CN1416612A - 交流发电机系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种交流发电机系统(50、52)，一方面，该系统采用一种Lundell模式的交流发电机，其中该交流发电机通过在输出部分中的一种电子开关元件(62)来进行增强。在一种实施方案中，这些功率开关实施方案中的一些采用一定比例的定子匝数和线规格来在较高速度下获得好的性能。该交流发电机系统在高于空转速度时与经典Lundell交流发电机系统相比提供明显增强的功率容量，其中该Lundell交流发电机系统使用同一规格的、并且设计为空转下具有同一功率容量的Lundell交流发电机。在一种优选的双电压实施方案中，功率开关(半导体)在低的发电机转速时把交流发电机的输出直接连接到低压负载，并且当功率开关在高速时导通时，交流发电机的功率输送给较高的电压。在14伏/42伏双电压系统中，与本发明交流发电机系统的通常未增强的容量相比，这种配置在高速时能提供三倍的交流发电机功率容量，而不用增加交流发电机规格或所需要的电流容量，并且不用高频半导体功率调制(106)。

Description

交流发电机系统
技术领域
本发明一般涉及一种自动交流发电机系统，该系统包含一种交流发电机，该交流发电机在高于空转速度时与同规格的、并且设计为空转下具有同一功率容量的普通交流发电机相比具有明显增强的功率容量。该技术尤其适用于Lundell(伦德尔)式交流发电机和双电压系统。
背景技术
电子阀门驱动系统(Electronic valve actuation system)在低速下仅需要中等的功率，在高发动机速度下需要的功率增加到几千瓦的范围。一种用于在空转下提供必要的系统功率并且在高速下提供较高的阀门功率的方法就是经典的Lundell技术。一种经典的Lundell交流发动机，如果进行优化以在空转下需要更多的中等功率，那么在非常高的速度下将仅仅提供该功率的约1.6倍。即使该系统同空转下的最佳功率失谐，并且仅仅设计用来提供空转时所需要的功率以及在高速时提供所需要的功率，那么这将导致一种具有过分惯性、皮带打滑和高速运行困难的较大交流发电机。这种系统对于提供电子阀门驱动系统所需要的高功率是不实用的。
典型的是，用于车辆挡风玻璃的电子除冰系统需要相当数量的功率来在驱动车辆之前就很快地进行除冰。该车辆的交流发电机系统能够有可能提供除冰功率以及其他车辆功能。这种类型挡风玻璃的一种设计是薄金属膜挡风玻璃。为了达到从挡风玻璃上快速除冰，车辆的除冰系统将需要3-5分钟时间的约1200至1500瓦之间的功率。另外，除冰系统可能需要相对较高的运行电压，比如42伏来密切符合挡风玻璃技术。交流发动机系统将必须以需要的电压提供充分的输出功率来正确实施除冰功能，而且还要优选地提供其他车辆功率功能。解决产生功率这个问题的一种可能方法是把普通的交流发电机构造成较大的规格来在空转时提供必需的功率。规格、惯性、低速时的大转矩、皮带打滑以及所需要的高速运行结合起来导致交流发电机的设计非常困难。另外，车辆发电机内的空间也已非常宝贵。
另一种可能就是实施除冰功能时把普通的Lundell交流发电机在2-3倍空转速度下来运行。然而设计用来在空转下提供最大功率的Lundell系统在速度提高的情况下将仅仅提供40-50％的功率增加，这还不能充分避免交流发电机规格实际上的增大。通过使用最初为冷的交流发电机也具有一些功率剩余，但是该系统将还会功率不足并且需要实际更大的交流发电机。
所需要的是一种交流发电机系统，该系统能够随速度增加而提供成比例增加的交流发电机功率，而且不需要必须增加交流发电机的物理规格。
发明内容
常规Lundell(或其他)形式的交流发电机常常设计为在正常空转时具有最大的功率(电流)，从而在其最低运行频率下获得尽可能多的功率。在这种条件下，交流发电机将在最大场电流条件下运行，并且将在额定电压下提供最大的电流。在这种交流发电机配置中，最大大电流将在速度增加到超过正常空转的情况下按照特性曲线上升(在恒定的输出电压情况下)，其中在双倍空转速度时最大电流是1.4倍的空转电流，而在非常高的速度下增加到约1.6倍。需要注意的是，交流发电机相绕组的一种简单电路模型包含一种与绕组阻抗串联的AC电压源。AC电压源的值与转子电流和机器频率成比例，并且每相电压差别120度。每相的机器阻抗可以由一种与绕组电阻串联的电感来代表。即使在感性阻抗最小的空转条件下时，感性阻抗也通常远远大于绕组电阻。即使在空转时，电感效应也是机器中电流限制的主要因素。当机器速度增加到最大值，内部相电压源的值也随频率成比例地增加，但是感性阻抗也随频率成比例地增加。从而尽管机器的内部电压相对于电池非常大，但机器外部的最大电流由于电压与阻抗的恒定比率而受到很大限制。
已经发现了，如果交流发电机平均整流输出的电压允许随速度线性增加，并且承载最佳的负载，那么交流发电机的输出功率可以与速度成比例地增加。已经发现了，如果调节交流发电机的有效负载被调整使得输出电压可以增加两倍，那么交流发电机在双倍空转速度下能够输出双倍功率。所以，整流的交流发电机电压上的有效负载电阻加倍，并且交流发电机的平均整流输出电流保持恒定。从而交流发电机的输出功率在较高速度下能够明显大于使用前述特征曲线的输出功率，其中该特征曲线是基于交流发电机恒定而有效地钳位于固定电压。
由于在较高速度下具有较高的功率容量，所以出现了双电压实施方案。在较高电压下实现较高功率应用来保持系统电流合理的同时，双电压系统可以维持经典的14伏系统。
在本发明的交流发电机系统的几种实施方案中，采用了一种Lundell形式的交流发电机，该交流发电机在输出部分增加了功率电子开关元件。这些功率开关实施方案中的一些可能需要标定定子扎数和线圈规格，以便在较高速度下获得优良的性能。
本发明的交流发电机系统与经典的Lundell交流发电机系统相比在高于空转速度时提供了明显增强的功率容量，其中Lundell交流发电机系统使用同一规格的Lundell交流发电机，且该交流发电机设计为在空转时具有同一功率容量。
在一种优选的双电压实施方案中，一种功率开关(半导体)在低发动机转速时把交流发电机的输出直接连接到低压负载，并且当功率开关在较高速度时“打开”，交流发电机的功率输送给较高的电压。在一种14伏/42伏双电压系统中，这种配置在高速下与经典未增强的交流发电机系统相比而提供了三倍的交流发电机功率容量，其中该未增强的交流发电机系统的输出直接连接到单独的输出电压。实现该功能不用增加交流发电机的规格或者所需要的电流容量，并且不需要高频半导体功率调制。
