CN1248399C - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

一种开关电源装置(100)，用于利用具有滞后低压误动作防止电路的开关控制电路(130)，控制用于开关初级侧整流平滑电路(115)的整流平滑输出的开关FET(125)的开关动作。在空载的情况下，通过自放电下降至使能保持恒压的规定电压的时间，长于升至初级侧开关控制电路的低压误动作电路的运行电压的时间。在正常负载情况下，通过自放电下降至使能保持恒压的规定电压的时间，少于升至低压误动作电路的运行电压的时间。因此，功耗被抑制为最小，以便在待机过程中实现节能。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及一种开关电源装置，该开关电源装置适用于通过包括滞后低压误动作防止电路的开关控制电路，对初级侧整流/平滑电路的整流和平滑输出进行开关的开关元件的开关操作进行控制。
背景技术
到目前为止，已经广泛使用了适用于通过例如大约100kHz的高频，对商用AC(交流)进行整流和平滑而获得的直流进行开关，从而通过变压器将其转换为需要的电压的开关电源装置。
作为控制这种开关电源装置中的输出电压的系统，使用了根据输出电压的变化对开关脉冲的占空比进行控制的脉宽调制(PWM)控制系统，以及对开关脉冲的频率或相位进行控制的频率控制系统或相位控制系统等。
图1为使用PWM控制系统的传统开关电源装置的电路结构的例子。
这种开关电源装置200包括一个初级例整流/平滑电路215，用于对从商用电源AC通过AC滤波器210提供的AC输入进行整流/平滑，其中，开关FET 225的漏极通过变换器变压器220的初级绕组220A连接到该初级侧整流/平滑电路215，并且将对开关FET 225的开关操作进行PWM控制的开关控制电路230的电源端230A，通过启动电路240连接到该初级例整流/平滑电路215。电源端230A通过电容235接地。
开关控制电路230在其中包括滞后低压误动作防止电路，其目的在于当电源电压下降时防止误动作，并且运行以便当加到电源端230A的电源电压Vcc从0V上升时，在Vcc＝16.5V时开始运行，并且在电源电压下降时，在Vcc＝9.0时，将输出切断(中断)。
将次级侧整流/平滑电路250连接到变换器变压器220的次级绕组220B，从而通过该次级侧整流/平滑电路250，对在变换器变压器220的次级绕组220B获得的变换器输出进行整流和平滑，以便通过输出滤波器255将其输出。输出检测电路270通过用于输出电压检测的电阻分压电路260和用于输出电流检测的电阻265，连接到次级侧整流/平滑电路250，并且通过光电耦合器280将该输出检测电路270的检测输出反馈到开关控制电路230。利用经过连接到变换器变压器220的次级绕组220B的整流/平滑电路290的整流和平滑输出作为驱动电源，输出检测电路270和光电耦合器280开始运行。
在启动时，当通过启动电路240从初级侧整流/平滑电路215提供启动电流时，开关控制电路230启动以开始给开关FET 225提供开关脉冲，并在启动之后，利用连接到变换器变压器220的第三绕组220C的整流/平滑电路238的整流和平滑输出作为驱动电源运行，以便根据通过光电耦合器280反馈的输出检测电路270的检测输出，改变开关脉冲的占空比，从而对开关FET 225的开关操作进行PWM控制，以稳定转换器的输出。
同时，在传统开关电源装置200中，在正常的恒流下降(drooping)操作(电池的恒流充电操作)，在也从输出线获得输出检测控制电路270的功率的情况下，其电压变化的宽度很宽，并且为了稳定控制，需要能够提供稳定电压的不同电源。为此，制造了用于如插入串联稳压器、使同一变压器的不同绕组之间的耦合变疏从而利用不易受负载影响的电源、或者即使通过同一绕组也分别提供整流/平滑电路等的设备，以便使电压变化的宽度稍微变窄一些，从而进行稳定控制。
此外，为了控制在待机状态进行间歇运行的低功率开关电源的输出以便提供恒定电压和恒定电流，在由来自同一个变压器的同一个绕组的不同整流提供输出检测电路270的功率的电源系统中，在进行间歇运行期间，在开关停止时，由整流/平滑电路290的平滑电容量提供这种控制所需的功率。由于这个原因，整流/平滑电路290的平滑电容器291的电容量变得很大。此外，由于需要很大的电容量，使用了具有良好的体积电容量比的电解电容。由于这个原因，又出现了随着经过时间的变化使电容量改变受影响的问题。
