CN1220322C - 开关电源装置 - Google Patents

Abstract

在本发明的开关电源装置中，控制电路根据从次级侧反馈来的输出电压信息控制主开关元件的开关。由此，使得开关电源装置的输出电压稳定在所要求的值。而且，根据波动检测电路的非线性特性，仅检测小负载状态下的控制的波动，通过电容以及两分压电阻构成的微分电路抽出波动检测电路的输出的变动，将微分电路的输出与输出电压的分压值叠加并且进行反馈。然后，在较大变动周期(直流的)输出电压信息上叠加较小变动周期(交流的)的控制波动的变动成分，所述控制电路能够从反馈来的波动的变动成分中判定为小负载状态。由此，没有必要从外部设备输入表示该负载的大小的信号，能够通过简单的构造，节省待机时的电能。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及适用于所谓的AC-DC变换器、DC-DC变换器等的开关电源装置。

背景技术

开关电源装置广泛地使用于移动型小型电子设备等的种种装置中，所述开关电源装置将商用交流电整流滤波后获得的直流电流或者来自电池的直流电流例如在数百kHz左右的高频下进行切换，由此，将输入的电压通过小型变压器高效率地变换成所要求的电压。

作为这样的开关电源装置的代表性构造，广泛采用脉冲宽度调制(PWM)方式的开关电源装置，即通过电压检测电路检测2次侧输出电压，根据该检测结果控制电路控制主开关元件的开关脉冲宽度，获得所要求的2次侧输出电压。

又，作为开关电源装置的其他代表性的构造，广泛采用振铃扼流圈式变换器(ringing choke convertor，RCC)方式的开关电源装置，即，将在主开关元件在导通期间中存储于变压器中的励磁能量在截止期间输出到次级侧电路，在结束该输出之后，将产生于变压器的控制线圈中的振铃脉冲通过直流截止电容反馈到所述主开关元件的控制端，由此，再次起动主开关元件使得导通。

图8是表示典型的以往技术中的开关电源装置1的电气结构的框图。该开关电源装置1是RCC方式的开关电源装置，通过由二极管电桥2以及滤波电容c1构成的主电源电路将商用电流3整流后获得的直流电流输入高电平侧的主电源线4与低电平侧的主电源线5之间。在所述主电源线4、5之间连接变压器n的初级绕组n1与主开关元件1的串联电路。所述主开关元件q例如可采用双极型晶体管或者场效应晶体管等。又，该图8的示例表示主开关元件采用场效应晶体管的情况。又，主开关元件q由控制电路6进行导通/截止控制。

当主开关元件q导通时，在所述初级绕组n1中存储励磁能，该励磁能在主开关元件q截止时在次级绕组n2侧受到感应，并且通过二极管d1以及滤波电容c2滤波之后，从输出端7、8输出到没有图示的负载。

所述输出端7、8之间的输出电压由分压电阻r1、r2进行分压，分压后的电压输入比较电路9的一端。在比较电路9的另一端输入来自基准电压源10的基准电压，所述输出电压的分压值与基准电压的比较结果从光耦合器pc1的光电二极管d2通过光电晶体管tr1反馈到所述控制电路6。控制电路6根据通过起动电阻r3供给的直流电压、从变压器n的辅助线圈n3传送来的感应电压、从所述比较电路9通过光耦合器pc1传送来的输出电压信息，将驱动信号输出到主开关元件q，并且控制主开关元件q的开关使得该开关电源装置1的输出电压为恒定值。

另一方面，为了节省待机时的耗电，在该开关电源装置1中设置用于间歇地打开开关的各部件，即光耦合器pc2、逻辑电路11、比较器12，13、所述基准电压源10以及分压电阻r4、r5、r6。当从该开关电源装置1接收电源供给的设备在待机动作时，从控制输入端14接收待机动作实行命令信号，所述控制电路6使得主开关元件q间歇地导通、截止。

即，比较器12监视该开关电源装置1的输出电压，当通过分压电阻r4、r5、r6分压的高电平的分压值大于所述基准电源10的基准电压时，比较器12从逻辑电路11通过光耦合器pc2将动作停止命令输出到控制电路6，使得该开关电源装置1停止工作。又，比较器13也监视该开关电源装置1的输出电压，当通过分压电阻r4、r5、r6分压后的低电平的分压值随着所述开关动作的停止而逐渐下降到小于所述基准电压时，比较器13将动作命令从逻辑电路11经由光耦合器pc2输出到控制电路6，使得该开关电源装置1开始动作。随着再次开始动作，输出电压上升，当所述高电平的分压值大于基准电压时，停止再次的动作，如此反复进行上述动作。