本发明的这种交流发电机系统尤其适用于具有电子阀门驱动的电源系统中，其中阀门功率迅速地随车辆速度增加，并在高速下变得非常大。这种增强的系统也适用于配置了大功率电子挡风玻璃除冰功能的车辆中。在这种情况下，当使用除冰功能而需要大的功率，但不增加交流发电机规格时，车辆就自动运行于相对较高的空转速度下。
本发明的交流发电机系统使得有效负载电阻与交流发电机输出进行最佳的匹配，以便达到理论上功率容量随速度成比例地增加。为了获得最大功率输出这种性能，交流发电机系统有效地把平均整流的交流发电机输出电压保持在交流发电机峰值线-线EMF的约60％上，其中该值会随交流发电机的速度而变化。即使优化运行于受限的比如2∶1的速度范围外，也可以在较高速度下提供明显更多的输出功率，并且在非常高的速度下与未增强的常规系统相比提供两倍的交流发电机容量。固定的、受控的最大整流DC(直流)交流发电机输出电流对于给定的交流发电机在不同运行速度下都可以有效地提供最大功率。根据本发明，如前文所述，把一种功率开关电路加入到交流发电机的输出部分，就可以实现有效负载电阻与交流发电机输出进行最佳的匹配。配置这些元件的几种特殊例子及其控制实施在下文中进行描述。
当提供并使用电子挡风玻璃除冰功能时，本发明的增强功率的交流发电机系统可以用来使车辆在较快空转速度下运行。特别是，当车辆在非常冷的天气启动时，无论车辆在停车、空档或紧急刹车，并且同时使用挡风玻璃除冰功能时，本发明的交流发电机系统可自动实现相对较高的空转频率。
根据本发明，本发明的增强功率交流发电机系统通常包含交流发电机和相关的电子电路，该电路配置用来在空转时产生最大功率，并且在快速空转时成比例地增加功率。在一种优选的实施方案中，选择快的空转速度，使得用于除冰的额外功率需求不需要增加交流发电机的规格。所以，交流发电机的规格可以仅仅基于在正常空转时的无除冰功率需求。
本发明的电子功率增强的交流发电机系统在高速时根本不需要增加基本的交流发电机规格就满足了高速时较高的阀门功率需求。另外，用于本发明交流发电机系统中的交流发电机可以不用增加皮带和皮带轮的规格就可以运行，而且如果用于本发明交流发电机系统中的交流发电机和常规交流发电机在空转时具有相同的最大功率容量，那么最大力矩容量可以保持不变。本发明交流发电机系统的显著优点在于，其中所用的交流发电机可以在较高速度下保持前述的最大力矩。
本发明的交流发电机系统还用于其他可变场的交流发电机技术中。
附图说明
本发明的特征是具有开创性的。附图仅作为范例并没有按比例绘制。然而该发明本身、无论对于其构造及运行方式都可以参照详细的解释并结合附图来进行理解，其中：
附图1示出了本发明的交流发电机系统实施例的图示。
附图2示出了用于附图1中所示串联降压开关系统的控制回路配置的一种实施例框图。
附图3示出了用于附图1中所示串联降压开关系统的控制回路配置的另一种实施例框图。
附图4示出了附图3中所示的频率电压变换器的框图。
附图5示出了采用并联开关配置的本发明交流发电机系统另一实施例的图示。
附图6示出了用于附图5中所示并联开关配置的闭环控制回路配置的框图。
附图6A示出了附图6中所示配置的一种选择实施例的框图。
附图7示出了用于附图5中所示并联开关回路配置的一种准开环配置的框图。
附图7A示出了一种常规的磁通控制方案的框图。
附图8示出了附图5中所示并联开关回路配置的另一实施例的图示。
附图9示出了从附属交流桥至双电压系统的低压端子之间加入了半导体开关的本发明另一实施例的框图。
附图9A示出了附图9中所示系统的另一实施例。
附图10示出了用于控制附图9的功率开关的过程示意框图。
附图11示出了用于附图9的一种“过压”保护电路的示意框图。
具体实施方式
在本发明的前述实施例中，这里参照了附图1-11，其中相同的数字代表本发明相同的特征。
                  串联开关降压配置
参照附图1，该附图示出了本发明交流发电机系统的一种实施例。本发明交流发电机系统的该特定实施例一般含有一种具有转子和定子绕组52的交流发电机(未示出)，而该转子具有场绕组50。电流通过输入F1和F2输入场绕组50。每个定子绕组52的输出通过输出引线54、56和58来输出。当交流发电机的转子(未示出)旋转，在定子绕组52中感应出电压。该电压通过输出引线54、56和58来输出，并连接到由六个功率二极管60组成的全波电压整流器。这种全波整流器配置在技术上已公开了。为了便于理解本发明的实施例(附图1中所示)，下列描述是基于转子场绕组50由14伏来完全励磁并且交流发电机系统是大负载的。晶体管Q1用作串联开关。在一种实施例中，晶体管Q1为FET(场效应晶体管)。当晶体管Q1为“通”时，DC交流发电机桥电压V1随速度增加，直到电压V1变成约42伏。根据本发明，V1在正常车辆空转速度时变成约42伏。
参照附图1，该交流发电机系统还包含一种“H”桥变换器64，其中该变换器由四个FET62和一个具有初级绕组64和次级绕组66的降压变压器构成。该降压变压器具有3∶1的变比。“H”桥变换器为一种高效、中频、方波变换器，其次级绕组66通过有效整流而提供标称14伏的直流。直到电压V1变成42伏，晶体管Q1保持完全“导通”，并且电流流过晶体管Q1而在“H”桥变换器的上端提供约42伏电压。由于“H”桥设计为高效的并具有低整流损耗，所以交流发电机系统用于以有效的双向方式在42伏和14伏之间变换电能。用于桥和有效整流器装置的、相位合适的互补的驱动信号在附图1中用字母X和 X来表示。系统中唯一的电池为14伏电池，如此使得该电压由系统来进行精确调节，以保持合适的电池特性，这将在下文中进行叙述。42伏由于固定的变比和DC/DC变换器的低损耗设计而间接地进行准调节。标准串联开关调节器配置：C1、Q1、D1、L1和C2当交流发电机速度增加时起作用。当42伏通过“H”桥变换器传送给电池，达到期望的14伏时，晶体管Q1进入开关运行状态，从而允许波动电压V1随速度增加。该特点使得交流发电机的功率随速度成比例地增加。在一种优选的实施方案中，对晶体管Q1进行控制，使得调节出14伏，并且控制场绕组50来限制最大桥电压，如此使得在功率随速度获得期望的增加之后最小化系统电压。用于控制场50的电路配置将在下文详细讨论。附图1还示出了挡风玻璃除冰功率允许以及如前所述的快速空转命令逻辑。尽管在附图1中未示出阀负载，但是可以得知在车辆启动时，42至14伏变换器的双向特性使得单个电池提供启动发动机所需要的小动力阀电能，并且提供42伏的电能直到车辆进行空转。