在传统待机状态节电型开关电源装置中，使用了一种对导致空载状态的情况进行检测，以便停止开关操作，由此进行间歇运行，从而实现节电的方法。
作为检测负载的方法，已知一种插入与负载串联的电阻以便检测在其两端产生的压降的方法。为了利用这种方法检测轻载状态下的很小的电流(大约10mA)，除非将检测电阻的阻值设置为几十欧姆到几百欧姆，否则不能进行良好精度的检测。此外，在重载的情况下，在该检测电阻上的压降和/或发热现象成为问题。在现有技术中，这些问题是通过半导体元件短路检测电阻的方法予以解决的。但是，其电路变得复杂并且导致成本增加。
在对负载状态进行检测从而判断电流负载状态为正常负载状态的情况下，使光电耦合器的发光二极管导通，以便将该信号发送给初级侧的开关控制电路。此外，在判断电流负载状态为空载的情况下，使光电耦合器的发光二极管关断，从而停止开关。为了进行这样的控制，需要通过利用与用于恒压控制而进行反馈的光电耦合器不同的光电耦合器进行发送。因此，需要附加电路。
另外，在启动时，用于对负载状态进行判断的光电耦合器的驱动电压变为短路，使其运行状态经过不提供输出的状态。由于将这样的状态判断为空载状态，因此，必须加上用于避免这种情况的电路。
此外，在正常运行状态期间，光电耦合器总是处在导通状态。因此，消耗了额外的功率，于是在运行时不出现节电状态。
发明内容
考虑到上述的传统问题，提出了本发明，其目的是提供一种开关电源装置，适用于在对现有电路不做很大变动的情况下，只调节各个关键器件的值，以在待机状态时，间歇地进行开关操作，以将功耗抑制为尽可能最小，从而在待机状态时实现节能，并且在用于进行其间歇运行的电路不被影响的状态下，具有进行如恒压、恒流以及各种保护功能的操作等的正常运行的能力。
本发明针对的是一种开关电源装置，它适用于从初级例的启动电路提供启动电流，来启动包括滞后低压误动作防止电路的开关控制电路，从而控制开关元件的开关操作，该开关元件对提供给变换器变压器的初级侧的初级侧整流/平滑电路的整流和平滑输出进行开关，以在启动之后，由一个整流/平滑电路对变换器变压器的第三绕组的输出进行整流和平滑，以通过该整流和平滑的输出驱动该开关控制电路，来通过次级侧整流/平滑电路对在变换器变压器的次级绕组获得的变换器输出进行整流和平滑，将其输出以通过光电耦合器，将来自次级侧的输出检测电路的误差信号反馈到该开关控制电路，以便通过该开关控制电路对开关元件的开关操作进行控制，其中，在非待机状态期间，通过用于驱动光电耦合器的整流/平滑电路，对在变换器变压器的次级绕组获得的变换器输出进行整流和平滑，将其输出作为驱动功率提供给所述光电耦合器，以及，通过用于驱动输出检测电路的整流/平滑电路，对在变换器变压器的次级绕组获得的变换器输出进行整流和平滑，将其输出作为驱动功率提供给输出检测电路，将从使所述开关控制电路的所述低压误动作防止电路的低压保护电压上升到开关控制电路的低压误动作防止电路的释放电压的时间T1、由用于驱动光电耦合器的整流/平滑电路驱动的光电耦合器的发光二极管的驱动时间T2，以及由用于驱动输出检测电路的整流/平滑电路驱动的输出检测电路的次级控制运行时间T3，依据如下假设：T1＞T2＞T3。
此外，在依据本发明的开关电源装置中，在待机状态期间，在进行间歇运行时，通过一个附加电路，将来自次级侧整流/平滑电路的功率提供给输出检测电路，从而可以使控制操作稳定。
根据以下将参照附图给出的对实施例的描述，本发明的其它目的以及利用本发明获得的实际优点将变得更加清楚。
附图说明
图1示出了传统开关电源装置的框图。
图2示出了依据本发明的开关电源装置的框图。
图3示出了依据本发明的开关电源装置的运行的波形图。
图4A和4B示出了开关电源装置的间歇运行波形的波形图。
具体实施方式
以下将参照附图，结合本发明的实施例给出详细说明。
将本发明应用于，例如，如图2所示结构的开关电源装置100。
该开关电源装置100包括初级侧整流/平滑电路115，用于对通过AC滤波器110从商用电源AC提供的AC(交流)输入进行整流和平滑，其中，将开关FET 125的漏极通过变换器变压器120的初级绕组120A，连接到该初级侧整流/平滑电路115。