发明内容

在上述以往技术中，存在电路结构复杂的问题。即，除了为了使得输出电压稳定而监视该输出电压的比较电路9之外，还必须要作为其他多余的电压监视手段的比较器12、13。又，根据在变压器n的次级侧检测出的电压信息，使得设置在初级侧的控制电路6间歇地动作。这里，若直接连接初级侧与次级侧，则不能够保持输入输出间的绝缘，必须通过光耦合器pc2连接两者。而且，由于必须要从供给电源的设备接收所述待机动作实行命令信号，例如，将交流适配器用于本构造时，对于与设备的连接，除了连接电源供给线之外，还必须连接控制线，而且，对于设备侧，在构造上必须要送出控制信号，比较烦琐。

本发明的目的在于，提供一种以简单构造而能够节省待机时的电能的开关电源装置。

为了达成上述目的，在本发明的开关电源装置中，控制手段根据从次级侧反馈来的输出电压信息控制用于开关输入的直流电压的主开关元件的开关，由此，使得输出电压稳定在所要求的值，并且包含：检测所述控制的波动并且根据非线性的输出特性仅在小负载动作时输出该检测输出的波动检测手段；在进行了从所述波动检测手段的输出中仅抽出变动成分的处理之后，将该变动成分叠加到所述输出电压信息中的叠加手段。所述控制手段根据反馈来的波动的变动成分判定小负载状态，所述波动检测装置具备：由与变压器的次级线圈并联设置、当感应电压为一极性时以该感应电压充电并且输出对应的直流电压的二极管以及第1电容形成的串联电路；使得所述第1电容的电荷放电的负载电阻，所述叠加装置是具备用于去除直流的电容与为了作成所述输出电压信息而设置的输出电压的分压电阻的微分电路，所述波动检测装置的输出通过所述用于去除直流的电容输至分压电阻的接点。

因此，控制手段能够从控制波动的变动成分中判定小负载状态，没有必要从外部输入表示负载大小的信号，通过简单的构造，能够节省待机时的电能。

又，在本发明的开关电源装置中，所述叠加手段是也可以具备用于去除直流的电容与为了作成所述输出电压信息而设置的输出电压的分压电阻的微分电路，所述波动检测手段的输出通过所述去除直流成分用的电容输至分压电阻的接点，比较电路将该接点电压与基准电压进行比较，由此作成所述输出电压信息。

根据上述构造，微分电路能够抽出所述控制波动的交流变动成分并且将其叠加到输出电压信息。因此，通过在已有的分压电阻上设置去除直流成分用的电容这样的简单电路能够实现叠加手段。

再者，在本发明的开关电源装置中，所述波动检测手段也可以具备：由与变压器的次级线圈并联设置、当感应电压为一极性时以该感应电压充电并且输出相对应的直流电压的二极管以及电容形成的串联电路；使得所述电容放电的负载电阻。