      用于串联方式降压开关调节器的一种基本控制环
根据本发明，晶体管Q1(见附图1)由一种控制回路来驱动，从而使得桥电压V1随交流发电机的速度增加。这种配置是本发明交流发电机系统的一种重要特征，该特征显著提高了交流发电机在较高速度时的功率容量。附图2示出了用于驱动晶体管Q1门极的控制电路。实际的14伏输出和等同的14伏参考值输入到网络100中，该网络输出按比例的差值信号102。信号102输入到数字104所示的放大电路G1(s)中，该放大电路进行放大和频率补偿。放大电路104的输出(用Z表示)输入到脉宽调制器(PWM)电路106中。相应地，PWM电路106触发附图1中所示的串联开关晶体管Q1的门极。该电路所构成的闭环配置调节开关占空比，使得14伏电压从空转到最大速度独立于桥电压而精确地进行调节。
附图2的控制电路一种提高特性并降低交流发电机系统造价的磁通控制回路。该磁通回路被配置用来把桥电压限制或钳位于参考电压。如附图2中所示，所测量的桥输出电压V1和所期望的最大钳位电压输入到网络107中，其中该网络输出差值信号。该差值信号输入到数字108所示的放大电路G2(s)中，该电路对差值信号进行放大和提供频率补偿。放大电路108的输出输入到PWM电路110中。PWM电路110的输出输入到变换器电路112中。变换器电路112输出控制信号113，该信号输入到晶体管114的门极。晶体管114用来控制场绕组50。场电感钳位二极管116连接了输入F1和F2。如果14伏用作场电源供应，那么场电感钳位二极管116就可以回复到42伏，这样来提高对瞬态过压的响应时间。
如果场50的场电压固定保持于最大值，那么桥电压在高速时尤其是在小负载的情况下会超限。这是因为高的交流发电机速度可能会高于空转速度的十倍多而导致V1的电压10-20倍于42伏输出。比如如果需要在相同规格的标准交流发电机上把高速功率(电流)提高3倍，那么附图2的磁通回路可以用来把桥电压限制到3倍于42伏，从而获得所需要的性能提高。
           串联方式开关调节器的过载保护
附图1的串联开关调节器和附图2中所描述的对其的控制在系统功率过载情况下能够降低性能。该问题可以通过对基本机理的了解来事先得到避免。为了阐明这个问题，假定在空转速度和满负荷情况下来进行操作，使得交流发电机输出42伏并且Q1刚开始调制“关断”。磁通将会最大。如果系统负载超出其满负荷容量，那么14伏和42伏输出将下降并且Q1将被迫完全导通。如果有效负载电阻仍旧较小而产生较大的电流，那么当电压恰好低于它们的含有电压V1的调节值时，交流发电机的输出电流将继续保持较大，并且达到其短路电流值。如果交流发电机速度随可能更小的电阻负载而继续增加，那么电压V1可能不会增加到足够允许Q1来开始调制。这是因为基本的交流发电机绕组已经提供了接近最大的电流，该电流即使在很高速度下也不会增加很多。该系统从而处于一种基本输出电压从未达到调节状态的锁定状态。在这种情况下，Q1决不会调制“关断”，从而交流发电机的平均整流电压不能实现电压和功率的成比例增加，而该电压和功率是应当获得的。基本问题在于，超出了由交流发电机的桥整流器装置所获得的DC电流的特有的固定最大功率值。
所以，根据本发明，本发明的交流发电机系统为串联开关调节器在系统功率过载情况下采用了过载保护电路。在一种实施方案中，过载保护电路包含有用于测量实际平均桥电流的电路。平均桥电流优选地在电容C1之前进行测量。过载保护电路还包含有一种在桥的电流开始超过预设值(固定的最佳功率值)时来生成误差信号的电路。该误差信号加入到驱动晶体管Q1的脉宽调制器的输入上。脉宽调制器具有极性，如此使得调制器将开始把晶体管Q1关上，这将会有限制桥电流的作用。通过把平均桥电流限制到恰好超出最佳功率点的电流，那么系统就输出几乎全部的、在现有运行速度下所能够产生的功率。如果系统负载如此之大，使得14伏场电压减小较多，那么交流发电机的最大功率容量就会减小较多。通过对减小的14伏的电流限制进行标定，使得系统在磁通减小的情况下能够继续产生最大功率。当速度继续增加，在固定电流下的功率将随速度成比例地增加，并且避免了锁定状态。除了电流限制之外，当14伏将小于其额定调节值时，也可以在过载情况下增大系统的输出功率。
在一种实施方案中，测量电流的电路包含有一种测流电阻，该电阻在接地侧位于电容C1和整流器装置的负极侧之间。这种配置将需要下面的整流器装置的接地侧与接地的交流发电机箱绝缘。
前述过载保护电路只是一个例子。还可能有其他的合适的电路配置。
参照附图3，该图示出了一种用于附图1的、解决功率过载问题的串联开关方案的交流控制电路。这种交流控制电路不需要直接或间接的电流测量。这种实施方案是基于最佳负载的交流发电机电压V1随速度成比例地增加的这种原则。在这种实施方案中，代表交流发电机速度的电气输入频率200(在下文中描述)通过频率-电压变换器201来进行变换，以形成代表交流发电机速度的DC电压信号202。当对信号202进行合适的定标，那么该信号就作为速度的函数来代表V1的、所期望的合适功率值。信号202和所测量的V1输入到网络204中。网络204输出差值信号206，该信号输入到数字208所示的放大电路G3(s)中，其中该电路提供放大和频率补偿。放大电路208输出信号210，该信号输入到网络212中，在该网络中该信号加入合适极性，然后输入到PWM电路106中(上文中已经讨论并在附图2中已示出)来控制晶体管Q1。当桥电压小于期望电压V1时，这种配置降低了晶体管Q1的占空比。所以，桥的电流负载降低了，如此使得期望的、最佳的V1得到保持，从而可以生成最大的交流发电机输出功率。重要的是，设定了电流饱和电平，从而当放大电路208负向饱和并在放大电路106正向饱和之前完全失去控制时，放大电路104的输出具有足够的范围来完全控制PWM106。当V1达到期望的如前所述的钳位电压电平时，那么由磁通回路来进行接管，使得V1得到限制。重要的是把最大的频率电压变换器的输出电压-期望的V1-限制到低于为桥而设定的V1钳位值。必须避免该否则会增加的信号在上升到钳位的V1之上时开始关断晶体管Q1。可以通过在频率-电压变换器的输出部分选择合适的放大值并从而使得电路饱和可以自动地限制V1，来达到限制V1的作用。限制V1可以在场控制作用于桥电压的限制时有效地使得放大电路208不被激活。附图3中的磁通回路一般与附图2中的磁通回路相同。当系统处于过载状态，场命令将总是处于完全“导通”。然而用于驱动场绕组为最大安匝数的实际电压将会是下降的电池电压。场绕组上的降低的安匝数在任何速度下将成比例地降低最佳的电源电压V1。附图4为频率-电压变换器201的框图。频率-电压变换器201一般包含有固定宽度的脉宽发生器300，其中对该脉宽发生器进行配置，使得它的触发功能基于输入频率速度。固定宽度的脉冲的振幅与电池的实际电压成比例。从而，频率-电压变换器201的比例因数成比例地变化，如此使得所得到的最佳V1包含了过载效应。固定宽度脉冲发生器300的输出输入到低通滤波器(“LPF”)302。低通滤波器302输出经过滤波的脉冲304。当14伏电池电压欠压时，经过滤波的脉冲304的平均输出代表了新的、最佳的、期望的V1。
