CN1558540A - 交换式电源供应器及其振荡器频率调节器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种交换式电源供应器及其振荡器频率调节器，其利用一振荡器频率调节器增大开关控制电路的最大工作周期，并且由此增进其负载驱动能力。该振荡器频率调节器包含连接于开关控制电路的一参考电压输出与一接地端的多个电容，至少一个旁路开关，跨接于至少一个电容之上，用以控制与其相接的电容的充电与放电操作，以及一个旁路开关控制器，用以控制旁路开关的一开关状态。当交换式电源供应器在尖峰负载条件下操作时，旁路开关控制器会接收一反馈信号并且指使旁路开关将电流旁路，由此减少开关控制电路的等效时脉电容以便增加开关控制电路的最大工作周期。

Description

交换式电源供应器及其振荡器频率调节器

技术领域

本发明涉及一种交换式电源供应器(switching power supply)及其振荡器频率调节器，特别是一种交换式电源供应器，其使用一种振荡器频率调节器，能够动态调整交换式电源供应器的一开关控制电路的振荡器频率及最大工作周期，并且进一步增强交换式电源供应器在尖峰负载条件下的负载驱动能力。

背景技术

一台交换式电源供应器的标准显示描述于图1。在图1的交换式电源供应器中，整流器11用来接收一输入交流电压Vin且将输入交流电压Vin转换成一整流直流电压。一开关装置12耦接于整流器11的一输出端与一变压器T1的初次侧绕组(primary winding)之间。变压器T1提供用来自其初次侧绕组接收该整流直流电压，并且作用为当开关装置12导通(turn on)时用来储存磁化能量于其中的能量储存装置。当开关装置12关闭(turn off)时，保留在变压器T1的初次侧绕组中的磁化能量传送到二次侧绕组(secondary winding)。一输出电路13，包含一整流器二极管D及一滤波电容(smoothing diode)C131，设置于变压器T1的二次侧绕组与交换式电源供应器的一输出端之间，用以提供等比例于变压器T1的匝数比(turn ratio)的一输出直流电压Vout给一负载15。一反馈回路14耦接至交换式电源供应器的输出端以便提供代表输出电压Vout的变化的反馈信号及量测流经负载15的电流值。图1的交换式电源供应器还加入了一个开关控制装置16，其通常由一脉冲宽度调变(PWM)控制器来实现。开关控制装置16通常包含一个误差取样电路、一振荡器、以及一PWM信号产生电路，为了简化起见，这些电路皆未显示于图标中。误差取样电路一般检测自反馈回路14传来的反馈信号以及一预定的参考电压之间的误差，以便输出至PWM电路。振荡器电路用来产生一振荡频率信号。PWM信号产生电路用来根据由振荡器电路所传来的振荡频率信号以及由误差取样信号所传来的反馈控制信号来提供一脉冲宽度调变信号，以便控制交换式电源供应器的输出电压Vout。由此，输出电压Vout可稳压于一预定值上。

一般而言，一交换式电源供应器的最大输出电压会被脉冲宽度调变信号的有限波宽所限制住，并且因此其负载驱动能力通常是不足够。当一交换式电源供应器与一轻负载装置(light load device)相搭配来使用时，其可在其最大工作周期的情形下操作。然而，如果负载装置为一计算机外设，例如一台打印机时，会有个一般性的要求为交换式电源供应器必须在尖峰负载条件下操作，其意味着交换式电源供应器需要提供两倍或超过两倍的连续电源输出。在这种情形下，公知的交换式电源供应器便会因为负载功率已经超过其最大负载驱动能力，而无法胜任来驱动负载。

因此便有一种发展交换式电源供应器的趋势，将一振荡器频率调节器加入交换式电源供应器中，其足以胜任来加强在尖峰负载条件下的交换式电源供应器的负载驱动能力。

发明内容

本发明的第一目的为提供一种交换式电源供应器，其能够在尖峰负载条件下提供增强的负载驱动能力。

本发明的第二目的为提供一种振荡器频率调节器，其可增强一交换式电源供应器在尖峰负载条件下的负载驱动能力。

根据本发明，其提供一种交换式电源供应器，且包含接收一输入电压且将输入电压转换成一整流直流电压的一整流器，连接至该整流器的一开关装置，一变压器，连接至该开关装置，用以根据该开关装置的开关操作，将该整流直流电压经过一初次侧绕组转储为磁化能量且将该磁化能量传送至二次侧绕组，一开关控制电路，其产生一开关控制信号以控制该开关装置的工作周期，以及一振荡器频率调节器，其根据由该开关控制电路所提供的一反馈控制信号来调整该开关控制电路的振荡器频率，以便增大当交换式电源供应器在尖峰负载条件下操作时该开关控制电路的最大工作周期。