根据上述构造，能够按照所述非线性特性将输出电压变换成直流电压电平，该直流电压电平表示检波、整流控制波动引起的高频电压的值。

因此，上述波动检测手段能够通过简单构造获得所述非线性特性，能够可靠地去除大负载时的波动成分而仅检测小负载时的波动成分并且进行反馈。

又，在本发明的开关电源装置中，所述波动检测手段还可以具备与所述二极管串联设置并且限制所述电容的充电电流的电流限制电阻。

根据上述构造，能够调整相对于从波动检测手段输出的输出电压的所述输出电压信息的叠加量(比例)，能够调整所述非线性特性的转折点。

因此，在从连续开关动作的状态转移到间歇开关动作的状态时，能够设定输出电能的电平。

再者，在本发明的开关电源装置中，所述波动检测手段还可以具备与所述电容并联设置的齐纳二极管。

根据上述构造，当齐纳二极管的齐纳电压用作为所述非线性特性的转折点电平时，能够去除超过所述齐纳电压的电压，能够使得所述非线性特性接近于理想特性。

本发明的其他目的、特征以及优点，如下述的揭示可以明了。又，本发明的有利之处通过下述参照附图的说明，也可以明了。

附图简述

图1是表示本发明一实施形态的开关电源装置电性结构的框图。

图2是表示RCC方式的开关电源装置在小负载下的控制波动状态的波形图。

图3是表示PWM方式的开关电源装置在小负载下的控制波动状态的波形图。

图4(a)是表示在大负载下图1所示的开关电源装置中波动检测电路的输出特性的曲线图。

图4(b)是表示在小负载下图1所示所示的开关电源装置中波动检测电路的输出特性的曲线图。

图5是用于说明图1所示的开关电源装置的动作的波形图。

图6表示本发明其他实施形态的开关电源装置的电性结构的框图。

图7是表示本发明再一实施形态的开关电源装置的电性结构的框图。

图8是表示典型的以往技术中开关电源装置的电性结构的框图。

最佳实施形态

参照图1～图5，以下对于本发明的一实施形态进行说明。

图1是表示本发明一实施形态的开关电源21的电性结构的框图。该开关电源装置21是RCC方式的开关电源装置，通过由二极管电桥22以及滤波电容C1构成的主电源电路将商用交流电23整流后获得直流电流输入高电平侧的主电源线24与低电平侧的主电源线25之间。在所述主电源线24、25之间连接变压器N的初级绕组N1与主开关元件Q的串联电路。所述主开关元件Q可以采用例如双极型晶体管或场效应晶体管等。又，图1的示例表示主开关元件Q为场效应晶体管的情况。主开关元件Q由控制电路26进行导通/截止控制。

该开关电源装置21是回扫方式的电源装置，当主开关元件Q导通时，在所述初级绕组N1中存储励磁能，该励磁能在主开关元件Q截止时在次级绕组N2侧受到感应，通过二极管D1以及滤波电容C2滤波之后，从输出端27、28输出给没有图示的负载。

所述输出端27、28之间的输出电压由分压电阻R1、R2进行分压，分压后的电压输入比较电路29的一端。比较电路29的另一端输入来自基准电源的基准电压，所述输出电压的分压值与基准电压的比较结果从光耦合器PC的光电二极管D2通过光电晶体管TR反馈到所述控制电路26。控制电路26根据通过起动电阻R3供给的直流电压、从变压器N的辅助线圈N3传送来的感应电压、从所述比较电路29通过光耦合器PC传送来的输出电压信息，向主开关元件Q输出驱动信号，控制主开关元件Q的导通/截止，使得该开关电源装置21的输出电压为恒定值。

应该关注的在于，在本实施形态的开关电源装置21中，在二次侧设置用于作成对应于所述动作停止命令的信号的波动检测电路31，并且同时设置作为将该检测结果叠加到从所述比较电路29反馈到一次侧的输出电压信息上的叠加手段的电容C10，所述控制电路26在进行所述恒压动作的同时，还根据所述波动检测电路31的检测结果控制开关动作的停止/开始。本实施形态的控制电路26在大负载时连续进行开关动作，在小负载时间歇地进行开始/停止开关动作。又，上述控制电路26在小负载时的动作中，与大负载时进行相同的脉冲串切换(burst switching)动作。

与次级绕组N2并列地设置波动检测电路31，波动检测电路31具备当感应电压为一极性时以该感应电压进行充电并输出对应的直流电压的二极管D11以及电容C11构成的串联电路、使得所述二极管D1旁路而设置的当所述感应电压为另一极性时使得所述电容C11的电荷放电的负载电阻R11。

因此，如后文所述那样从波动检测电路31的电容C11在大负载时输出恒定电压。又，在小负载时，通过检波整流所述线圈N2的感应电压，从波动检测电路31的电容C11输出直流电压，该直流电压从所述恒定电压开始仅变化了与控制波动的高频电压相对应的电压。所述直流电压从电容C11与二极管D11的接点输出并且通过所述电容C10叠加到分压电阻R1、R2的接点电压上而输入到比较电路29。

所述叠加手段由微分电路来实现，所述微分电路由去除直流成分并抽出所述直流电压的变动部分的所述电容C10与分压电阻R1、R2构成。通过充分增大由所述电容C10与分压电阻R1、R2构成的恒定时间常数，作为所述叠加手段的所述微分电路能够如上所述抽出从波动检测电路31输出的直流电压的变动部分。

所述叠加手段抽出波动成分的变动部分并且相对于较大的变动周期(直流的)输出电压信息，没有影响反馈到初级绕组侧的该输出电压的信息，并能够反馈到初级绕组侧，所述叠加手段也可以是其他结构，只要是能够进行上述信号处理的结构即可。又，通过波动检测电路31检测出的波动成分也不仅限于上述的直流电压，也可以输出高频信号或数字信号等的其他信号形式，只要所述叠加手段能够进行信号处理即可。

这里，无论负载的大小都会产生控制波动。其原因在于，叠加到商用交流点23上的纹波引起的输入电压的变动、负载的微小变动等。电源装置进行反馈控制使得通常输出电源为恒定。在该电源装置中，通过设置加速电容、延迟用的电容等，调整反馈控制的相位特性，然而，响应性与稳定性相互对立。因此，通过搜寻波动，通常很难使得输出电压与目标值完全一致，实际的输出电压与目标值的偏差成为所述控制波动。因此，为了将所述搜寻波动的范围抑制在许可值内进行所述相位特性的最佳化。

图2表示RCC方式的开关电源装置在小负载时的控制波动的状态。该图2的波形是主开关元件Q的漏极电压波形，该波形的低电平期间表示主开关元件Q导通的期间、高电平期间表示主开关元件Q截止的期间。这里，所述RCC方式的开关电源装置具有根据负载的大小开关频率会产生变化的特性。特别地，在小负载下进行动作时，由于开关频率变高，输出电压控制所相关的各元件的动作速度不够快，各元件不能够追随控制指示。因此，产生下述的控制波动，即尽管负载量恒定的情况下而开关周期发生如图2所示那样进行变动的控制波动。

另一方面，同样地，图3是PWM方式的开关电源装置在小负载时主开关元件的漏极电压的波形图。在PWM方式下，从下述观点可知，即使开关周期为恒定，由于输出电压的控制误差，无论负载量是否为恒定，由于多少存在控制波动，同样地主开关元件导通负载也不为恒定。特别地，在接近无负载状态的小负载情况下，如参照符号α所示，无论主开关元件是否导通期间，由于该期间过小，产生漏极电压没有到达0电平的期间。

所述波动检测电路31的输出特性如图4(a)所示具有下述的非线性特性，即从无负载动作状态开始负载增加，随之输出电压电平下降，而当达到规定的转折点电平REF时，相对于所述负载的增加，输出电压电平不再下降。根据该特性，在大负载时，在图4(a)中如参照符号β11所示那样产生控制波动，而波动检测电路31没有检测出该控制波动，在参照符号β12所示的输出中能够使得不出现所述波动成分。另一方面，当小负载时，在图4(b)中，相对于参照符号β21所示的控制波动，波动检测电路检测该控制波动，能够使得如参照符号β22所示那样在输出中出现所述波动成分。

上述非线性特性如下述这样实现。虽然以恒定振幅激励次级绕组N2，波动检测电路31的输出电压(从电容C11输出的电压)在大负载时二极管D11导通的情况下，将由所述滤波电容C1的充电电压与绕组N1、N2的匝数比确定的电压作为峰值电压(负极性的最大值)。

这样，由于通过次级绕组N2的电感限制二极管D11的导通电流，当在输出电压较小状态下进行动作时，随着输出功率的增加，上述输出电压线性增加，当电容C11的充电电压接近达到上述次级绕组N2的激励电压(峰值电压)时，充电电压的增加量减小。由此，上述输出电压如所述图4(a)以及图4(b)所示那样呈现非线性特性。然而，上述图4(a)以及图4(b)的特性是在转折点转折的数字化的理想特性，实际上，在上述的结构中，呈现出接近于上述特性而缓慢转折的特性，又，在该结构中，也可以以模拟构造实现该特性。然而，这样大小的误差在动作上没有什么大问题。

当没有上述负载电阻R11时，电容C11的充电电压一直增加，不能够实现规定的功能。又，即使将该负载电阻R11连接到次级绕组N2的另一端，也能够实现相同的功能，随着该负载电阻R11的电阻值的变化，电容C11的放电速度产生变化。因此，通过调整该负载电阻R11的电阻值，能够将下述的间歇时间设定为电路动作中的最佳值。

又，也可以在所述电容C10与分压电阻R1、R2的连接点之间插入电阻，此时，能够调整微分电路的输出电压(电容C10的输出电压)的所述输出电压信息所对应的叠加量。

图5是用于说明上述构造的开关电源装置21的动作的波形图。在图5中，P表示该开关电源装置21的输出电功率。该波形电平越高，表示该开关电源装置21以高输出进行动作，即以较长的开关周期进行动作。又，在PWM方式的开关电源装置中，所述波形电平高的情况表示在大负载下进行动作。又，图5中的点划线中与波形P、V31以及V10的同时所示的点划线表示0电平，与波形Vdiv同时所示的点划线表示该开关电源装置21的设定输出电压，与波形Vcmp同时所示的点划线表示根据基准电压源30的基准电压。

当时刻t1以前在恒定的大负载状态下动作时，在RCC方式下的该开关电源装置21中，如图5的SW所示进行恒定周期的连续开关动作，并且在PWM方式情况下，以恒定的开关负载进行连续的开关动作。此时，参照所述图4(a)以及图4(b)所示的输入输出特性能够理解，图5中V31所示的波动检测电路31的输出电压电平由于相对于控制波动的抵消功能，成为无波动的最大负极性电压电平。

该开关电源装置21是反馈方式，而且由于二极管D11的极性，波动检测电路31的输出电压电平成为上述的负极性。当变压器N的绕组的极性或者二极管D11的极性相反时，所述控制波动检测结果为正极性。如此，不一定要将该波动检测电路31的输出极性设定为负极性，也可以根据向比较电路29内部具备的比较器的正负输入端中的哪一端输入基准电压等的电路结构来确定。又，波动检测电路31是用于检测上述的高频输出电压的控制波动，也可以设置其他适当的位置，只要是能够检测出该高频成分的位置即可。