如果附图4中所示的特征结合到附图3中，那么所获得的用于附图1串联开关配置的控制回路将会使该配置非常可靠，并且消除了前文中所述的锁定条件。另外，前述所获得的控制回路将从交流发电机中在任意速度下、包括过载情况下获得最大的功率。从而能够在过载情况下获得最大的输出电压。
如前所述，附图3的电路配置需要频率与交流发电机的速度成比例。频率与交流发电机的速度成比例已经可以不用增加特殊的传感器来用几种方式来获得。比如，相对于电池电压的一半的电压，从输出接线端54、56和58(见附图1)上的一个或者全部三相电压信号进行的零穿越可以很容易地进行测量。商业集成电路具有这种功能并提供六倍于相绕组的基本频率的频率。另外，输出接线端子54、56和58上的电压在相信号的每个周期中由于功率二极管60中的电流而有一次相对于地电位变为负。比较器电路结合其输入上的衰减或钳位能够检测输出引线端子54、56和58上每个电压信号的正或负的穿越，从而生成高至三倍相频率的网络频率。
       用于增强的交流发电机系统的并联开关配置
参照附图5，该附图示出了本发明交流发电机系统的另一种实施方案。该交流发电机系统包含一种电压提升模式开关电路，该电路使得通过V1表示的、平均整流的交流发电机电压随速度增加。当晶体管Q1关上，流经电感L1的电流就增加。当晶体管Q1打开，流经电感L1的电流流到通常固定的、但较高的次级电压上，该电压可能是电池或者通过转换器或大电容或其组合而反映出的电池。当晶体管Q1为“关”，流经电感L1的电流随时间减弱。尽管合适的平均DC电流在开关“关断”期间通过电感L1自动供给输出端，开关电流还允许交流发电机平均输出电压V1在一个限定的范围内与速度成比例地变化。如前面所讨论的，使电压与速度成比例的运行特征允许交流发电机系统功率成比例地增加。当平均优化的电压V1达到期望的输出DC电压，晶体管Q1将保持“关断”，并且交流发电机的运行将返回到普通的、单独通过场控制来实施电压控制的交流发电机。14伏输出的反馈与参考电压相加产生的差值信号用来控制场50和晶体管Q1。下文中详细描述了一种可应用的控制机理。
          并联开关调节器配置的基本控制回路
象串联模式降压开关调节器中一样，使等效的基本平均桥输出电压随速度增加的基本原则是本发明交流发电机系统的本质，其中该交流发电机系统具有随速度增加而相对提高的交流发电机功率容量。附图6示出了一种直接控制电路配置，该配置能够使等效基本平均桥输出电压随速度而增加。附图6中所示出的电路配置具有如附图2和附图3的串联开关调节器配置中一样的控制配置。附图6中所示的电路配置可能使用在附图5中所示的交流发电机中。如附图6中所示，电压参考和所测量的14伏输入到网络400中，该网络输出差值信号或误差信号402。差值信号402输入到数字404所示的放大电路G4(s)中，该放大电路提供放大和频率补偿。放大电路404的输出输入到PWM电路406中，随后由该电路驱动并联调节器的功率开关装置，比如附图5中所示的晶体管Q1的门极。
附图6中所示的控制电路还包括一种磁通控制回路，该回路用于维持平均桥输出电压小于附图5中所示的42伏系统输出电压。这种配置的目的在于维持并联开关调节器额定地处于有效非饱和状态，这样才能保持14伏的精确控制。放大电路404的、字母Z所示的模拟输出电压输入到数字408所示的放大电路G5(s)中。模拟电压Z的值代表并联开关装置的占空比。所以，模拟电压Z的值表示开关调节器距离完全“关断”运行有多近。放大电路408提供增加了放大和频率补偿的模拟电压Z。放大电路408的输出输入到PWM电路410中。相应地，PWM410驱动晶体管开关412的门极，而该晶体管开关提供场50的控制。当占空比接近零时，场电压调制器开始降低场50上的平均电压，从而导致运行点小于100％的占空比。在减小磁通的过程中可能的运行点在附图6中所示的占空比-电压图中由字母P来表示。直到并联开关调制器输入电压Z处于低电平时(指示下边的并联开关“位于”占空周期中)才进入场降低区域。当速度在系统随速度成比例增加的区域上方时，场控制成为控制回路的主要方面。比如，如果系统被设计用来提供三倍功率于相同规格但无增强的交流发电机时，其中该交流发电机处于高速、满磁通和满负载的情况下，那么该交流发电机在附图5的配置中的三倍空转速度下将产生42伏。除非降低场，任何降低的负载或较高的速度将导致系统中的过电压。
             并联开关系统中的过载保护
在附图5中所示的并联开关配置中，以及使用附图6中所提供的控制算法时，过载性能并没有进行优化。为了便于理解本发明的以下方面，假定附图5的系统空转运行并且系统负载逐步增加。电感L中的DC电流，忽略波动，随输出直流负载增加。在空转和中等负载的情况下，电感L中的DC电流由于升级配置所提供的电压上升和相应的电流下降而将总会大于负载电流。当负载电流增加时，电感中的DC电流(忽略波动)也将增加。注意：该DC电感电流也是交流发电机主DC桥的负载DC电流。象前面所讨论的一样，当该电流持续增加，有一个最大功率点，在该点上来自桥的DC电流继续增加将导致全部输出功率的下降。所以，如果系统承载一个仍然较小值的电阻，那么，由于基本交流发电机桥将越来越在其最大功率点之外运行，从而实际输出功率将继续减小。调节输出电压在这种情况下也将下降，并且这将导致驱动交流发电机场的电压变小。这还导致场中安匝数变少，从而使最佳的DC桥电流和所获得的输出功率变小。
根据本发明，在附图5的系统中通过在并联开关中组合一种电流限制电路来获得过载保护。典型的商业驱动器集成电路或芯片把“过流抑制”功能与PWM信号下一周期上的更新运行相结合起来。因为桥电流和并联开关电流在并联开关为“开”时是同一信号，那么在该点上实施电流限制是非常实用和可行的。这种电流限制设定于如前所述的理想最大功率桥电流稍上方。如果系统过载了，那么14伏将超出调节并且前述的回路(见附图6)将命令场电压全部“打开”。然而，降低的14伏将有助于减少场安匝数，这将降低理想最大功率桥电流。如果电流限制是因14伏下降而成比例减少的，那么系统将继续运行于最中等功率电平，并从而提供所有能提供的输出功率。这种电流限制配置功能在并联半导体开关Q1提升电压时以相同的方式来发生作用并对所有的运行速度提供相同的效果。
最大场电流也会随温度变化很大。这是因为作为交流发电机运行条件结果的场绕组50运行温度中的大变化。附图6A示出了一种附图6中所示出控制回路的变化，其中该控制回路包括前述的电流限制功能，并且根据场绕组50中安匝数的直接测量来调整电流限制。这种改善是考虑了14伏电池条件的降低和绕组电阻随温度的变化。结合起来，这些措施对于最大功率时的最佳桥负载电流具有大于2∶1的效果。附图6A所示的系统的运行将在下文中进行描述。
参照附图6A，分压电阻1000检测出交流电机中的实际场电流。为了使测量容易并且持续，用于场绕组的PWM触发被切换到上侧的开关配置。测流电阻1000上的电压从而测量了场绕组50中的安匝数。该场电流通过固定的比例与优化的交流发电机桥DC负载电流成比例。场电流测量值从而代表了DC桥电流负载的电流限制点。当晶体管Q1(也在附图5中示出)导通并且测流电阻1001测量该电流时才进行桥电流的瞬时测量。当并联功率晶体管开关Q1中的电流达到设定值时，比较器1002输出信号1004，该信号使锁定电路1006在其Q输出上产生逻辑“0”。锁定输出随后促使与门1008输出具有逻辑“0”电平的信号1009。信号1009输入到或门1010。或门1010从而输出信号1012来关断功率晶体管开关Q1，假定输入到或门1010的另一输入为逻辑“0”电平。PWM电路1014输出锯齿信号1016，该信号具有下降沿，将锁定1006的Q输出设定为“1”状态，这使得与门1008恢复控制PWM电路1014来开始另一占空比。PWM电路1014还输出信号1015，该信号输入到与门1008。实际上，这种电流限制运行方式按周期运行，并且用来缩短导通时间，若没有限制，则实际的PWM电路将受到控制。附图6A所示的波形示出了PWM锯齿参照信号和输出信号，并且示出了锁定复位的时间以及限制如何作用于PWM占空比。
重要的是认清电路如何象场控制一样发生作用。当速度增加，并联开关调节器在小于最大功率的条件下，必须把场减弱来避免过压的情况。该电路通过减弱场触发电压来实现。比如，如果在对14伏进行调节并且Q1的占空比接近于零的区域内系统承载最大功率，并且如果负载电流保持固定且速度明显增加，那么系统输出电压相对于参照信号将增加，使得Q1的占空比继续下降，但是由于信号Z还用于驱动PWM电路1018来降低场平均电压(电流)，所以其占空比不下降到零。晶体管Q1的占空比从而将会下降，但是即使速度加倍也将保持有限的值。由于场测流电阻中的电流下降，从而将降低比较器上的电压，其中该比较器设定晶体管Q1上的电流限制。PWM电路1014从而将使晶体管Q1导通，但是因为实际负载电流高于场电流所设定的最大值，所以当锁定电路禁止由PWM电路1014输出的信号时，晶体管Q1将立即关断。在该运行状态，晶体管Q1有效地关断，并且只通过场控制回路并通过放大电路1020和1022以及PWM电路1018来实施电池电压的控制。桥电流能够通过在桥的接地侧使用测流电阻来连续进行测量，其中该电阻位于下边的桥整流器与晶体管Q1的下侧之间，且类似于前述串联模式开关电路配置中的位置。测流电阻在新的位置将生成相对于电池地电位(车辆地)为负的电压。电池地电位在附图6A中即为接地符号。该信号的反相将代替附图6A中的测流输入信号。如果使用这种桥电流连续测量的方式，那么将不需要测流电路测量附图6A中晶体管Q1的导通电流。二极管1023连接在绕组50的F1和地之间。
为了考察回路的特性，在提升功能起作用的低速下，控制回路常常使场电流最大，从而使桥DC电流最小来获得同样的功率输出。重要的是降低定子铜损和减小功率二极管损耗。尽管场功率可能是50-60瓦，在空转时且负载电流最大的情况下交流发电机整流器二极管中的功率将典型地大于60瓦数倍。定子绕组损耗同样也将大于60瓦数倍。为了降低全部的电路损耗，优选地使场功率保持最大，直到场功率逐渐下降从而所节约功率比同样增加的定子电流所产生的同样的额外损耗更多。在交流发电机输出功率较小的情况下，降低场功率将只会节约总功率。
如果系统在满负荷情况下运行并且包括电池在内的所有负载突然消失，那么交流发电机系统将产生严重过压的情况。主要原因在于，如果交流发电机的场完全励磁，并且如果负载消失，那么交流发电机的输出电压将会非常高，直到使场减弱。场时间常数典型地为100毫秒数量级，并且如果不抑制电压将可能产生严重的损坏。用于抑制这种信号的一种电路也在附图6A中示出。如果42伏达到58伏，那么比较器1024用来输出逻辑“1”信号。电阻R1用来提供正反馈，其中该反馈给阈值开关点提供滞后。通过选择合适的电阻R1、R2和R3，如果期望的42伏超过58伏那么比较器会切换到“导通”，如果该电压下降到低于阈值，比如45伏，那么比较器将会再次切换到“关断”。当比较器1024的输出为高的时候，其输出将通过或门1010把晶体管Q1导通。该信号将短接交流发电机从而使所有的功率输出转送给42伏的电容C1(附图5)，直到使该电压下降到特定的阈值，比如45伏。在该点处，如果机器场还没有充分下降，那么晶体管开关Q1关断，且C1上的电压(附图5所示)开始再次增加。晶体管Q1实质上进入振荡周期，使得42伏在58和45伏之间反复，直到使场充分下降到低于58伏。输出电压高则使附图5中所示DC/DC变换器次级上的电压高于14伏。这种14伏上的高电压情况将使信号Z(见附图6A)变为零，这将会关断场电压，直到14伏恢复调节作用。
总之，附图6A中所示的控制回路配置即使在过载情况下也具有非常优良的性能。在从空转速度到不再需要电压提升的速度之间的范围内，该系统使从机器中获取的功率最大化，当系统过载时这将会使输出电压最大化。这包括由过载运行情况下电池电压下降以及当场绕组电阻随温度变化时的最佳性能所产生的影响。该系统还最小化了磁通以降低定子铜损和功率二极管损耗。该配置还用非常小的附加控制电路来对典型的负载冲击情况容易地提供了优良的钳位电压保护。对并联功率开关Q1进行调制以用前述控制技术来限制瞬时过压。从而，不再需要当前常用的钳位型二极管抑制器。
附图7示出了一种用于附图5中所示并联开关调节器配置的交流发电机开环控制方案。在该实施方案中，一种代表交流发电机速度的电气输入频率500由一种频率-电压变换器502进行变换，来提供代表交流发电机速度的DC信号504。信号504的值用字母Z来表示。不需要辅助传感器通过监测一个或多个桥相位电压以及检测相对于地为负的(或正的)穿越，就获得一种与交流发电机速度成比例的频率。并联开关装置在调制时短接桥和其相电压。然而电流由于负载电流而保持流过下边的桥二极管，从而不论桥是否短接，在这些二极管中每个周期都存在至少0.5伏大的负信号。信号504输入到PWM506。相应地，PWM506输出信号507，而该信号输入到反相器508中。反相器508的输出驱动附图5中所示晶体管Q1的门极。选择频率-电压变换器502的比例系数，使得当附图5的交流发电机系统在最大励磁并且具有最佳功率负载的情况下而刚好提供42伏时，PWM电路502达到100％占空比。开环回路所产生的信号507相对于频率非常接近于PWM电路506的输出，只要系统负载在任一频率下处于最大功率，则所述的电路506在附图6或附图6A中被用来驱动同一晶体管开关Q1。在附图7的实施方案中，磁通回路可以使用一种标准的交流发电机电压调节器，其中调节器电源为14伏。调节器将使场电流变化，以便由42伏的中间电压调节来保持14伏。如前所述，42/14伏降压变换器效率很高。这使得即使用于精确调节的目标电压为14伏，也能适当地对42伏进行调节。在这种回路配置中，当并联功率半导体开关Q1用作中间电压提升装置来使交流发电机电压随速度增加时，场控制系统从空转到最大速度都保持14伏的调节输出电压。
上述的这种准开环控制配置非常简单，但是遗憾的是它不具备上述6A中所列出的一些优点。如图所示，当场强降低时，以及当在过载情况下或者当场电流随温度变化时，它不改变占空比以使性能最佳。当负载电流在中间和高之间时，在较低速度和最大磁通时机器也不能运行。与6A中所示配置一样的使磁通最大的系统相比，这产生了一种在中间和高之间的功率上具有较高整体损耗的系统。这些特征中的一些是可以采用的，但是优选的实施方案将会是利用附图6A中所列出的电流控制的闭环回路方法。
为了便于理解本发明，在附图7A中示出了一种典型的常规磁通控制方案。参考电压和电池电压输入到网络800中，该网络输出一种误差信号802。误差信号802输入到放大电路804中，其中该电路提供放大和比较。放大电路804输出放大的信号806，而该信号输入到PWM电路808中。PWM电路808输出控制信号810来作用于晶体管812的门极。从而，流经转子场绕组814的电流提供足够的磁通来形成合适的输出电压。
较小的、较低损耗的、具有增强的42/14伏变换器配置的并联开
                    关控制器实施方案
参照附图8，该图示出了一种功能类似但是较小的且较低损耗的、如附图5中所示出的电压提升模式开关调节器的电路方案。已经发现了，交流发电机内部的固有定子电感可以有效地排除或减小对于大的外部电感的需要。从而，附图8中所示的交流发电机方案不使用外部电感。另外，由二极管600组成的一种功率二极管三元组使用到该配置中，并且具有去除二极管D1(附图5中所示)的作用。附加二极管三元组(比如二极管600)通过晶体管Q1来短接，并且与通过由二极管60组成的另一二极管三元组所获得的输出相绝缘。功率二极管三元组600和共同接地开关元件可以由三个分立的开关元件来替换，并可以平行驱动以及与地连接。两种配置都有效地消除了D1中的正向损耗，从而提高了总电路效率。能够有效且同时把所有三相与地短接的任何元件配置都是并联开关装置所期望的功能。通过这种增强不改变任何控制效果。
参照附图8，该图示出了本发明交流发电机系统的另一种实施方案。这种实施方案采用一种交流42伏至14伏降压变换器配置。这种配置不同于附图1和5中所示的配置，其中变压器及其初级和次级电子元件必须处理14伏输出功率的2/3。这可能因为流过初级侧的DC电流(输出电流的1/3)直接流到输出而不是地。附图8中所示出的变换器在规格上相对较小，其原因在于在变换器中没有可变的功率调制来对14伏输出进行调节，所以需要少量的能量存储元件来滤波。14伏电池电压通过场电压的控制并结合晶体管Q1的调制来进行调节。附图8中所示出的配置象前面的一样采用中心抽头的次级并且在变压器的14伏大电流侧采用有效整流器来提高效率。变换器在远远高于交流发电机空转的频率下运行，并从而其磁构造连同其较低的功率使得它明显小于交流发电机有效磁体。运行于几千赫兹并且假定为1.5kW负载的2/3情况下，它仅几磅重，并且非常高效和紧凑。甚至连次级漏电压尖峰中的能量损耗也通过简单的限位二极管返回到42伏侧。附图8中所示的较低功率(规格)的变换器配置也可应用于附图1和附图5中所示出的变换器配置中。如果需要双向变换特征的变换器，比如在发动机空转运行中给一种电子阀门系统供电，那么该变换器将仅需要变换2/3的所需功率，因为1/3实质上直接来自于电池。
    应用实例和用于增强功率交流发电机系统的标定
如附图5和8中所示，并联调节器可以应用在电能除冰应用中。交流发电机在最大空转速度下被设计用来产生(在场完全励磁的情况下)最大挡风玻璃功率与最大车辆电功率之和，并且平均电压V1为期望输出电压(比如42伏)。在快速空转和更高的情况下，不需要对晶体管Q1进行调制。当系统运行于低于快速空转的速度下时，晶体管Q1将进行调制来从电压V1提升输出电压。这种“Q1调制”运行模式在低于快速空转的速度下，甚至在没有触发挡风玻璃除冰的情况下都可以进行。
参照附图5和8，为了在两倍于正常空转速度情况下使运行优化，交流发电机用以下方式来进行绕制：
(a)与在42伏常规恒定电压模式下运行的相同交流发电机相
   比为一半(1/2)数量的匝数，
(b)是常规恒定电压模式下运行的相同交流发电机所使用的
   绕组横断面的两倍的绕组。
这种性能增强的电压提升模式交流发电机型式在双倍速度下将具有两倍功率，并且在常规42伏交流发电机空转电流的双倍(和输出功率)情况下具有相同的铜损耗。在空转下为最大功率进行优化的常规交流发电机系统在双倍空转下将仅具有大约40％的功率提高，并且具有大约100％的铜损增加。