根据本发明的一典型实施例的振荡器频率调节器，还包含连接于开关控制电路的一参考电压输出及一接地端之间的多个电容，至少一旁路开关，跨接于至少一个电容之上，用以控制与其连接的电容的充电与放电操作，以及一旁路开关控制器，用以控制该旁路开关的开关状态。

前述与本发明的其它特征及优点将可由如下的描述并参照附图而得到最佳的了解。

附图说明

图1为公知交换式电源供应器的系统方框图；

图2部分显示公知UC3843电流模式脉冲宽度调变控制器与一控制电路相结合的电路图；

图3为根据本发明的一典型实施例的交换式电源供应器的系统方框图；

图4为图例说明根据本发明的一典型实施例中，整合于一交换式电源供应器中的一开关控制电路及一振荡器频率调节器的电路图；

图5(a)至图5(c)为不具有振荡器频率调节器的一公知交换式电源供应器的测试结果数据的编辑；以及

图6(a)至图6(c)为其中包含本发明的振荡器频率调节器的交换式电源供应器的测试结果数据的编辑。

其中，附图标记说明如下：

11  整流器

12  开关装置

13  输出电路

14  反馈回路

15  负载

16  开关控制电路

21  控制电路

22  脉冲宽度调变控制器

50  振荡器频率调节器

51  旁路开关控制器

53  旁路开关

511 第一半导体装置

512 第二半导体装置

具体实施方式

本发明的特点与优点的一典型实施例将在下列叙述中详细说明。应了解的是本发明准许具有在各种方面不同的改变，且所有的改变皆不脱离本发明的范围，而其中的说明与附图在本质上被当作说明之用，而非用以限制本发明。

请参见图2，一个公知UC3843电流模式脉冲宽度调变控制器22部分显示且与一控制电路21相结合。在本典型实施例中，UC3843脉冲宽度调变控制器22被当作用于一交换式电源供应器中的开关控制电路16的一个标准范例。在图2中，一电阻R_T与一振荡时脉电容C_T组成脉冲宽度调变控制器22的控制电路，其分别连接于脉冲宽度调变控制器22的第八支脚位与第四支脚位之间，以及脉冲宽度调变控制器22的第四支脚位与第五支脚位之间。脉冲宽度调变控制器22的第五支脚位连接于振荡时脉电容C_T与接地之间。对于UC3843电流模式脉冲宽度调变控制器22而言，第八支脚位(V_ref)指定为经过电阻R_T提供一充电电流给电容C_T的一参考输出端，且第四支脚位(R_T/C_T)提供给振荡时脉电容C_T与电阻R_T用来程序化脉冲宽度调变控制器22的振荡器频率及最大工作周期。振荡时脉电容C_T由参考输出V_ref来充电且由脉冲宽度调变控制器22的一内部电流源来放电。通过对振荡时脉电容C_T充放电，脉冲宽度调变控制器22的内部时脉信号的波宽及工作周期便可控制。R_T与C_T的选择因此决定了脉冲宽度调变控制器22的振荡器频率及波宽。电容C_T的充电时间t_c及放电时间t_d由下面的公式来计算出：

t_c＝0.55R_TC_T， $t_d=R_T{C}_T{I}_n\left(\frac{0.0063R_T-2.7}{0.0063R_T-4}\right)$

并且脉冲宽度调变控制器22的振荡器频率为f_osc＝(t_c+t_d)^-1。若R_T＞5KΩ，则 $f_{\mathrm{osc}}=\frac{1.8}{R_T{C}_T}$

因此，由上面公式的推论可知脉冲宽度调变控制器22的振荡器频率f_osc反比于电阻R_T及振荡时脉电容C_T的电容值。若电阻R_T的电阻值或振荡时脉电容C_T的电容值减小，脉冲宽度调变控制器22的振荡器频率f_osc及开关装置12的最大工作周期(其视脉冲宽度调变控制器22的PWM信号的波宽而定)将会随之增加，并且进一步地交换式电源供应器的最大输出功率(其正比于脉冲宽度调变控制器22的振荡器频率f_osc)便可有效提升。

根据上述的概念，本发明涉及一种交换式电源供应器，其包含用来增大交换式电源供应器的最大输出功率及增强交换式电源供应器的负载驱动能力的一振荡器频率调节器。根据本发明的一典型实施例的交换式电源供应器的一示范性结构显示于图3。在图3的交换式电源供应器中，其组成元素与图1的组成元素几乎相同，并且两者皆共享相似的标示方法与参考组件编号。然而，本发明的交换式电源供应器加入了耦接至开关控制电路16的一振荡器频率调节器50。振荡器频率调节器50的结构与操作将会在如下参照图4来说明。

请参照图4，在其中有一振荡器频率调节器50以及一开关控制电路16。振荡器频率调节器50耦接至开关控制电路16且包含一第一振荡电容C₄、一第二振荡电容C₅、一旁路开关53以及一旁路开关控制器51。旁路开关53可由一MOSFET来完成，并且第一振荡电容C₄与第二振荡电容C₅为串联且耦接于开关控制电路16的一参考输出(开关控制电路16的第四号脚位)及接地之间。在本典型实施例中，第一振荡电容C₄与一第二振荡电容C₅两者具有相同的电容值。旁路开关53跨接于第一振荡电容C₄之上，且旁路开关控制器51连接于开关控制电路16以及旁路开关53之间。旁路开关控制器51包含一第一半导体装置511，例如一齐纳二极管(zener diode)其耦接至开关控制电路16，以及一第二半导体装置512，例如一双极接面晶体管(bipolar junctiontransistor)其耦接于第一半导体装置511与旁路开关53之间。第一半导体装置511用来自开关控制电路16接收一反馈控制信号(COMP信号)并且根据该反馈控制信号(COMP信号)发出一第一电压控制信号V_CTRL_1。反馈控制信号(COMP信号)为开关控制信号16的误差放大器的输出，而该误差放大器用来将一反馈信号与一参考信号相比较。因此该反馈控制信号为决定交换式电源供应器的电源是否大于一门槛值的指示。再者，第二半导体装置512用来根据该第一电压控制信号V_CTRL_1发出一第二电压控制信号V_CTRL_2。旁路开关53的开关操作由第二电压控制信号V_CTRL_2来控制。

接下来，由振荡器频率调节器50所完成的振荡器频率调整步骤提供如下。

在正常的操作情形下，也就是在轻负载条件或最大负载条件下，反馈控制信号(COMP信号)的信号状态低于齐纳二极管511的崩溃电压。因此，第一电压控制信号V_CTRL_1会被驱动至低准位且双极接面晶体管512为截止。第二电压控制信号V_CTRL_2接着被驱动至高准位且旁路开关53为导通。因此电流旁路至旁路开关53且等效时脉电容为第二振荡电容C₅。假设第一时脉电容C₄与第二振荡电容C₅具有一电容值为0.022μＦ，所形成的振荡器频率为65KHz。当尖峰负载条件发生时，反馈控制信号(COMP信号)的信号状态会被驱动设定为高于齐纳二极管511的崩溃电压，造成齐纳二极管511崩溃，使得第一电压控制信号V_CTRL_1被驱动至高准位而双极接面晶体管512开始导通电流。第二电压控制信号V_CTRL_2会被驱动为低准位且旁路开关53为截止。在这种情势下，等效时脉电容为第一振荡电容C₄与一第二振荡电容C₅的串联组合。等效时脉电容值便会减半且根据上面所列的公式振荡器频率会加倍。因此，开关控制电路16的振荡器频率及工作周期会随着加倍，依次交换式电源供应器的最大输出功率及负载驱动能力也会增强。

上述的振荡器频率调节器的电路组态仅用于说明用途而已，且其当作用来详细说明振荡器频率加倍途径的可行性的一个例子。然而其非为限制本发明。例如，如果想要得到的是一个振荡器频率三倍器，其可通过串联加入一个具有与其它电容相同电容值的一第三电容且加入一个跨接于第二电容C₅之上的第二旁路开关，并且将第二电压控制信号V_CTRL_2施加于第一旁路开关53与第二旁路开关两者。当尖峰负载条件发生时，第一与第二旁路开关皆会因为第一电压控制信号V_CTRL_1与第二电压控制信号V_CTRL_2的状态改变而截止。因此，等效振荡时脉电容将会变成原先的振荡时脉电容的三分之一，并且开关控制电路16的振荡器频率及最大工作周期会随着变成三倍。

本发明的交换式电源供应器及其振荡器频率调节器已经毫无遗漏地说明如上。图5(a)至图5(c)及图6(a)至图6(c)显示一些测试结果数据，其可方便在技术领域中具有一般技术人员了解本发明的优点。如图5(a)至图5(c)所示，不具有振荡器频率调节器的一公知交换式电源供应器的测试结果数据表示出来。如图6(a)至图6(c)所示，其中包含本发明的振荡器频率调节器的交换式电源供应器的测试结果数据表示出来。由图5(a)至图5(c)及图6(a)至图6(c)的测试结果数据间的比较可了解到，本发明的振荡器频率调节器明显地能够增进交换式电源供应器的负载驱动能力，并且在尖峰负载条件下维持一个良好的电压控制效率。

可迅速了解的是本发明可大幅度地消除公知交换式电源供应器所遭遇到的有限工作周期及负载驱动能力不足的问题。本发明用来解决这些问题所使用的途径由将一个振荡器频率调节器附加于开关控制电路来达到，其中振荡器频率调节器由将多个电容串联连接，并且将至少一个旁路开关与该多个串联连接电容的其中之一并联连接来控制与其相连接的电容的充电与放电操作。如此一来，振荡时脉电容所形成的电容值将会成为原先时脉电容的电容值的部分，并且开关控制电路的振荡器频率及最大工作周期可倍数成长。因此，在尖峰负载条件下交换式电源供应器的负载驱动能力便可显著提升。即使根据本发明的交换式电源供应器需要与一个重负载装置(heavy load device)相搭配，其可同样地提供足够的负载驱动能力来操作该负载装置。

本发明已由上述的实施例详细叙述而可由熟悉本技术人员适当作些细微的改变及调整，然而这些依据本发明实施例在不脱离本发明的精神和范围内所作的改变及调整，均应属于本发明的权利要求书所要求保护的范围内。

Claims (12)

1.一种交换式电源供应器，其中包含：

一整流器，其接收一输入电压且将该输入电压转换成一整流直流电压；

一开关装置，连接至该整流器；

一变压器，连接至该开关装置，用以通过一初次侧绕组转换该整流直流电压为一磁化能量，并且根据该开关装置的开/关操作将该磁化能量传送到一二次侧绕组；

一开关控制电路，其产生一开关控制信号以控制该开关装置的工作周期；以及

一振荡器频率调节器，其根据该开关控制电路所提供的一反馈控制信号来调整该开关控制电路的振荡器频率，以便增大该开关控制电路的最大工作周期。

2.如权利要求1的交换式电源供应器，还包含一输出电路，耦接至该二次侧绕组，用以提供一直流电压至一负载。

3.如权利要求2的交换式电源供应器，还包含一反馈电路，耦接于该交换式电源供应器的输出电压与该开关控制电路之间，用以提供一反馈信号至该开关控制电路及量测流经该负载的电流。

4.如权利要求1的交换式电源供应器，其中该振荡器频率调节器包含：

多个电容，连接于该开关控制电路的一参考电压输出与一接地端之间；以及

至少一旁路开关，跨接于该多个电容的至少其中之一上，用以控制当该交换式电源供应器在一尖峰负载条件下操作时，与其相接的电容的充电与放电操作。

5.如权利要求4的交换式电源供应器，其中该多个电容彼此互相串联。

6.如权利要求4的交换式电源供应器，其中该旁路开关为一MOSFET。

7.如权利要求4的交换式电源供应器，其中该振荡器频率调节器还包含一旁路开关控制器，用来控制该旁路开关的一开关状态，且该旁路开关控制器还包含：

一第一半导体装置，耦接至该开关控制电路，用以自此处接收一反馈控制信号且根据该反馈控制信号提供一第一电压控制信号；以及

一第二半导体装置，耦接于该第一半导体装置以及该旁路开关之间，用以接收该第一电压控制信号，并且根据该第一电压控制信号提供一第二电压控制信号，以控制该旁路开关的开关操作。

8.如权利要求7的交换式电源供应器，其中该第一半导体装置为一齐纳二极管且该第二半导体装置为一双极接面晶体管。

9.一种振荡器频率调节器，耦接至一交换式电源供应器的一开关控制电路，用以增进该交换式电源供应的负载驱动能力，其中包含：

多个电容，连接于该开关控制电路的一参考电压输出以及一接地端之间；以及

至少一个旁路开关，跨接于该多个电容的至少其中之一上，用以控制与其相连接的电容的充电与放电操作。

10.如权利要求9的振荡器频率调节器，其中该多个电容彼此互相串联。

11.如权利要求9的振荡器频率调节器，其中该旁路开关为一MOSFET，且该振荡器频率调节器还包含一旁路开关控制器，用以控制该旁路开关的一开关状态，其中该旁路开关控制器还包含：

一第一半导体装置，耦接至该开关控制电路，用以自此处接收一反馈控制信号且根据该反馈控制信号提供一第一电压控制信号；以及

一第二半导体装置，耦接于该第一半导体装置以及该旁路开关之间，用以接收该第一电压控制信号，并且根据该第一电压控制信号提供一第二电压控制信号，以控制该旁路开关的开关操作。

12.如权利要求11的振荡器频率调节器，其中该第一半导体装置为一齐纳二极管且该第二半导体装置为一双极接面晶体管。

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