而且，通过作为上述叠加手段的电容C10以及分压电阻R1、R2进行所述波动检测电路31的输出电压的微分运算，然而，根据控制电路26的构造，也不必高精度地进行上述微分预算，不需要设置特别的运算电路。即，通过该电容C10去除直流成分并连接到下一级，仅此，在与所述分压电阻R1、R2等的下一级输入电阻或者输入电感之间，微分特性(时间常数)存在相差，必然构成微分电路。因此，叠加手段的结构只要能够使得微分运算的精度与控制电路26的结构相一致即可。

在所述时刻t1之前，电容C10的微分输出为0，在图5中，V10所示的该电容C10的输出电压为恒定，在图5中Vcmp所示的输入比较电路29的输入仅为通过分压电阻R1、R2分压后的输出电压的分压值Vdiv，它为恒定。

从该状态开始逐渐转移成小负载，在所述时刻t1，图5中的P所示的输出功率当小于所述图4(a)以及图4(b)的特性所示的转折点电平REF的功率时，在图5中V31所示的波动检测电路31的输出电压中产生波动。因此，由于电容C10的微分作用，电容C10的输出如图5中的V10所示瞬间上升。通过将该电压叠加到输出电压的分压值Vdiv，向比较电路29的输入如图5中的Vcmp所示，并且将其与所述点划线所示的基准电源进行比较。由此，将为高电平的情况以及相关于该高低之差的输出电压信息通过光耦合器PC传递到控制电路26。结果，进行降低输出电压的操作，即进行减小输出电压的操作。因此，波动检测电路31的输出电压V31(电容C11的输出电压)进一步上升—>电容C10的输出电压V10进一步上升—>输入比较电路29的输入Vcmp进一步上升—>控制电路26再次减小输出电压…在短期间连续地进行上述动作。由此，开关电源装置21在该时刻t1立即停止动作。

当在上述时刻t1开关动作停止时，并没有向次级侧的滤波电容C2补充电能，通过输出端27、28一直向负载侧进行放电。在该状态下，开关电源装置21的输出电压以及输出电压的分压值Vdiv开始下降。然而，在该状态下，即使输出电压的分压值Vdiv小于所述设定电压，如后文所述，也能够持续开关停止状态。

即，图5中V31所示的波动检测电路31的输出电平由于电容C11的放电而相对于开关动作的停止动作延迟并且以指数函数上升，即接近于0电平。又，图5中V10所示的电容C10的输出电压也随着该充电而逐渐下降。由于将该电容C10的输出电压V10叠加到图5中Vdiv所示的输出电压的分压值上，将比较电路29的输入电压如图5中的Vcmp所示维持在大于基准电压的高电平，如上所述这样保持开关停止状态。

随着时间的推移，图5中V31所示的波动检测电路31的输出电压电平程度以指数函数变得缓慢，如图5中V10所示那样，其微分波形的电平也下降。又，图5中的Vdiv所示的输出电压的分压值也继续下降。因此，将这些信号叠加后的比较电路29的输入信号电平也如图5中的Vcmp所示那样，继续下降，当最终在时刻t2达到与基准电压的电压电平相同附近时，控制电路26如图5中SW所示那样开始脉冲串切换动作。

随着所述脉冲串切换动作的开始，开始对电容C11充电，输出电压开始以指数函数下降。因此，电容C10的输出电压随着电流方向的变化，一旦当小于0电平之后，则开始上升。此时，虽然输出电压的分压值也开始上升，而输入比较电路29的输入电压仍旧小于基准电压，所述电容C10的输出电压迅速下降。因此，控制电路26进行控制使得输出功率迅速增加。例如，在RCC方式的时刻控制方式下，从时刻t2的开关动作再次开始时刻起以长的开关周期开始动作，在PWM方式下，以大的导通负载(on duty)开始动作。

此后，电容C11的充电速度以指数函数而变得缓慢，电容C10的输出电压逐渐上升。另一方面，输出电压的分压值上升。因此，当输入比较电路29的输入电压与所述基准电压大致相等时，在该时刻t3控制电路26进行控制使得该开关电源装置21的输出功率减小。由此，波动检测电路31的输出电压电平转变成上升方向，电容C10的输出电压上升—>输入比较电路29的输入电压上升—>控制电路26进行开关控制使得该开关电源装置21的输出进一步减小—>波动检测电路31的输出电压电平进一步上升，在一瞬间的期间重复上述动作，并且开关动作迅速停止。此后，通过进行与时刻t1～t3相同的动作，继续进行脉冲串切换。

图5是用于说明从通常动作状态(连续开关状态)开始通过逐渐减小负载而切换成间歇开关(脉冲串切换)时的动作，当比图5的状态负载更小的情况下，缩短所述时刻t2～t3间的开关动作期间，增加时刻t3～t4间的开关停止期间。由于开关停止期间的增加量大于动作期间的缩短量，结果增加了时刻t2～t4间的脉冲串切换周期。该理由如下所述。

即，随着负载减小，在开关动作期间从次级侧滤波电容C2释放出的电流减少，该滤波电容C2的电压更迅速地上升，能够缩短输入到比较电路29的分压值达到基准电压的时间，结果缩短了开关动作期间。又，随着负载减小，在开关停止期间从滤波电容C2释放出的电流减小，该电压下降也变得缓慢，故输入比较电路29的分压值下降到基准电压为止的时间变长，结果增加了开关停止期间。

反之，从图5所示的脉冲串切换状态开始负载逐渐增大时，在开关动作通知期间从滤波电容C2对负载进行放电的电流增加，该滤波电容C2的电压下降迅速下降，故输入到比较电路29的分压值下降到基准电压为止的时间减少，结果缩短了开关停止期间。又，在开关动作期间从滤波电容C2释放出的电流增多，电压更加缓慢地上升，故输入比较电路29的分压值到达基准电压为止的时间增加，结果增加了开关动作期间。

当从该状态开始，负载进一步变大时，在开关动作期间中，在从滤波电容C2负载进行放电的电流与从变压器N的次级绕组N2通过二极管D1流入该滤波电容C2的电流相等的时刻，开始通常负载下的连续开关动作的模式。

如此，在本实施形态的开关电源装置21中，通过波动检测电路31检测小负载状态下的控制波动，同时，通过由分压电阻R1，R2、基准电源源30、光耦合器PC以及比较电路29构成的已知的输出电压信息的反馈系统，对于反馈来的输出电压信息，通过作为叠加手段的电容C10抽出所述控制波动的变动成分并且进行叠加，由此将该控制波动成分反馈到控制电路26，故能够在不影响所述输出电压信息状态下进行反馈。由此，没有必要从由该开关电源装置进行电源供给的设备输入表示该负载大小的信号，通过简单的构造，能够节省待机时的电能。又，如上所述，大负载时的控制与以往的方法相同，不会产生任何影响。

再者，作为所述叠加手段，由于采用由用于去除直流部分的电容C10与已有的分压电阻R1、R2构成的微分电路，故能够以仅设置所述电容C10的简单电路实现叠加手段，而且所述波动检测电路31也能够以由二极管D11以及电容C11构成的串联电路与负载电阻R11这样的简单构造来实现。又，即使向反馈来的输出电压信息叠加所述波动成分，若输出电压的分压值Vdiv的平均值与设定输出电压相等，则没有任何问题。

这里，除了在以往技术中所提到的之外，在市场上还存在将主开关元件与开关控制电路一体化的装置(通称IPD(Intelligent Power Device)：智能电源装置)。其中也有在小负载时进行间歇开关动作的装置，采用它们也可以实现在待机时能够省电的电源。然而，这些装置中，主开关元件部分的导通电阻较高，与本发明那样采用单独的(专用)开关元件Q的情况相比，存在大负载时功率变换效率大幅度下降的问题，还有IPD价格较高的问题。本发明使用低成本的专用的主开关元件Q，而通过较少的附加部件实现脉冲串切换动作，能够实现低成本、高功率变效率的小型的电源。

又，例如特开2000-341945号(公开日2000年12月8日)等所揭示的那样，在通过辅助绕组检测出次级负载的构造中，变压器还需要其他辅助绕组。而且，开关电源装置在通常的小负载时，如在所述特开2000-341945号所揭示的RCC方式下，开关周期变短，在PWM方式下导通负载变小，每次开关动作输送出的电能较少，与此相对，由于在本发明中间歇进行与大负载时相同的动作，每次开关动作输送出的电能与大负载时相同，开关次数减少，能够更进一步提高节省电能的效果。

以下，根据图6对于本发明的其他实施形态进行说明。

图6是表示本发明其他实施形态的开关电源装置41的电性结构的框图。该开关电源装置41类似于上述的开关电源装置21，对于相对应的部分采用同一参照符号来表示，并省略对其的说明。应该关注的在于，在该开关电源装置41中，在波动检测电路42中与所述二极管D11串联地设置限制电容C11的充电电流的电流限制电阻R12。也如上述波动检测电路31相同地，将该波动检测电路42的输出特性设定为图4(a)以及图4(b)所示的非线性特性。又，也可以将该波动检测电路设置在任何位置上，只要是产生根据开关的高频电压的位置即可。

如此，在电容C11充电时，通过串联的电流限制电阻R12，能够调整从波动检测电路42输出的输出电压的所述电压信息相对应的叠加量(比例)。由此，能够调整所述图4(a)以及图4(b)的转折点，并且能够设定从在所述时刻t1以前所示的连续开关动作状态转移到时刻t1以后所示的间歇开关动作状态时的输出电压的电平。

又，在该开关电源装置41中，替代所述比较电路29以及基准电压源30，采用并联稳压器43以及电阻R13，并联稳压器43比较其内部具有的基准电源的基准电压与通过所述电容C10而来自波动检测电路42的输出，通过电阻R13驱动光耦合器PC的二极管D2。

以下，根据图7对于本发明再一其他实施形态进行说明。

图7是表示本发明再一其他实施形态的电源装置51的电性结构的框图。该开关电源装置51类似于上述的开关电源装置41，对于相对应的部分采用相同的符号，并省略说明。应关注的点在于，在该开关电源装置51中，在波动检测电路52中，与电容C11并联地设置齐纳二极管(zener diode)D12。

当该齐纳二极管D12的齐纳电压采用上述图4(a)以及图4(b)中的转折点电平REF时，去除超过该齐纳电压的电压，能够接近于上述的理想特性。然而，由于上述转折点的位置会移动，通过改变电阻R11、R12的阻止，能够调整转折点的位置。

如上所述，在本发明的开关电源装置(21、41、51)中，控制手段(26)根据从次级侧反馈来的输出电压信息控制切换输入的直流电压的主开关元件的开关，由此使得输出电压稳定在所要求的值，在上述电源装置中包含检测所述控制的波动并且根据非线性的输出特性仅在小负载动作时发送该检测输出的波动检测手段(31、42、52)、在从所述波动检测手段中仅抽出输出变动部分之后叠加到所述输出电压信息中的叠加手段(C10)，所述控制手段从反馈来的波动变动成分中判定小负载状态。

根据上述构造，在RCC方式或PWM方式下的开关电源装置中，对于控制主开关元件的导通截止的控制手段，为了绝缘而通过光耦合等从次级侧反馈来的输出电压信息是较大的变动周期(直流的)，在本发明中，在该输出电压信息中以较小的变动周期(交流的)叠加控制波动的变动成分。

在所述RCC方式的开关电源装置中，所述控制波动具有根据负载的大小开关频率产生变化的特性。特别地，在小负载下较小动作时，由于开关频率增大，与输出电压控制相关的各元件的动作速度不够块，各元件不能够追随控制指示。因此，无论负载是否恒定，通过开关周期的变动，会产生控制波动。又，在PWM方式的开关电源装置中，虽然开关周期为恒定，而由于输出电压的控制误差，无论负载量是否为恒定都存在控制波动，特别地当接近无负载状态的小负载时，主开关元件的导通负载不会一致。

这里，通过波动检测手段检测控制波动，由于其非线性的输出特性，仅在小负载时反馈该成分，由此，控制手段能够判定小负载状态，与此相应地校正输出电压的控制序列。例如，从大负载状态变化成小负载状态时，放大该波动，并能够自动地进行间歇开关动作。又，在间歇开关动作的状态下，当负载增加时，开关动作期间连续地变长，进行控制使得开关停止期间连续地变短，能够自动地回归到对应于通常负载的连续的开关动作。

然后，所述叠加手段由于叠加抽出所述控制波动的变动成分后的交流信号，对于通过已有的电压信息的反馈系统反馈来的输出电压信息，不会产生任何影响而能够反馈控制波动的成分，然后控制手段能够从该反馈来的波动成分判定是否为小负载状态。由此，没有必要从由该开关电源装置供给电源的设备输入表示该负载大小的信号，通过简单的构造，能够节省待机时间的电能。又，大负载时的控制与以往的方法相同，也不会产生任何影响。

又，在本发明的开关电源装置中，所述叠加手段是具备去除直流成分用的电容(C10)与为了作成所述输出电压信息而设置的输出电压的分压电阻(R1、R2)的微分电路，所述波动检测手段的输出通过所述电容输入分压电阻的接点，比较电路(29)也可以通过将该接点电压与基准电压作比较而作成所述输出电压信息。

根据上述构造，微分电路抽出所述控制波动的交流的变动成分，并能够将其与输出电压信息进行叠加。因此，能够仅通过在已有的分压电阻上设置去除直流成分用的电容这样的简单电路来实现叠加手段。

再者，在本发明的开关电源装置中，所述波动检测手段可以具备：由与变压器(N)的次级绕组(N2)并联设置、当感应电压为一极性时通过该感应电压进行充电并输出相对应的直流电压的二极管(D11)以及电容(C11)构成的串联电路；使得所述电容放电的负载电阻(R11)。

根据上述构造，能够按照所述非线性特性将输出电压变换成直流电压电平，该直流电压电平表示检波并整流控制波动引起的高频电压的值。

因此，上述波动检测手段能够通过简单构造获得所述非线性特性，能够可靠地去除大负载时的波动成分，而仅检波小负载时的波动成分并进行反馈。

又，在本发明的开关电源装置中，所述波动检测手段还可以具有与所述二极管串联设置的、用于限制所述电容的充电电流的电流限制电阻(R12)。

根据上述构造，能够调整相对于来自波动检测手段的输出电压的所述输出电压信息的叠加量(比例)，能够调整所述非线性特性的转折点。

因此，当从连续的开关动作的状态转移到间歇的开关动作状态时，能够设定输出电压的电平。

而且，在本发明的开关电源装置中，所述波动检测手段还可以具有与所述电容并联设置的齐纳二极管(D12)。

根据上述构造，当将齐纳二极管的齐纳电压用作为所述非线性特性的转折点电平时，去除超过该齐纳电压的电压，能够使得所述非线性特性接近于理想特性。

如此，本发明的开关电源装置(21、41、51)利用波动检测手段(31、42、52)仅在小负载状态下检测出控制波动，利用叠加手段(C10、R1、R2)抽出该变动成分，然后叠加到输出电压信息中，并且反馈到进行恒压动作的控制手段(26)。

因此，控制手段能够从控制波动的变动成分中判断是否为小负载状态，不必从外部输入表示负载大小的信号，能够简单构造，且节省待机时的电能。

在发明的详细说明中所描述的具体的实施形态或者实施例仅仅是为了揭示本发明的技术内容，本发明不能够仅限于上述具体的实例来进行狭义的解释，在不背离本发明的精神与权利要求所记载的范围内，还可以对其进行各种形式的变更。

Claims (7)

1.一种开关电源装置(21、41、51)，具有控制装置(26)，所述控制装置(26)根据从次级侧反馈来的输出电压信息控制用于开关输入的直流电压的主开关元件(Q)的开关，以此使输出电压稳定在所要求的值，其特征在于，

包含：检测所述控制的波动，根据非线性的输出特性仅在小负载动作时输出该检测输出的波动检测装置(31、42、52)；在进行了从所述波动检测装置(31、42、52)的输出中仅抽出变动成分的处理之后，将该变动成分叠加到所述输出电压信息上的叠加装置(C10、R1、R2)，

所述控制装置(26)根据反馈来的波动的变动成分判定小负载状态，

所述波动检测装置(31、42、52)具备：由与变压器(N)的次级线圈(N2)并联设置、当感应电压为一极性时以该感应电压充电并且输出对应的直流电压的二极管(D11)以及第1电容(C11)形成的串联电路；使得所述第1电容(C11)的电荷放电的负载电阻(R11)，

所述叠加装置(C10、R1、R2)是具备用于去除直流的电容(C10)与为了作成所述输出电压信息而设置的输出电压的分压电阻(R1、R2)的微分电路，所述波动检测装置(31、42、52)的输出通过所述用于去除直流的电容(C10)输至分压电阻(R1、R2)的接点。

2.如权利要求1所述的开关电源装置(21、41、51)，其特征在于，

比较电路(29)将所述接点的电压与基准电压进行比较，以此作成所述输出电压信息。

3.如权利要求1所述的开关电源装置(41、51)，其特征在于，

所述波动检测装置(42、52)还具备与所述二极管(D11)串联设置并且限制所述第1电容(C11)的充电电流的电流限制电阻(R12)。

4.如权利要求3所述的开关电源装置(51)，其特征在于，

所述波动检测装置(52)还具备与所述第1电容(C11)并联设置的齐纳二极管(D12)。

5.如权利要求1所述的开关电源装置(21、41、51)，其特征在于，

所述控制装置(26)在判定为小负载状态的情况下，间歇地重复使得所述主开关元件(Q)进行开关动作的开关动作期间与停止所述主开关元件(Q)的开关动作的开关停止期间。

6.如权利要求1所述的开关电源装置(21、41、51)，其特征在于，

所述开关电源装置(21、41、51)是振铃扼流圈式变换器。

7，如权利要求1所述的开关电源装置(21、41、51)，其特征在于，

所述控制装置(26)根据所述输出电压信息控制所述主开关元件(Q)的开关脉冲宽度，以此使得输出电压稳定在所要求的值。

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