018-06-05 Semiconductor Components Industries, Llc Variable blanking frequency for resonant converters
CN110301088B (zh) * 2017-02-23 2021-05-28 夏普株式会社 电源装置及电源单元
CN110313122B (zh) * 2017-02-23 2021-09-14 夏普株式会社 电源装置及电源单元

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4189764A (en) 1978-09-26 1980-02-19 Snyder Donald W Current controlled inverter
US4691159A (en) * 1985-08-30 1987-09-01 Hughes Aircraft Company Partial shunt switching limiter for a spacecraft solar-panel or like power-source array
JP2773195B2 (ja) 1988-04-05 1998-07-09 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
US4841160A (en) * 1988-12-01 1989-06-20 Ncr Corporation Power supply switching circuit
JP2803186B2 (ja) 1989-07-05 1998-09-24 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
US5671131A (en) * 1995-08-25 1997-09-23 Dell U.S.A. L.P. Method and apparatus for detecting an isolated power switch

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7209374B2 (en) 2002-12-27 2007-04-24 Yamaha Corporation Capacitor-input positive and negative power supply circuit
WO2005043736A1 (en) * 2003-11-04 2005-05-12 Philips Intellectual Property & Standards Gmbh Forward converter
US7408270B2 (en) 2003-11-04 2008-08-05 Nxp B.V. Forward converter
CN104300793A (zh) * 2014-07-17 2015-01-21 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种改善负载动态响应的控制方法、控制电路以及开关电源
CN104300793B (zh) * 2014-07-17 2017-01-04 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种改善负载动态响应的控制方法、控制电路以及开关电源
CN105656314A (zh) * 2016-03-18 2016-06-08 深圳市陆巡天下科技有限公司 一种新型开关电源辅路拓扑

Also Published As

Publication number Publication date
US6477063B2 (en) 2002-11-05
US20020118551A1 (en) 2002-08-29
JP3480438B2 (ja) 2003-12-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4391723B2 (ja) エネルギ伝達エレメントの入力にわたる電圧から導かれた電流に応答するスイッチ・モード電源
US7511929B2 (en) Switching power supply and semiconductor device used therefor
US7778050B2 (en) Energy transfer device and energy transfer control semiconductor device
JP3480438B2 (ja) 多出力スイッチング電源装置
EP0757428B1 (en) Flyback converter
JP3475887B2 (ja) スイッチング電源装置
US7501715B2 (en) Multi-output DC-DC converter
US6778412B2 (en) Synchronous converter with reverse current protection through variable inductance
US10554132B2 (en) Auxiliary power supply for switch-mode power supplies
US6275401B1 (en) Self-driven synchronous rectification circuit for low output voltage DC-DC converters
GB2387281A (en) Switching power supply unit
JP7244748B2 (ja) スイッチング電源装置
JP2007174890A (ja) スイッチング電源装置とそれに使用される半導体装置
JP2000152627A (ja) リンギングチョークコンバータ
WO2002025800A1 (en) Switching mode power supply with high efficiency
KR100387381B1 (ko) 고효율의 스위칭모드 전원공급장치
CA2214217C (en) Switching power supply apparatus
JP2803186B2 (ja) スイッチング電源装置
JP2004153990A (ja) 力率改善コンバータ
JP3171068B2 (ja) スイッチング電源
KR102537358B1 (ko) 절연형 스위칭 전원
JPH10210747A (ja) スイッチング電源及びその制御方法
JP4110804B2 (ja) 直流変換装置
JP3419343B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3692095B2 (ja) スイッチング電源

Legal Events

Date Code Title Description
FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071010

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081010

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091010

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091010

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101010

Year of fee payment: 7

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111010

Year of fee payment: 8

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121010

Year of fee payment: 9

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131010

Year of fee payment: 10

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees