JP3529740B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、いわゆるＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータや、ＤＣ−ＤＣコンバータなどとして好適
に実施されるスイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】携帯型小型電子機器などに用いられ、商
用交流を整流・平滑化して得られた直流電流またはバッ
テリーからの直流電流を、たとえば数百ｋＨｚ程度の高
周波でスイッチングし、小型の変圧器で所望とする電圧
に高効率に変換するようにしたスイッチング電源装置が
広く用いられている。

【０００３】このようなスイッチング電源装置の代表的
な構成として、２次側出力電圧を電圧検出回路で検出
し、その検出結果に対応して制御回路が主スイッチング
素子のスイッチングパルス幅を制御し、所望とする２次
側出力電圧を得るようにしたパルス幅変調（ＰＷＭ）方
式のスイッチング電源装置が広く用いられている。

【０００４】また、スイッチング電源装置の他の代表的
な構成として、主スイッチング素子のｏｎ期間中に変圧
器内に蓄積された励磁エネルギを、ｏｆｆ期間に２次側
回路へ出力し、その出力終了後に変圧器の制御巻線に発
生するリンギングパルスを直流カットコンデンサを介し
て前記主スイッチング素子の制御端子に帰還することに
よって、再び該主スイッチング素子をｏｎ起動するよう
にしたリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）方式の
スイッチング電源装置も広く用いられている。

【０００５】図８は、典型的な従来技術のスイッチング
電源装置１の電気的構成を示すブロック図である。この
スイッチング電源装置１は、ＲＣＣ方式のスイッチング
電源装置であり、ダイオードブリッジ２および平滑コン
デンサｃ１から成る主電源回路によって商用交流３を整
流して得られた直流電流が、ハイレベル側の主電源ライ
ン４とローレベル側の主電源ライン５との間に入力され
る。前記主電源ライン４，５間には、変圧器ｎの１次巻
線ｎ１と、主スイッチング素子ｑとの直列回路が接続さ
れている。前記主スイッチング素子ｑは、たとえばバイ
ポーラトランジスタや電界効果型トランジスタなどで実
現され、この図８の例では、電界効果型トランジスタで
示している。主スイッチング素子ｑは、制御回路６によ
ってｏｎ／ｏｆｆ制御される。

【０００６】主スイッチング素子ｑがｏｎすると、前記
１次巻線ｎ１に励磁エネルギが蓄積され、この励磁エネ
ルギは主スイッチング素子ｑのｏｆｆ時に２次巻線ｎ２
側に誘起され、ダイオードｄ１および平滑コンデンサｃ
２で平滑化された後、出力端子７，８から図示しない負
荷へ出力される。

【０００７】前記出力端子７，８間の出力電圧は、分圧
抵抗ｒ１，ｒ２によって分圧され、比較回路９の一方の
入力に入力される。比較回路９の他方の入力には基準電
圧源１０からの基準電圧が入力されており、前記出力電
圧の分圧値と基準電圧との比較結果が、フォトカプラｐ
ｃ１のフォトダイオードｄ２からフォトトランジスタｔ
ｒ１を経由して、前記制御回路６にフィードバックされ
る。制御回路６は、起動抵抗ｒ３を経由して供給される
直流電圧、変圧器ｎの補助巻線ｎ３から伝送される誘起
電圧および前記比較回路９からフォトカプラｐｃ１を経
由して伝送される出力電圧情報を基に、主スイッチング
素子ｑへ駆動信号を出力し、該スイッチング電源装置１
の出力電圧が一定値になるよう主スイッチング素子ｑの
スイッチングを制御する。

【０００８】一方、待機時における省電力化を図るため
に、該スイッチング電源装置１には、スイッチングを間
欠的に行わせるために、フォトカプラｐｃ２、論理回路
１１、コンパレータ１２，１３、前記基準電圧源１０お
よび分圧抵抗ｒ４，ｒ５，ｒ６が設けられている。これ
らの構成は、該スイッチング電源装置１から電源供給を
受けている機器の待機動作時に、制御入力端子１４から
待機動作実行命令信号を受けると、前記制御回路６に主
スイッチング素子ｑを間欠的にスイッチングさせる。

【０００９】すなわち、コンパレータ１２は、該スイッ
チング電源装置１の出力電圧を監視し、分圧抵抗ｒ４；
ｒ５，ｒ６によるハイレベルの分圧値が前記基準電源１
０の基準電圧以上のとき、論理回路１１からフォトカプ
ラｐｃ２を経由して、動作停止命令を制御回路６に出力
し、該スイッチング電源装置１の動作を停止させる。ま
た、コンパレータ１３も該スイッチング電源装置１の出
力電圧を監視し、分圧抵抗ｒ４，ｒ５；ｒ６によるロー
レベルの分圧値が、前記のスイッチング動作の停止に伴
って徐々に降下し、前記基準電圧以下となると、論理回
路１１からフォトカプラｐｃ２を経由して、動作命令を
制御回路６に出力し、該スイッチング電源装置１の動作
を開始させる。この動作再開に伴い、出力電圧が上昇に
転じ、前記ハイレベルの分圧値が基準電圧以上となる
と、再度動作を停止するという動作を繰返す。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】上述のような従来技術
では、回路構成が複雑化するという問題がある。すなわ
ち、出力電圧を安定化させるために該出力電圧を監視す
る比較回路９以外に、別途余分な電圧監視手段であるコ
ンパレータ１２，１３を必要とする。また、変圧器ｎの
２次側で検出した電圧情報に基づいて、１次側に備えら
れた制御回路６で間欠動作を行わせるので、直接接続す
ると入出力間の絶縁が保持できないために、両者間の接
続をフォトカプラｐｃ２を介して行わなければならな
い。さらにまた、電源供給を行う機器から前記待機動作
実行命令信号を受ける必要があるので、たとえばＡＣア
ダプタに本構成を採用する場合、機器との接続には電源
供給線以外に制御線を接続しなければならず、また機器
側では制御信号を送出する構成としなければならないと
いう煩わしさがある。

【００１１】本発明の目的は、簡易な構成で、待機時の
省電力化を図ることができるスイッチング電源装置を提
供することである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源装置は、入力される直流電圧をスイッチングする主ス
イッチング素子のスイッチングを、制御手段が、２次側
からフィードバックされる出力電圧情報に応じて制御す
ることで、出力電圧を所望とする値に安定化するように
したスイッチング電源装置において、前記制御のゆらぎ
を検出し、非線形の出力特性によって、軽負荷動作時に
のみその検出出力を送出するゆらぎ検出手段と、前記ゆ
らぎ検出手段からの出力の変動分のみを抽出する処理を
行った後、前記出力電圧情報に重畳する重畳手段とを含
み、前記制御手段は、フィードバックされたゆらぎの変
動成分から、軽負荷状態を判定して、連続スイッチング
動作から間欠的にスイッチング動作を停止／開始する間
欠スイッチング動作に切換え、前記重畳手段が、直流カ
ット用のコンデンサと、前記出力電圧情報を作成するた
めに設けられる出力電圧の分圧抵抗とを備える微分回路
であり、前記ゆらぎ検出手段からの出力が前記コンデン
サを介して分圧抵抗の接続点に与えられ、比較回路がそ
の接続点の電圧を基準電圧と比較することによって前記
出力電圧情報を作成し、前記ゆらぎ検出手段が、変圧器
の２次巻線と並列に設けられ、誘起電圧が一方の極性で
あるときにその誘起電圧で充電されて対応した直流電圧
を出力するダイオードおよびコンデンサから成る直列回
路と、前記コンデンサの電荷を放電させる負荷抵抗とを
備えて構成されることを特徴とする。

【００１３】上記の構成によれば、ＲＣＣ方式やＰＷＭ
方式のスイッチング電源装置において、主スイッチング
素子のスイッチングを制御する制御手段に対して、絶縁
のためにフォトカプラなどを介して２次側からフィード
バックされる出力電圧情報は比較的大きな変動周期（直
流的）であり、本発明では、この出力電圧情報に、比較
的小さな変動周期（交流的）で、制御ゆらぎの変動成分
を重畳する。

【００１４】前記制御ゆらぎは、前記ＲＣＣ方式のスイ
ッチング電源装置では、負荷の軽重に応じてスイッチン
グ周波数が変化する特性があり、特に軽負荷での動作時
には、スイッチング周波数が高くなり、出力電圧制御に
係わる各素子の動作速度が追随せず、負荷量が一定であ
るにも拘わらず、スイッチング周期が変動することによ
って発生する。また、ＰＷＭ方式のスイッチング電源装
置では、スイッチング周期は一定であるけれども、出力
電圧の制御誤差によって、負荷量が一定であるにも拘わ
らず、制御ゆらぎが存在し、特に無負荷状態に近い軽負
荷時には主スイッチング素子のｏｎデューティが一様に
ならないことで発生する。

【００１５】そこで、制御ゆらぎをゆらぎ検出手段で検
出し、その非線形の出力特性によって、軽負荷動作時に
のみその成分をフィードバックすることで、制御手段は
軽負荷状態を判定することができ、それに応じて出力電
圧の制御シーケンスを修正する。たとえば、重負荷状態
から軽負荷状態に移行すると、このゆらぎを増幅し、自
動的に間欠スイッチング動作を行うことができる。ま
た、間欠スイッチング動作の状態で負荷が増加すると、
スイッチング動作期間が連続的に長くなり、スイッチン
グ停止期間が連続的に短くなる制御を行うことで、自動
的に通常負荷に対応した連続的なスイッチング動作に復
帰することができる。

【００１６】そして、前記重畳手段は、前記制御ゆらぎ
の変動成分を抽出した交流的な信号を重畳するので、既
存の出力電圧情報のフィードバック系でフィードバック
される出力電圧情報に対して、何ら影響を与えることな
く制御ゆらぎの成分をフィードバックすることができ、
そして制御手段は、そのフィードバックされたゆらぎ成
分から、軽負荷状態であることを判定することができ
る。これによって、該スイッチング電源装置から電源供
給を行う機器から、その負荷の軽重を表す信号を入力す
る必要はなく、簡易な構成で、待機時の省電力化を図る
ことができる。また、重負荷時の制御は従来の手法と同
様であり、何ら影響を与えることはない。

【００１７】また、上記の構成によれば、微分回路が前
記の制御ゆらぎの交流的な変動成分を抽出し、それを出
力電圧情報に重畳することができる。したがって、既存
の分圧抵抗に、直流カット用のコンデンサを設けただけ
の簡単な回路で実現することができる。

【００１８】さらにまた、上記の構成によれば、出力電
力を前記の非線形特性で直流電圧レベルに変換すること
ができ、その直流電圧レベルは制御ゆらぎによる高周波
電圧を検波整流した値を表すことになる。

【００１９】したがって、簡単な構成で前記非線形特性
を得て、重負荷時のゆらぎ成分を確実にカットし、軽負
荷時のゆらぎ成分のみを検波し、フィードバックするこ
とができる。

【００２０】また、本発明のスイッチング電源装置で
は、前記ゆらぎ検出手段は、前記ダイオードと直列に設
けられ、前記コンデンサの充電電流を制限する電流制限
抵抗をさらに備えることを特徴とする。

【００２１】上記の構成によれば、ゆらぎ検出手段から
の出力電圧の前記出力電圧情報に対する重畳量（割合）
を調整することができ、前記非線形特性の屈曲点を調整
することができる。

【００２２】したがって、連続スイッチング動作の状態
から間欠スイッチング動作の状態に移行する際の出力電
力のレベルを設定することができる。

【００２３】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置では、前記ゆらぎ検出手段は、前記コンデンサと並列
に設けられるツェナダイオードをさらに備えることを特
徴とする。

【００２４】上記の構成によれば、ツェナダイオードの
ツエナ電圧が前記非線形特性の屈曲点レベルのものを使
用すると、該ツエナ電圧を超える電圧がカットされ、前
記非線形特性を理想特性に近付けることができる。

【００２５】

【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１〜図５に基づいて説明すれば、以下のとおりであ
る。

【００２６】図１は、本発明の実施の一形態のスイッチ
ング電源装置２１の電気的構成を示すブロック図であ
る。このスイッチング電源装置２１は、ＲＣＣ方式のス
イッチング電源装置であり、ダイオードブリッジ２２お
よび平滑コンデンサＣ１から成る主電源回路によって商
用交流２３を整流して得られた直流電流が、ハイレベル
側の主電源ライン２４とローレベル側の主電源ライン２
５との間に入力される。前記主電源ライン２４，２５間
には、変圧器Ｎの１次巻線Ｎ１と、主スイッチング素子
Ｑとの直列回路が接続されている。前記主スイッチング
素子Ｑは、たとえばバイポーラトランジスタや電界効果
型トランジスタなどで実現され、この図１の例では、電
界効果型トランジスタで示している。主スイッチング素
子Ｑは、制御回路２６によってｏｎ／ｏｆｆ制御され
る。

【００２７】このスイッチング電源装置２１はフライバ
ック方式の電源装置であり、主スイッチング素子Ｑがｏ
ｎすると、前記１次巻線Ｎ１に励磁エネルギが蓄積さ
れ、この励磁エネルギは主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ
時に２次巻線Ｎ２側に誘起され、ダイオードＤ１および
平滑コンデンサＣ２で平滑化された後、出力端子２７，
２８から図示しない負荷へ出力される。

【００２８】前記出力端子２７，２８間の出力電圧は、
分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧され、比較回路２９の
一方の入力に入力される。比較回路２９の他方の入力に
は基準電圧源３０からの基準電圧が入力されており、前
記出力電圧の分圧値と基準電圧との比較結果が、フォト
カプラＰＣのフォトダイオードＤ２からフォトトランジ
スタＴＲを経由して、前記制御回路２６にフィードバッ
クされる。制御回路２６は、起動抵抗Ｒ３を経由して供
給される直流電圧、変圧器Ｎの補助巻線Ｎ３から伝送さ
れる誘起電圧および前記比較回路２９からフォトカプラ
ＰＣを経由して伝送される出力電圧情報を基に、主スイ
ッチング素子Ｑへ駆動信号を出力し、該スイッチング電
源装置２１の出力電圧が一定値になるよう主スイッチン
グ素子Ｑのスイッチングを制御する。

【００２９】注目すべきは、本発明のスイッチング電源
装置２１では、２次側に、前記の動作停止命令に対応す
る信号を作成するためのゆらぎ検出回路３１が設けられ
るとともに、その検出結果を、前記前記比較回路２９か
ら１次側へフィードバックされる出力電圧情報に重畳す
る重畳手段であるコンデンサＣ１０が設けられており、
前記制御回路２６は、前記のような定電圧動作ととも
に、前記ゆらぎ検出回路３１の検出結果に応答して、ス
イッチング動作の停止／開始の制御も行うことである。
本発明では、制御回路２６は、重負荷時には連続スイッ
チング動作を行い、軽負荷時には間欠的にスイッチング
動作を停止／開始し、動作中は重負荷時と同様のバース
トスイッチング動作を行うものとする。

【００３０】ゆらぎ検出回路３１は、２次巻線Ｎ２と並
列に設けられ、誘起電圧が一方の極性であるときに、そ
の誘起電圧で充電されて、対応した直流電圧を出力する
ダイオードＤ１１およびコンデンサＣ１１から成る直列
回路と、前記ダイオードＤ１１をバイパスするように設
けられ、前記誘起電圧が他方の極性であるときに前記コ
ンデンサＣ１１の電荷を放電させる負荷抵抗Ｒ１１とを
備えて構成される。

【００３１】したがって、ゆらぎ検出回路３１のコンデ
ンサＣ１１からは、後述するように、重負荷時には一定
の電圧が出力されており、軽負荷時には、前記２次巻線
Ｎ２の誘起電圧を検波整流することによって、制御ゆら
ぎの高周波電圧に対応た電圧だけ前記一定の電圧から変
化した直流電圧が出力される。前記直流電圧は、コンデ
ンサＣ１１とダイオードＤ１１の接続点から出力され、
前記コンデンサＣ１０を介して、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の
接続点の電圧に重畳されて比較回路２９に入力される。

【００３２】前記重畳手段は、直流成分をカットし、前
記直流電圧の変動分を抽出する前記コンデンサＣ１０と
分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２とによって構成される微分回路で実
現される。前記コンデンサＣ１０と分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２
とによって構成される時定数を充分大きくすることによ
って、前記のようにゆらぎ検出回路３１から出力される
直流電圧の変動分を抽出することができる。

【００３３】前記重畳手段は、ゆらぎ成分の変動分を抽
出して、比較的大きな変動周期（直流的）である出力電
圧情報に対して、１次側へフィードバックされる該出力
電圧情報に影響を与えることなく、１次側へフィードバ
ックすることができるような信号処理を行う構成であれ
ば、他の構成であってもよい。また、検出されたゆらぎ
成分も、前記のような直流電圧に限らず、前記の重畳手
段による信号処理が可能であれば、高周波信号やデジタ
ル信号などの他の信号形式で出力されるようにしてもよ
い。

【００３４】ここで、制御ゆらぎは、負荷の軽重に拘わ
りなく発生する。その要因としては、商用交流２３にリ
ップルが重畳されることによる入力電圧の変動や、負荷
の微妙な変動などである。電源装置は、出力電圧が常に
一定になるようにフィードバック制御を行っており、ス
ピードアップコンデンサや、遅延用のコンデンサが設け
られてその位相特性が調整されているけれども、応答性
と安定性とは相反しており、ハンチングによって出力電
圧を常に目標値に完全に一致させておくことは困難であ
り、前記制御ゆらぎとなる。そこで、前記ハンチングの
幅を許容値内に抑えるように、前記位相特性の最適化が
行われている。

【００３５】図２に、ＲＣＣ方式のスイッチング電源装
置の軽負荷時における制御ゆらぎの状態を示す。この図
２の波形は、主スイッチング素子Ｑのドレイン電圧波形
であり、該波形のローレベル期間は主スイッチング素子
Ｑのｏｎ期間を、ハイレベル期間はｏｆｆ期間を示す。
前記ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置は、負荷の軽重
に応じてスイッチング周波数が変化する特性があり、特
に軽負荷での動作時には、スイッチング周波数が高くな
り、出力電圧制御に係わる各素子の動作速度が追随せ
ず、負荷量が一定であるにも拘わらず、スイッチング周
期がこの図２に示すように変動する制御ゆらぎが発生す
る。

【００３６】一方、図３は、同様に、ＰＷＭ方式のスイ
ッチング電源装置の軽負荷時における主スイッチング素
子のドレイン電圧の波形図である。ＰＷＭ方式では、ス
イッチング周期は一定であるけれども、出力電圧の制御
誤差によって、負荷量が一定であるにも拘わらず、多少
制御ゆらぎが存在し、主スイッチング素子のｏｎデュー
ティが一様になっていないことが理解される。特に、無
負荷状態に近い軽負荷時において、参照符αで示すよう
に、主スイッチング素子のｏｎ期間であるにも拘わら
ず、その期間が過小のために、ドレイン電圧が０レベル
に到達しない期間が発生する。

【００３７】前記ゆらぎ検出回路３１の出力特性は、図
４（ａ）で示すように、無負荷動作状態から負荷が増加
するのに伴って出力電圧レベルが降下するけれども、所
定の屈曲点レベルＲＥＦに到達すると、前記負荷の増加
に対して出力電圧レベルが降下しないという非線形特性
を有している。この特性によって、重負荷時には、この
図４（ａ）において参照符β１１で示すような制御ゆら
ぎが生じていても、参照符β１２で示す出力にはそれを
検出しない、すなわち前記ゆらぎ成分が現れないように
することができ、一方、軽負荷時には、図４（ｂ）にお
いて参照符β２１で示すような制御ゆらぎに対して、そ
れを検出、すなわち出力には参照符β２２で示すように
前記ゆらぎ成分が現れるようにすることができる。

【００３８】上記非線形特性は、以下のようにして実現
される。２次巻線Ｎ２は一定振幅で励振されているけれ
ども、ゆらぎ検出回路３１のコンデンサＣ１１から出力
される電圧は、重負荷時のダイオードＤ１１のｏｎ時に
おいて、前記平滑コンデンサＣ１の充電電圧と、巻線Ｎ
１，Ｎ２の巻数比とによって決定される電圧をピーク値
（負極性の最大値）とする。

【００３９】そして、ダイオードＤ１１のｏｎ電流が、
２次巻線Ｎ２のインダクタンスによって制限されるの
で、出力電力が少ない状態で動作しているときには出力
電力の増加につれて直線的に増加し、コンデンサＣ１１
の充電電圧が上述の２次巻線Ｎ２の励振電圧（ピーク
値）付近に到達すると、充電電圧の増加量が減少し、前
記図４に示す非線形特性を示すようになる。ただし、前
記図４の特性は屈曲点で折曲がるデジタル的な理想的な
特性であり、実際には、上記の構成では、それに近似し
た緩やかに折曲がる特性となり、またその特性をアナロ
グ構成で実現するものである。しかしながら、この程度
の誤差は動作上の大きな問題はない。

【００４０】前記負荷抵抗Ｒ１１のない場合は、コンデ
ンサＣ１１の充電電圧が増加する一方となり、所定の機
能を果たすことはできない。また、この負荷抵抗Ｒ１１
は、２次巻線Ｎ２のもう一方の端子に接続しても同様の
機能を果たすことができ、該負荷抵抗Ｒ１１の抵抗値次
第で、コンデンサＣ１１の放電速度が変化する。したが
って、該負荷抵抗Ｒ１１の抵抗値を調整することによっ
て、後述の間欠時間を回路動作上の最適値に設定するこ
とができる。

【００４１】また、前記コンデンサＣ１０と分圧抵抗Ｒ
１，Ｒ２の接続点との間に抵抗を介挿するようにしても
よく、この場合、微分回路の出力電圧（コンデンサＣ１
０の出力電圧）の前記出力電圧情報に対する重畳量を調
整することができる。

【００４２】図５は、上述のように構成されるスイッチ
ング電源装置２１の動作を説明するための波形図であ
る。図５（ａ）は、該スイッチング電源装置２１の出力
電力量を示す。この波形レベルが高い程、該スイッチン
グ電源装置２１が高出力で動作、すなわち長いスイッチ
ング周期で動作していることを表す。また、ＰＷＭ方式
のスイッチング電源装置では、前記波形レベルが高いこ
とは、大きいデューティで動作していることを表す。な
お、一点鎖線は、図５（ａ）〜（ｃ）では０レベルを示
し、図５（ｄ）では該スイッチング電源装置２１の設定
出力電圧を示し、図５（ｅ）では基準電圧源３０による
基準電圧を示す。

【００４３】時刻ｔ１以前の一定の重負荷状態で動作し
ている場合、ＲＣＣ方式の該スイッチング電源装置２１
では、図５（ｆ）で示すように一定周期の連続的なスイ
ッチング動作が行われ、またＰＷＭ方式の場合は、一定
のｏｎデューティにて連続的なスイッチング動作が行わ
れる。このとき、図５（ｂ）で示すゆらぎ検出回路３１
の出力電圧レベルは、前記図４で示す入出特性を参照し
て理解されるように、制御ゆらぎに対するキャンセル機
能によって、リップルの無い負極性の最大電圧レベルと
なっている。

【００４４】該スイッチング電源装置２１はフライバッ
ク方式であり、またダイオードＤ１１の極性のために、
ゆらぎ検出回路３１の出力電圧レベルは、上記のように
負極性となっている。変圧器Ｎの巻線の極性またはダイ
オードＤ１１の極性が逆になると、前記の制御ゆらぎの
検出結果は、正極性となる。このように該ゆらぎ検出回
路３１の出力極性は、必ずしも負極性に設定される必要
はなく、比較回路２９の内部に備えられたコンパレータ
の正負の入力端子の、いずれに基準電圧を与えるか等の
回路構成に応じて定められればよい。また、ゆらぎ検出
回路３１は、このように高周波である出力電圧の制御ゆ
らぎを検出するものであり、その高周波の成分を検出す
ることができる箇所であれば、他の適当な箇所に設けら
れてもよい。

【００４５】さらにまた、重畳手段であるコンデンサＣ
１０および分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２によって前記ゆらぎ検出
回路３１の出力電圧の微分演算を行っているけれども、
この微分演算も制御回路２６の構成次第で精度良く行う
必要はなく、特別の演算回路を設ける必要はない。すな
わち、このコンデンサＣ１０で直流成分をカットし、次
段に接続するだけで、前記分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２等の次段
の入力抵抗または入力インピーダンスとの間で、微分の
特性（時定数）に差こそあれ、必然的に微分回路が構成
され、制御回路２６の構成に合致するものであれば充分
である。

【００４６】前記時刻ｔ１以前では、コンデンサＣ１０
での微分出力は０であり、図５（ｃ）で示す該コンデン
サＣ１０の出力電圧は一定であり、図５（ｅ）で示す比
較回路２９への入力は、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２による出力
電圧の分圧値のみとなり、一定となっている。

【００４７】この状態から、徐々に軽負荷に移行し、前
記時刻ｔ１において図５（ａ）で示す出力電力が前記図
４の特性に示す屈曲点レベルＲＥＦ以下の電力になる
と、図５（ｂ）で示すゆらぎ検出回路３１の出力電圧レ
ベルにゆらぎが発生し、コンデンサＣ１０での微分によ
って、その出力は図５（ｃ）で示すように一瞬上昇す
る。この電圧が図５（ｄ）の出力電圧の分圧値に重畳さ
れることで、比較回路２９への入力は図５（ｅ）で示す
ようになり、前記一点鎖線に示す基準電源と比較され、
ハイレベルであること、およびその高低差に関する出力
電圧情報がフォトカプラＰＣを経由して制御回路２６に
伝送される。この結果、出力電圧を下げる操作、すなわ
ち出力電力を少なくする操作が行われるので、図５
（ｂ）で示すコンデンサＣ１１の出力電圧がさらに上昇
→図５（ｃ）で示すコンデンサＣ１０の出力電圧がさら
に上昇→図５（ｅ）で示す比較回路２９への入力がさら
に上昇→制御回路２６がさらに出力電圧を下げる操作…
の動作が連鎖的に短期間に繰返され、この時刻ｔ１で一
瞬にしてスイッチング動作を停止する。

【００４８】前記時刻ｔ１でスイッチング動作が停止す
ると、２次側の平滑コンデンサＣ２に変圧器Ｎから電力
が補充されず、出力端子２７，２８を通して負荷側に放
電される一方となって、図５（ｄ）で示す出力電圧は降
下を開始し、前記設定電圧よりも低くなるけれども、後
述する通り、スイッチング停止状態が持続される。

【００４９】すなわち、図５（ｂ）で示すゆらぎ検出回
路３１の出力電圧レベルは、コンデンサＣ１１の放電に
よって、スイッチング動作の停止動作に対して遅れて、
指数関数的に上昇、すなわち０レベルに近付いてゆく。
また、図５（ｃ）で示すコンデンサＣ１０の出力電圧
も、その充電によって徐々に低下してゆく。このコンデ
ンサＣ１０の出力電圧が、図５（ｄ）で示す出力電圧の
分圧値に重畳されるので、比較回路２９の入力電圧は、
図５（ｅ）で示すように、基準電圧よりも高いレベルに
維持され、前述のようにスイッチング停止状態が持続さ
れることになる。

【００５０】時間経過に従い、図５（ｂ）で示すように
ゆらぎ検出回路３１の出力電圧レベルの上昇度合いが指
数関数的に緩やかになり、図５（ｃ）で示すようにその
微分波形のレベルも降下し、また図５（ｄ）で示す出力
電圧の分圧値も降下し続けているので、これらの信号を
重畳した図５（ｅ）で示す比較回路２９の入力信号のレ
ベルも降下し続け、やがて時刻ｔ２で基準電圧の電圧レ
ベルと同一値付近に到達すると、制御回路２６は、図５
（ｆ）で示すようにバーストスイッチング動作を開始す
る。

【００５１】前記のバーストスイッチング動作の開始に
よって、コンデンサＣ１１の充電が開始され、出力電圧
は指数関数的に立下がりを開始する。このため、コンデ
ンサＣ１０の出力電圧は、電流の方向の変化によって０
レベル以下に一旦立下がった後、上昇を開始する。この
とき、出力電圧の分圧値も上昇を開始するけれども、比
較回路２９への入力電圧は基準電圧より低いままであ
り、前記コンデンサＣ１０の出力電圧の立下がりが急峻
で大きいために、制御回路２６は出力電力を急激に増加
させるよう制御する。たとえば、ＲＣＣ方式の場合で、
タイミング制御方式の場合、時刻ｔ２のスイッチング動
作再開時点から長いスイッチング周期で動作を開始し、
ＰＷＭ方式の場合、大きいｏｎデューティで動作を開始
する。

【００５２】その後、コンデンサＣ１１の充電速度が指
数関数的に緩やかになり、コンデンサＣ１０の出力電圧
が徐々に上昇し、一方で出力電圧の分圧値が上昇してい
るので、比較回路２９への入力電圧が前記基準電圧と略
等しくなると、その時刻ｔ３で、制御回路２６は、該ス
イッチング電源装置２１の出力電力を減少させるように
制御する。これによって、ゆらぎ検出回路３１の出力電
圧レベルは上昇方向に転じ、コンデンサＣ１０の出力電
圧が上昇→比較回路２９への入力電圧が上昇→制御回路
２６が該スイッチング電源装置２１の出力電力をさらに
減少させるようスイッチ制御する→ゆらぎ検出回路３１
の出力電圧レベルがさらに上昇するという動作が一瞬の
期間に繰返され、スイッチング動作は急速に停止する。
以降、時刻ｔ１〜ｔ３と同様の動作によって、バースト
スイッチングが継続される。

【００５３】この図５は、通常動作状態（連続スイッチ
ング状態）から徐々に負荷を軽くすることによって、間
欠スイッチング（バーストスイッチング）に切換わる時
の動作を説明するものであるけれども、この図５の状態
よりもさらに負荷が軽い場合には、前記時刻ｔ２〜ｔ３
間のスイッチング動作期間が短縮され、時刻ｔ３〜ｔ４
間のスイッチング停止期間が伸張されることになる。ス
イッチング停止期間の伸張量が、動作期間の短縮量に比
べて多いので、結果的に、時刻ｔ２〜ｔ４間のバースト
スイッチング周期が伸張されることになる。この理由は
以下の通りである。

【００５４】すなわち、負荷が軽くなるに従い、スイッ
チング動作期間に２次側平滑コンデンサＣ２から放出さ
れる電流が少なくなり、該平滑コンデンサＣ２の電圧が
より急速に上昇するので、比較回路２９に入力される分
圧値が基準電圧に到達する時間が短縮され、結果として
スイッチング動作期間が短縮される。また、負荷が軽く
なるに従い、スイッチング停止期間に平滑コンデンサＣ
２から放出される電流が減少し、その電圧降下が緩やか
になるので、比較回路２９に入力される分圧値が基準電
圧まで降下する時間が長くなり、結果としてスイッチン
グ停止期間が伸張される。

【００５５】逆に、図５に示すバーストスイッチング状
態から負荷を徐々に大きくすると、スイッチング動作停
止期間に平滑コンデンサＣ２から負荷に放電する電流が
増加し、該平滑コンデンサＣ２の電圧降下が急激になる
ので、比較回路２９に入力される分圧値が基準電圧まで
降下する時間が短くなり、この結果スイッチング停止期
間が短縮される。また、スイッチング動作期間に平滑コ
ンデンサＣ２から放出される電流が多くなり、電圧がよ
り緩やかに上昇するので、比較回路２９に入力される分
圧値が基準電圧まで到達する時間が伸張され、この結果
スイッチング動作期間が伸張される。

【００５６】この状態からさらに負荷が重くなると、ス
イッチング動作期間中に、平滑コンデンサＣ２から負荷
に放電する電流と、変圧器Ｎの２次巻線Ｎ２からダイオ
ードＤ１を通して該平滑コンデンサＣ２に流入する電流
とが等しくなった時点で、通常負荷の連続スイッチング
動作のモードに入る。

【００５７】このようにして、本発明のスイッチング電
源装置２１では、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２、基準電圧源３
０、フォトカプラＰＣおよび比較回路２９によって構成
される既存の出力電圧情報のフィードバック系でフィー
ドバックされる出力電圧情報に対して、ゆらぎ検出回路
３０で軽負荷状態での制御ゆらぎを検出し、重畳手段で
あるコンデンサＣ１０によってその変動分を抽出して重
畳することで、該制御ゆらぎの成分を制御回路２６にフ
ィードバックするので、前記出力電圧情報に何ら影響を
与えることなくフィードバックすることができる。これ
によって、該スイッチング電源装置から電源供給を行う
機器から、その負荷の軽重を表す信号を入力する必要は
なく、簡易な構成で、待機時の省電力化を図ることがで
きる。また、前記のように重負荷時の制御は従来の手法
と同様であり、何ら影響を与えることはない。