如果该交流发电机被定标成在双倍空转速度下产生双倍功率，那么该交流发电机将随速度增加而继续产生更大的输出功率，交流发电机功率再次有效地增加大约1.6的系数，在高速下产生导致大约3.2倍于正常空转输出功率。增加的功率容量用于电子阀门系统中，其输出功率需要随速度增加。如果在空转下需要大约1.5kW，那么在很高速度下将总共获得(3.2)×(1.5kW)＝4.8kW。如果将相同的并联开关模式交流发电机重新定标成三分之一绕组数量对一半绕组数量，那么在双倍空转速度下产生双倍功率(3kW)，在三倍空转速度下增加到三倍功率(4.5kW)。在很高速度下，界限功率将增加到(1.6)×(4.5kW)＝7.2kW而不改变交流发电机规格。这对于几乎任何高速电子阀门的要求都是足够的。再一次，这将用在空转时产生1.5kW的交流发电机来实施，并且仅需要一个标准的皮带和皮带轮组合，原因是力矩将从不会大于1.5kW空转情况下的力矩。当车辆在高发电机转速时，挡风玻璃除冰功率通常是不会产生的。所以，可能的电子阀门和电子除冰系统可以应用于同一车辆上，而仅具有标准规格的交流发电机。
用于后者的3X功率系统并具有42伏输出的交流发电机绕组具有如同设计为14伏输出的1.5kW交流发电机一样的绕组。另外如果桥二极管能限定于42伏应用，那么在空转下将具有相同的电流额定值，从而在空转下桥损耗将相同，并且相同的交流发电机将可以应用在该应用中。
本发明的交流发电机系统提供了一种新颖的并且经济有效的系统，该系统可以使交流发电机功率随速度成比例地增加而超出空转时的基本功率容量。交流发电机的规格将与适合设计用于相同空转功率的常规交流发电机相同。当系统功率需要随在电子驱动的阀门系统中所需要的频率而增加时，那么结合前述的功率增强电路以及相关控制电路将会尤其具有明显的优点。
前述的、并在附图4、5、6和6A中所示出的脉宽调制(PWM)电路仅代表开关调制器的等级，其中该调制器可以改变附图1、5和8中所示晶体管Q1的占空比。可以理解为，其他合适的电路或集成电路能够用来在控制脉动幅值时减少整体元件数量、提供最小脉冲宽度、降低多重开关灵敏度以及使开关速率最小。比如，滞后调制器可能用来实现这些功能中的某些。
参照附图9，该图示出了本发明交流发电机系统的另一种实施方案。这种交流发电机系统使用一种交流发电机开关配置，该配置在允许简化控制的情况下在高于空转速度下提供明显的性能提高。在该配置中，晶体管开关Q1直接把辅助二极管三元组的共用点连接到14伏上。在这种配置的一种实施方案中，晶体管Q1导通，直到机器(也即交流发电机)速度达到一个固定值，并且在高于该速度时关断。在开关导通和关断频率之间采用一定数量的滞后来避免开关抖动。用于测量交流发电机频率并且产生与频率(速度)成比例的电压的系统在本专利前文中已经进行了讨论。上述的滞后用一种比较器配置通过在这种与速度有关的电压上进行操作就可以简单地进行实施，其中该比较器配置具有正反馈来控制滞后宽度。这种滞后电路是一种公知的电子技术。选择极性来提供期望的开关命令。对交流发电机系统进行设计，使得交流发电机定子绕组直接在空转下通过下面的二极管三元组提供14伏。晶体管Q1在低速直到约两倍空转速度之间导通。当晶体管Q1导通时，场绕组50象在标准交流发电机中一样来进行控制。特别是，代表期望电压的信号和代表测量输出的信号输入到网络2000中。网络2000输出差值信号2001，该信号代表了位于期望电压与代表测量输出的信号之间的差值。差值信号2002由放大电路2004来进行放大。放大电路2004输出放大的信号2006，其中该信号驱动PWM电路2008。PWM电路2008驱动晶体管2010。从而，可变占空比的电压作用于交流发电机的场绕组50来形成闭环。
当速度增加，流向14伏的晶体管Q1电流可能继续增加，但是如前面所讨论的通过电感效应来进行限制。当交流发电机速度增加，会达到一点，在该点处通过晶体管Q1所获得的功率可以通过关断晶体管Q1来获得，并且使交流发电机功率从二极管60a、60b和60c中流出来直接供给42伏。另外，可以通过增加半导体FET开关Q3来去除二极管60a、60b和60c，其中开关Q3在上述配置中通过给晶体管Q1施加驱动信号来进行驱动。在附图9A中示出了晶体管Q3的位置。在最大场磁通的情况下，最佳的开关点额定地处于大约两倍空转速度下的额定固定的频率处。如果该开关点选择恰当，那么所获得的最大功率不论开关Q1是否导通或关断都是相同的。当速度继续增加，机器便与42伏绕组更好地匹配，从而输出功率与通过晶体管Q1的功率相同地能够实质上增加。在这种双(42伏)-(14伏)配置中，在高速下当晶体管开关Q1关断时所能达到的最大功率将是3倍于晶体管Q1保持导通时从交流发电机中获得的最大功率。电压调节器配置在这种系统中不论功率是否流过晶体管Q1都保持不变。把开关Q1作为一种模式开关装置来运行，而不是作为高速功率调制器，这便最小化了对于C1的电流波动要求，从而该电容C1的规格可以减小。不包含调制的DC/DC变换器功能对C1提出了很小的波动电流要求，所以它可以较小。DC/DC变换器的双向特性意味着，无论合适系统独立于交流发电机的速度而“导通”，都可以获得42伏。晶体管Q1的运行电压也仅为(42-14)＝28伏，这样即使具有适当的电压余量，所采用的FET技术在具有期望的大电流容量的同时也将允许该开关非常便宜。
为了继续优化附图9的系统性能，可以对晶体管Q1进行调制，使得在系统从空转到较高速度的过程中从交流发电机所获得的功率输出得到优化。上述的控制结构只对晶体管Q1开关一次，从而将是最佳的。如前文所解释的，如果在空转时优化所述的功率，交流发电机通过合适的控制可以与速度成比例地增加其功率。
上面的次优化系统可以产生与完全优化的系统在空转时一样的功率。在高于空转速度并且发生切换之前，所获得的功率将类似于经典Lundell，在通常会发生切换的情况，也即近似双倍空转速度下增加约1.4的系数。在切换之后并且当速度继续增加，功率容量在三倍空转速度下将快速增加到三倍的空转功率。在该点，当速度继续增加，交流发电机功率将再次开始限于经典Lundell方式。总之在非常高的速度下，如果不发生切换，该系统将提供三倍于该机器能够提供的功率。这种简单的、在高速下具有极大功率提高的系统可能对大多数系统是合适的并且经济合理的，包括那些具有大功率电子阀门的系统。该系统从而构成了本发明的一种优选实施方案。
上述这种简单的、独立的系统(包含14和42伏)能够扩展到包括一种第三独立电压。DC/DC变换变压器的42伏侧的中间抽头通常处于28伏的电位。该电压可以用来用作交流发电机DC输出能够与之连接的第三电压。开关Q2可以加入到该配置中。当Q1关断时该开关Q2将导通来形成从交流发电机桥电压到28伏的中间连接。该开关将可以用来提供反向电压，从而将需要一种阻塞二极管或交流发电机开关技术(将在下文中进行讨论)。当速度增加，如果去除了二极管60a、60b和60c(见附图9)，那么Q1和Q2将关断而Q3将导通。另外，如果保留了二极管60a、60b和60c，那么就可以去除晶体管Q3。这种开关配置能够通过把一种第二阈值传感器增加到前述频率-电压变换器的输出侧来简单地进行实施。这两个阈值传感器的输出和一些简单逻辑可以提供信号来控制开关Q1、Q2和Q3。第一阈值传感器将在约14倍空转速度时改变状态，而第二阈值传感器将在2.2倍空转速度时改变状态。象以前那样选择速度，使得当状态改变时，新的输出能够产生与老的输出相同的最大功率。所需要的简单逻辑将是在从零到1.4倍空转速度之间把Q1导通和把Q2与Q3关断。在1.4倍至2.2倍空转速度之间，Q1将关断，Q2将导通，而Q3将关断。只有在大于2.2倍空转速度时才把Q3导通。