此外，该开关电源装置100包括开关控制电路130，用于对开关FET 125的开关操作进行PWM控制，其中，将AC滤波器110与初级侧整流/平滑电路115的连接点，通过启动电路140连接到开关控制电路130的电源端130A。
将连接到变换器变压器120的第三绕组120C的整流/平滑电路138的整流和平滑输出，作为驱动电源提供给开关控制电路130的电源端130A。将电源端130A通过电容器135接地。
该开关控制电路130在其中包括用于在电源电压下降时防止误动作的滞后低压误动作防止电路，并且运行该滞后低压误动作防止电路，以便当加至电源端130A电源电压Vcc从0V上升时，在Vcc＝16.5V时开始运行，并且在电源电压下降时，在Vcc＝9.0V时将控制输出切断。
此外，开关控制电路130具有软启动功能，其中，将用于软启动控制的CS端130B，通过给出软启动的时间常数的电容器131接地，并且通过用于过压保护的稳压二极管132连接到电源端130A。
开关控制电路130具有过流限制功能，其中，将用于过流检测的IS端130C连接到初级侧整流/平滑电路115与变换器变压器120的初级绕组120A的连接点，并且连接到包括三个连接到开关FET 125的源极的电阻134A、134B和134C的恒功率保护电路134。
这里，启动电路140包括连接到AC滤波器110与初级侧整流/平滑电路115的连接点的恒流电路141，其中，通过逆流防止二极管148将该恒流电路141连接到开关控制电路130的电源端130A。
恒流电路141包括将各自的集电极分别通过电阻142、143连接到AC滤波器110与初级侧整流/平滑电路115的连接点的第一和第二NPN晶体管144、145，其中，将第一NPN晶体管144的基极与第二NPN晶体管145的集电极连接，将第一NPN晶体管144的发射极与第二NPN晶体管145的基极连接，并且将第一NPN晶体管144的发射极与第二NPN晶体管145的连接点通过用于电流检测的电阻146连接到第二NPN晶体管145的发射极，并且连接到逆流防止二极管148的阴极。
恒流电路141通过第二NPN晶体管145对电流检测电阻146两端的电压进行检测，从而在第一NPN晶体管144的基极对来自电阻143的电流进行控制，从而使恒定电流Ic流入电流检测电阻146。
将次级侧整流/平滑电路150、用于给输出检测电路170提供驱动功率的整流/平滑电路152以及用于给光电耦合器180提供驱动功率的整流/平滑电路154，连接到变换器变压器120的次级绕组120B。将次级侧整流/平滑电路150的输出端通过二极管153连接到整流/平滑电路152的连接端。
在变换器变压器120的次级绕组120B获得的变换器输出被次级侧整流/平滑电路150进行整流和平滑，并且通过输出滤波器155输出。将输出检测电路170通过用于检测输出电压的电阻分压电路160和用于检测输出电流的电阻165连接到次级侧整流/平滑电路150，并且将由这个输出检测电路170获得的检测输出通过光电耦合器180反馈到开关控制电路130。
在这种结构的开关电源装置100中，在启动时，当通过恒流启动电路140将启动电流提供给开关控制电路130时，开关控制电路130启动，从而开始向开关FET 125提供开关脉冲。在启动之后，开关控制电路130利用连接到变换器变压器120的第三绕组120C的整流/平滑电路138的整流和平滑输出作为驱动电源而运行。将输出检测电路170获得的检测输出通过光电耦合器180进行反馈，从而对开关FET 125的开关操作进行PWM控制，稳定转换器的输出。
在启动时，依据本发明的开关电源装置100如下所述运行。
即，当从商用电源提供AC输入时，依据本发明的开关电源装置100使恒定电流(Ic＝0.6mA)通过启动电路140的电阻142、第一NPN晶体管144、电流检测电阻146以及逆流防止二极管148流入电容器135，从而开始充电操作。
随着对电容器135的充电操作的进行，加至开关控制电路130的电源端130A的电压Vcc逐渐上升。当该电压高于低压误动作防止电路的最小启动电压(16.5V)时，开关控制电路130开始运行，向开关FET 125输出开关脉冲。此时，开关控制电路130的电流消耗增加，并且电容器135两端的电压降低。但是，由于该低压误动作防止电路是一个具有滞后的低压误动作防止电路，因此，继续开关操作直到最小工作电压(V1＝9V)。