【００５８】さらにまた、前記重畳手段として、直流カ
ット用のコンデンサＣ１０と、既存の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ
２とで構成される微分回路を用いるので、前記コンデン
サＣ１０を設けただけの簡単な回路で実現することがで
き、また前記ゆらぎ検出回路３１も、ダイオードＤ１１
およびコンデンサＣ１１から成る直列回路と、負荷抵抗
Ｒ１１との簡単な構成で実現することができる。なお、
フィードバックされる出力電圧情報に対して前記のゆら
ぎ成分を重畳しても、図５（ｄ）の平均値が設定出力電
圧と等しければ、何ら問題はない。

【００５９】ここで、従来技術の項で述べた以外に、主
スイッチング素子とスイッチング制御回路とを一体化し
たデバイス（通称ＩＰＤ：インテジェントパワーデバイ
ス）が市販されており、これらの中に軽負荷動作時に間
欠スイッチング動作を行うものもあり、これらを採用し
て待機時に省エネルギな電源を実現することもあるけれ
ども、これらのデバイスは主スイッチング素子部のｏｎ
抵抗が高く、本発明のように単独の（専用の）スイッチ
ング素子Ｑを採用した場合に比べて、重負荷時の電力変
換効率が大幅に低下するという問題と、ＩＰＤの価格が
高いという問題がある。本発明は、低コストの専用の主
スイッチング素子Ｑを使用し、しかも少ない追加部品に
てバーストスイッチング動作を実現するので、低コス
ト、小サイズ、高電力変換効率の電源を実現することが
できる。

【００６０】また、たとえば特開２０００−３４１９４
５号等のように、補助巻線で２次側負荷を検出する構成
では、変圧器に別途補助巻線が必要になる。さらにま
た、スイッチング電源装置は、通常、軽負荷時には、前
記特開２０００−３４１９４５号のようなＲＣＣ方式で
はスイッチング周期が短くなり、ＰＷＭ方式ではｏｎデ
ューティが小さくなって、１回当りのスイッチングで送
出する電力量が少なくなるのに対して、本発明では間欠
的に重負荷時と同様のバーストスイッチング動作を行う
ので、１回当りのスイッチングで送出する電力量は重負
荷時と変わらず、スイッチング回数を減少し、省エネル
ギ効果をより一層高めることができる。

【００６１】本発明の実施の他の形態について、図６に
基づいて説明すれば、以下のとおりである。

【００６２】図６は、本発明の実施の他の形態のスイッ
チング電源装置４１の電気的構成を示すブロック図であ
る。このスイッチング電源装置４１は、前述のスイッチ
ング電源装置２１に類似し、対応する部分には同一の参
照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべき
は、このスイッチング電源装置４１では、ゆらぎ検出回
路４２において、前記ダイオードＤ１１と直列に、コン
デンサＣ１１の充電電流を制限する電流制限抵抗Ｒ１２
が設けられることである。このゆらぎ検出回路４２の出
力特性も、前述のゆらぎ検出回路３１と同様に、図４で
示す非線形特性に設定される。また、このゆらぎ検出回
路４２も、スイッチングに伴う高周波電圧が発生してい
る箇所であれば、いずれの位置に設けられてもよい。

【００６３】このようにコンデンサＣ１１の充電時に直
列に電流制限抵抗Ｒ１２を介在することで、ゆらぎ検出
回路４２からの出力電圧の前記出力電圧情報に対する重
畳量（割合）を調整することができる。これによって、
前記図４における屈曲点を調整することができ、前記時
刻ｔ１以前で示す連続スイッチング動作状態から、時刻
ｔ１以降で示す間欠スイッチング動作状態に移行する際
の出力電力のレベルを設定することができる。

【００６４】また、このスイッチング電源装置４１で
は、前記比較回路２９および基準電圧源３０に代えてシ
ャントレギュレータ４３および抵抗Ｒ１３が用いられて
おり、シャントレギュレータ４３は、その内部に備えら
れる基準電源からの基準電圧と前記コンデンサＣ１０を
介するゆらぎ検出回路４２からの出力とを比較し、抵抗
Ｒ１３を介してフォトカプラＰＣのフォトダイオードＤ
２を駆動する。

【００６５】本発明の実施のさらに他の形態について、
図７に基づいて説明すれば、以下のとおりである。

【００６６】図７は、本発明の実施のさらに他の形態の
スイッチング電源装置５１の電気的構成を示すブロック
図である。このスイッチング電源装置５１は、前述のス
イッチング電源装置４１に類似し、対応する部分には同
一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。注目
すべきは、このスイッチング電源装置５１では、ゆらぎ
検出回路５２において、コンデンサＣ１１と並列にツェ
ナダイオードＤ１２が設けられることである。

【００６７】このツェナダイオードＤ１２のツエナ電圧
が、前記図４の屈曲点レベルＲＥＦのものを使用する
と、該ツエナ電圧を超える電圧がカットされ、前述の理
想特性に近付けることができる。ただし、前記屈曲点の
位置が移動するので、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値を変
えることで調整すればよい。

【００６８】

【発明の効果】本発明のスイッチング電源装置は、以上
のように、ゆらぎ検出手段によって軽負荷状態でのみ制
御ゆらぎを検出し、重畳手段によってその変動分を抽出
し、さらに出力電圧情報に重畳して、定電圧動作を行う
制御手段にフィードバックし、制御手段によってフィー
ドバックされたゆらぎの変動成分から軽負荷状態を判定
して、連続スイッチング動作から間欠的にスイッチング
動作を停止／開始する間欠スイッチング動作に切換え、
また、前記重畳手段を直流カット用のコンデンサと前記
出力電圧情報を作成するために設けられる出力電圧の分
圧抵抗とを備える微分回路で構成し、該微分回路が前記
の制御ゆらぎの交流的な変動成分を抽出し、それを出力
電圧情報に重畳し、さらにまた、前記ゆらぎ検出手段
を、ダイオードおよびコンデンサから成り、変圧器の２
次巻線と並列に設けられる直列回路と、前記コンデンサ
の電荷を放電させる負荷抵抗とを備えて構成する。