这种独立开关实施方案允许随速度增加而非常接近地匹配交流发电机的最大容量。重要的是，这可以不需要加入任何高频功率调制。结果是交流发电机的功率容量平滑地增加三倍，而仅需要增加两个半导体开关，称为Q1和Q2。
为了真正优化功率容量，我们可以采用前文中所讨论的技术。参照附图9，并与前面所讨论的相类似，期望采用一种控制功能，使得V1平均电压在最大功率上随速度线性增加。如果机器优化到在空转时通过短接的晶体管Q1来给14伏提供最大功率，那么当速度继续增加，晶体管Q1将进行调制，以便在从空转时的14伏到三倍空转时的42伏之间使V1随速度线性增加。如果在开环方式中进行，那么晶体管Q1将在空转时调制到完全导通(100％占空比)，并在三倍空转时完全关断(0％占空比)。用于产生这种开环信号的技术已经在前文中结合附图3和附图7进行了讨论。附图10示出了在这种情况下如何来实施该技术。由频率-电压变换器3000输出的电压输入到网络3002中。类似地，一种代表空转频率的固定参考电压也输入到网络3002中。网络3002从频率-电压变换器3000输出的电压中减去参考电压，并输出差值信号3004。当该差值信号为正的时，将产生一种从空转频率开始的线性电压斜坡。该斜坡电压将随频率线性增加，并供给脉宽调制器PWM电路3006。通过定标，使得PWM电路3006在空转速度时开始增加其占空比，并且在三倍空转速度下达到100％占空比。PWM电路3006的输出将通过反相器3008来进行反相，从而当PWM电路3006处于100％占空比时，在晶体管Q1的驱动上的占空比将变为零。反相器3008的输出输入到电平偏移电路3010，该电路输出一种用字母Y来表示的信号，该信号驱动晶体管Q1(见附图9)。
前面所讨论的其他控制系统的扩展也可以应用于此。特别是，将采用结合附图6A所讨论的把一种受控的类似电流限制引入到该技术中，其中晶体管开关Q1连接到14伏而不是连接到地。在这种改变的配置中，当晶体管Q1导通时，其中的电流仍代表桥电流的测量值。事实是，晶体管Q1波动，使得晶体管Q1的电流限制命令和电流测量命令以及晶体管Q1开关的驱动更加复杂。如前所述为桥采用一种测量电阻将简单地应用在这种波动的配置中。
如前所述的过压保护也可以简单地通过把三相电压与地短接来加入到这种配置中。如果开关Q1为功率FET的话，那么这将不能实施，原因是该器件反向导通而使电池短路。FET器件由于其大电流容量和低损耗而是一种优选的元件。一种二极管当然也可以与晶体管Q1串联地加入，该二极管指向14伏，然而其损耗可能会产生问题。SCR装置也可以阻碍反向电流，所以它也适合作为晶体管Q1元件，尽管其损耗比FET技术的高。如果附图9的晶体管Q1入附图11中所示由两个背对背的FET器件来替换，其中该FET器件称为晶体管QA和QB，那么晶体管QB将反极性地连接，使得其正向电流将使电流流出电池。然而这种FET QB的反向配置允许当三相电压与地短接时承载电压。FET QB从不承载大于电池电压的电压，从而它对于相同芯片规格可以具有与晶体管QA相比较低的电压且较大的电流容量。晶体管QA将等同于附图9的晶体管Q1。当过压保护晶体管开关QC的驱动是导通时，等效的晶体管Q1开关关断。这通过把过压命令反相并提供驱动Q1的“与”电路来实现的。“与”功能的目的是当没有过压命令时允许正常控制等效的晶体管Q1。在附图11中还示出了一种过压传感器和命令电路。代表42伏的信号与代表过压阈值的参考电压通过比较器3012来进行比较。当所测量的42伏超出该阈值时，将通过脉冲发生器3014产生一种可重新触发的固定脉冲宽度，这将在固定的时间间隔内使交流发电机短路来允许交流发电机场有时间衰减。该固定宽度的信号也用于压制电压调节器误差信号，使得把交流发电机场控制为零。当小电容C1上的过压可能比场更快地衰减，并从而其反映的值可能会使电池电压低于14伏，那么这种压制是必要的。当需要场电流衰减时，这将使调节器控制更多的场电流。
作为增加晶体管QB的一种选择方案，可以通过在相输出上增加三元组二极管的附加组合来处理短路功能。其共同连接点将连接到重定位的晶体管QC的顶端，其中该晶体管在被命令导通时将把机器绕组与地短接。由于这种短路功能仅在场衰减时持续100毫秒的数量级，所以这些部分将不是很贵。用于实现这种短路功能的第三选择将是增加3个功率半导体开关(比如FET器件)，其中每一个都单独地把各相绕组输出与地短接。这三个功率器件将使它们的输入由共同的短路命令来驱动。这些部分尽管承载了大电流，也仅会导通100毫秒的时间间隔，所以它们也将相对较小。后面的这种配置也将避免增加晶体管QB。
前文所述的功率增强方案和相关的电路配置可以用于任何类型的场控制交流发电机。
尽管这里上下文中所述的控制电路提供模拟和数字电路或芯片来实施特定的控制功能，但应当理解，数字控制技术可以用相对低的造价和较小的空间来再现这些控制功能。
虽然本发明已经结合几个有用的实施方案进行了特别描述，但是很明显，根据前文描述，许多其他的选择、改变和变化对于那些熟悉本行业的人来说是很容易的。从而考虑到，附加的权利要求书将包含任何那些符合本发明真正范围和精神的选择、改变和变化。
所以，在对本发明进行了描述之后，需要申明的权利要求是：

Claims (1)

1.用于提供可调DC电压的一种装置，包含有：
用于提供AC电压的交流发电机；
用于产生DC输出电压的、且连接到交流发电机的整流电路；
一种开关，该开关具有第一状态来把整流输出连接到双电压输出系统的低电压上，该开关还具有第二状态来把整流输出连接到双电压输出系统的高电压上；
一种控制电路，该电路在第一状态或第二状态根据交流发电机的特定速度来对开关进行配置；
一种调节器电路，该电路用来测量所述输出电压的加权和并改变交流发电机的场电流以调节输出电压。
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