这里，通过恒流电路141的电流值Ic对电容器135进行充电，由此使加至开关控制电路130的电源端130A的电压Vcc上升。在这种情况下，直到最小启动电压的上升时间为，例如，5秒以内。此外，使瞬态响应时间、驱动电流和最小驱动电压的乘积小于低压误动作防止电路的滞后电压的平方差(square difference)与电容器135的电容量的乘积的一半。由此，该开关电源装置100能够安全地启动。
在此期间，使电流经过开关，由此使高频电流通过变换器变压器120流入次级和第三绕组120B、120C。该高频电流被次级整流/平滑电路150进行整流，并且通过输出滤波器155从输出端输出作为变换器输出。
在输出检测电路170，通过电阻分压电路160将该电压与参考电压进行比较。在输出电压高的情况下，使光电耦合器180的发光二极管180A导通。在输出电压低的情况下，使发光二极管180A关断。由此，将该信号发送到初级侧的开关控制电路130，以改变提供给开关FET 125的栅极的开关脉冲的占空比，从而对输出电压Vout进行控制，使其变得等于恒定电压。
另一方面，来自第三绕组120C的输出被在初级侧的整流/平滑电路138进行整流和平滑，并且对电容器135充电。提供此输出作为开关控制电路130的驱动电源。由于该电压Vcc(在正常运行时的电压为12V)高于来自启动电路140的电压(在启动稳定时的电压为11V)，因此，来自通过逆流防止二极管148连接的启动电路140的电源被切断。整流/平滑电路138的整流和平滑输出不可能反向流向启动电路140。
此外，在正常负载时，该开关电源装置100如下所述运行。
即，在该开关电源装置100中，在启动之后，将由次级侧的输出检测电路170通过比较输出电压与参考电压而获得的误差信号，通过光电耦合器180反馈到初级侧的开关控制电路130的用于反馈输入的FB端130D，从而启动开关控制电路130对开关FET 125的开关控制。从连接到变换器变压器120的第三绕组120C的整流/平滑电路138向开关控制电路130的电源端130A提供驱动功率。此外，开关控制电路130对开关FET 125的开关操作进行PWM控制，从而相对于空载运行或输入电压的变化，输出电压Vout变为恒定。当从输出中取出一定值或更多的负载电流时，电流检测电阻165两端的电压变得等于或大于一定参考电压，并且通过比较电流检测电阻165两端的电压与参考电压的输出检测电路170进行检测。开关控制电路130根据次级侧的输出检测电路170的检测输出，降低输出电压Vout，对开关FET 125的开关操作进行PWM控制，从而使负载电流为恒定电流。
此时，输出电压Vout降低。但是，与输出电压Vout相比，从与次级整流/平滑电路150不同的整流/平滑电路152提供的输出检测电路170的电源电压不降低。由此可以进行稳定控制。
在空载时，依据本发明的开关电源装置100如下所述进行操作。
在启动之后，在依据本发明的开关电源装置100中，将由次级侧的输出检测电路170通过将输出电压与参考电压进行比较获得的误差信号，通过光电耦合器180反馈到初级侧的开关控制电路130的用于反馈输入的FB端130D，以开始开关控制电路130对开关FET 125的开关控制。但是，由于瞬态响应的延迟或者空载状态，使在次级侧产生的输出电压Vout变得高于在输出检测电路170进行比较的参考电压。因此，输出至光电耦合器180的发光二极管180A被导通，从而对开关控制电路130进行操作，以便停止开关FET125的开关操作。当开关FET 125的开关操作被停止时，仅将来自连接到变换器变压器120的第三绕组120C的整流/平滑电路138的驱动功率提供给开关控制电路130有限的电源时间周期。由此，使开关控制电路130的电源电压Vcc逐渐下降，并且下降到低压误动作防止电路开始运行的电压(9V)。当电源电压Vcc下降时，开关控制电路130停止其操作，从而将其置于待机状态。当开关控制电路130被置于待机状态时，开关控制电路130的电流消耗很小(6μA)，以便通过启动电路140提高开关控制电路130的电源电压Vcc。
这里，包括在开关控制电路130内的低压误动作防止电路(工作电压16.5V)具有滞后特性，并且在达到开始运行的电压之前需要很长的时间。在这段时间中，次级侧的输出检测电路170利用存储在整流/平滑电路152的电容器152A中的能量继续其操作。但是，当电压逐渐下降，使该电压与输出之间的电位差等于或大于二极管153的正向电压Vf时，使二极管153导通，从而利用存储在次级侧整流/平滑电路150的电容器150A、150B中的能量，继续向输出检测电路170提供能量。在这段时间中，由次级侧整流/平滑电路150进行整流和平滑的输出，即次级输出电压Vout也下降。因此，从整流/平滑电路154提供给光电耦合器180的发光二极管180A的电压变得等于或小于限制值(5V)。由此，减小流入发光二极管180A的电流，并且使光电耦合器180的光电晶体管180B处在高阻抗状态。通过适当地选择这些电容器150A、150B、152A和154A的电容量或者通过串联连接整流/平滑电路154的多个二极管154B来调节正向电压值，可以从次级侧控制间歇周期。
应当注意，在待机状态期间，在间歇运行时，也可以用晶体管开关或半导体开关来代替将来自次级侧整流/平滑电路150的功率提供给输出检测电路170的二极管153。
作为在次级侧对间歇周期进行调节的方法，可以使用一种方法，这样，与输出检测电路170，尤其是由CMOS制作的IC的功耗相比，发光二极管的功耗一般较大，并且将向光电耦合器180的发光二极管180A提供驱动电流的整流/平滑电路154与向输出检测电路170提供驱动功率的整流/平滑电路152分开，以减小整流/平滑电路154的电容器154A的电容量，从而在次级输出电压Vout太低而不能使光电耦合器180处在高阻抗状态之前，比控制系统更早地降低电源电压，由此缩短间歇周期，从而减小输出波纹。
另一方面，当通过初级侧的启动电路140提供给开关控制电路130的电压Vcc变得等于或者大于低压误动作防止电路的工作电压(16.0V)时，开关控制电路130立即唤醒，对开关FET的开关操作进行PWM控制。但是，如果使次级侧的输出检测电路170的运行优先，并且光电耦合器180的发光二极管180A开始导通，则开关控制电路130立即输出开关脉冲，并且被停止。由此，开关控制电路130的电源电压Vcc逐渐降低至低压误动作防止电路的最小工作电压。在随后的几次，使这样的操作重复，由此进行间歇运行。
在该开关电源装置100中，重复进行图3所示的ST1～ST10的操作，由此进行间歇运行。
即，当加至开关控制电路130的电源端130A的电压Vcc变得等于或者大于低压误动作防止电路的最小启动电压(16.5V)时(ST1)，从CS端130B以恒流对电容器131充电(ST2)。此外，当CS端130B的端电压变得等于或者大于0.82V时(ST3)，输出5V的Vref(ST4)。此外，从CS端130B的端电压为1.0V(直到2V)的状态，使开关控制电路130进行软启动，从而从OUT端130E输出开关脉冲(ST5)。当输出次级侧输出从而使其值变得高于设置电压时，光电耦合器180导通，从而降低开关控制电路130的FB端130D的电压。此外，由于第三输出电压变高，启动电路140被停止(ST6)。当开关控制电路130的FB端130D的电压降低时，开关控制电路130停止从OUT端130E输出开关脉冲(ST7)。由此使开关控制电路130适用于当加至电源端130A的电压下降到9.0V时，使Vref停止。因此，停止工作从而进入待机状态(ST8)。由于开关控制电路130处在待机状态中，因此减小了电流消耗，从而通过启动电路140对电容器135充电(ST9)。由此，使开关控制电路130的电源端130A的电压Vcc上升(ST10)。即使在这段时间当中负载变大，这种现象也不予考虑。
这里，如果将向开关控制电路130提供驱动功率的整流/平滑电路138的电容器138A充电到初级侧的开关控制电路130的低压误动作释放电压的时间，长于次级侧的输出检测电路170使光电耦合器180的发光二极管180A继续导通的时间，则可以由开关控制电路130来控制间歇周期。由此，对整流/平滑电路138的电容器138A的电容量以及来自启动电路140的充电电流进行调节，从而可以从初级侧对间歇周期进行控制。
当进行开关操作时，相对于变换器变压器120的次级绕组120B和第三绕组120C提供输出，来重复上述操作。如图4A和4B所示，输出电压Vout变为通过自放电的压降(实际测量值为7.7V)与通过间歇开关操作的电压值(实际测量值为8.7V)之间的锯齿形电压。通过进行这样的间歇运行，与进行连续开关操作时的功耗(在输入电压AC为240V时为500mW)相比，它的功率被降低相应于间歇运行的功耗。由此导致在空载时(在待机状态时)进行节电运行(在输入电压AC为240V时为100mW)。
依据本发明的开关电源装置100依据如下所述的方式从空载运行开关到正常运行。
在依据本发明的开关电源装置100中，在正常运行时，输出的负载电流增加，并且通过提高输出电压使光电耦合器180的发光二极管180A导通的时间被缩短。因此，在短时间内，使发光二极管180A关断。在发光二极管180A处在关断状态期间，初级侧的开关控制电路130的电源电压Vcc为比低电流误动作保护的电压值更高的电压。当发光二极管180A被关断时，光电耦合器180的光电晶体管180B被关断，从而从初级侧的开关控制电路130输出开关脉冲，对开关FET 125的开关操作进行PWM控制，由此实现恒压输出的正常连续运行。依据上述方式，可以通过次级侧的存储功率将开关电流(shift current)调节为连续运行。
为了进行上述调节，从初级侧的低压保护电压到释放电压(由开关控制电路130的工作电流值、向开关控制电路130提供驱动功率的整流/平滑电路138的电容器138A、138B的电容值以及输出检测电路170的功耗确定的值)的时间T1，向光电耦合器180的发光二极管180A提供驱动功率的整流/平滑电路154的驱动时间T2，以及次级控制驱动时间T3(由次级整流/平滑电路150的电容器150A、150B的电容值以及输出检测电路170的功耗确定的值)需要满足以下关系。
T1＞T2＞T3
应当注意，尽管将本发明应用于使用PWM控制系统的开关电源装置，但是，也可以将本发明应用于使用频率控制系统的开关电源装置。
工业适用性
如上所述，依据本发明，使用了在不对现有电路进行很大变动的情况下仅调节各个关键器件的值的方法，从而在待机状态时，间歇地进行开关操作，以便将功耗抑制到尽可能小，从而在待机状态时实现节能，并在用于进行其间歇运行的电路不受影响的状态下，具有进行如恒压、恒流以及各种保护功能的操作等的正常运行的性能。
此外，可以利用电容器的电容量对间歇周期进行控制。由此，电路变得简单并且可以稳定和方便地对间歇周期进行调节。
此外，可以方便地通过间歇运行对输出的波纹电压进行调节。

Claims (5)

1.一种开关电源装置，适用于从初级侧的启动电路提供启动电流，来启动包括滞后低压误动作防止电路的开关控制电路，从而控制开关元件的开关操作，该开关元件用于对提供给变换器变压器的初级侧的初级侧整流/平滑电路的整流和平滑输出进行开关，以在启动之后，通过一个整流/平滑电路对所述变换器变压器的第三绕组的输出进行整流和平滑，以通过该整流和平滑输出驱动所述开关控制电路，从而通过次级侧的第一整流/平滑电路对在所述变换器变压器的次级绕组获得的变换器输出进行整流和平滑，从而将其输出，以通过光电耦合器将来自次级侧的输出检测电路的误差信号反馈到所述开关控制电路，以通过所述开关控制电路对所述开关元件的开关操作进行控制，
其中，通过用于驱动光电耦合器的第二整流/平滑电路，对在所述变换器变压器的所述次级绕组获得的变换器输出进行整流和平滑，将其输出作为驱动功率提供给所述光电耦合器，以及
其中，在非待机状态期间，通过用于驱动输出检测电路的第三整流/平滑电路，对在所述变换器变压器的所述次级绕组获得的变换器输出进行整流和平滑，将其输出作为驱动功率提供给所述输出检测电路，
将从使所述开关控制电路的所述低压误动作防止电路的低压保护运行的低压保护电压上升到使保护操作释放的释放电压的时间T1、由所述用于驱动光电耦合器的所述第二整流/平滑电路驱动的所述光电耦合器的发光二极管的驱动时间T2，以及由所述用于驱动所述输出检测电路的第三整流/平滑电路驱动的所述输出检测电路的次级控制操作时间T3，如下进行设置：
T1＞T2＞T3。
2.如权利要求1所述的开关电源装置，其中，提供了一个附加电路，用于在待机状态期间，在间歇运行时，将来自次级侧的所述第一整流/平滑电路的功率提供给用于驱动所述输出检测电路的所述第三整流/平滑电路。
3.如权利要求2所述的开关电源装置，其中，将二极管用作所述附加电路。
4.如权利要求2所述的开关电源装置，其中，将晶体管开关用作所述附加电路。
5.如权利要求2所述的开关电源装置，其中，将半导体开关用作所述附加电路。
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