【００６９】それゆえ、制御手段は制御ゆらぎの変動成
分から軽負荷状態であることを判定することができ、外
部から負荷の軽重を表す信号を入力する必要はなく、簡
易な構成で、待機時の省電力化を図ることができる。

【００７０】それゆえ、既存の分圧抵抗に、直流カット
用のコンデンサを設けただけの簡単な回路で実現するこ
とができる。

【００７１】それゆえ、出力電力を非線形特性で直流電
圧レベルに変換し、その直流電圧レベルは制御ゆらぎに
よる高周波電圧を検波整流した値を表すことになり、簡
単な構成で、重負荷時のゆらぎ成分を確実にカットし、
軽負荷時のゆらぎ成分のみを検波し、フィードバックす
ることができる。

【００７２】また、本発明のスイッチング電源装置は、
以上のように、前記ゆらぎ検出手段に、前記ダイオード
と直列に前記コンデンサの充電電流を制限する電流制限
抵抗をさらに設ける。

【００７３】それゆえ、ゆらぎ検出手段からの出力電圧
の前記出力電圧情報に対する重畳量（割合）を調整する
ことができ、前記非線形特性の屈曲点を調整することが
できる。これによって、連続スイッチング動作の状態か
ら間欠スイッチング動作の状態に移行する際の出力電力
のレベルを設定することができる。

【００７４】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置は、以上のように、前記ゆらぎ検出手段に、前記コン
デンサと並列にツェナダイオードをさらに設ける。

【００７５】それゆえ、ツェナダイオードのツエナ電圧
が前記非線形特性の屈曲点レベルのものを使用すると、
該ツエナ電圧を超える電圧がカットされ、前記非線形特
性を理想特性に近付けることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態のスイッチング電源装置
の電気的構成を示すブロック図である。

【図２】ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置の軽負荷時
における制御ゆらぎの状態を示す波形図である。

【図３】ＰＷＭ方式のスイッチング電源装置の軽負荷時
における制御ゆらぎの状態を示す波形図である。

【図４】図１で示すスイッチング電源装置におけるゆら
ぎ検出回路の出力特性を示すグラフである。

【図５】図１で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための波形図である。

【図６】本発明の実施の他の形態のスイッチング電源装
置の電気的構成を示すブロック図である。

【図７】本発明の実施のさらに他の形態のスイッチング
電源装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図８】典型的な従来技術のスイッチング電源装置の電
気的構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

２１，４１，５１ スイッチング電源装置 ２２ ダイオードブリッジ ２３ 商用交流 ２６ 制御回路 ２９ 比較回路 ３０ 基準電圧源 ３１，４２，５２ ゆらぎ検出回路 ４３ シャントレギュレータ Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ Ｃ１０ コンデンサ（重畳手段） Ｃ１１ コンデンサ Ｄ１ ダイオード Ｄ１１ ダイオード Ｄ１２ ツェナダイオード Ｄ２ フォトダイオード Ｎ 変圧器 ＰＣ フォトカプラ Ｑ 主スイッチング素子 Ｒ１，Ｒ２ 分圧抵抗 Ｒ３ 起動抵抗 Ｒ１１ 負荷抵抗 Ｒ１２ 電流制限抵抗 Ｒ１３ 抵抗 ＴＲ フォトトランジスタ

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力される直流電圧をスイッチングする主
   スイッチング素子のスイッチングを、制御手段が、２次
   側からフィードバックされる出力電圧情報に応じて制御
   することで、出力電圧を所望とする値に安定化するよう
   にしたスイッチング電源装置において、 前記制御のゆらぎを検出し、非線形の出力特性によっ
   て、軽負荷動作時にのみその検出出力を送出するゆらぎ
   検出手段と、 前記ゆらぎ検出手段からの出力の変動分のみを抽出する
   処理を行った後、前記出力電圧情報に重畳する重畳手段
   とを含み、 前記制御手段は、フィードバックされたゆらぎの変動成
   分から、軽負荷状態を判定して、連続スイッチング動作
   から間欠的にスイッチング動作を停止／開始する間欠ス
   イッチング動作に切換え、 前記重畳手段は、直流カット用のコンデンサと、前記出
   力電圧情報を作成するために設けられる出力電圧の分圧
   抵抗とを備える微分回路であり、前記ゆらぎ検出手段か
   らの出力が前記コンデンサを介して分圧抵抗の接続点に
   与えられ、比較回路がその接続点の電圧を基準電圧と比
   較することによって前記出力電圧情報を作成し、 前記ゆらぎ検出手段は、変圧器の２次巻線と並列に設け
   られ、誘起電圧が一方の極性であるときにその誘起電圧
   で充電されて対応した直流電圧を出力するダイオードお
   よびコンデンサから成る直列回路と、前記コンデンサの
   電荷を放電させる負荷抵抗とを備えて構成される ことを
   特徴とするスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】前記ゆらぎ検出手段は、前記ダイオードと
   直列に設けられ、前記コンデンサの充電電流を制限する
   電流制限抵抗をさらに備えることを特徴とする請求項１
   記載のスイッチング電源装置。
3. 【請求項３】前記ゆらぎ検出手段は、前記コンデンサと
   並列に設けられるツェナダイオードをさらに備えること
   を特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。