JP2003527055A - 交流発電機システム - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 交流発電機の物理的サイズの増加を必要とせずに、速度の増加に従って交流発電機電力に比例して増加を与えることができる交流発電機システムを得ること。
【解決手段】 交流発電機システムは、ある観点においては、出力部における電力電子スイッチング要素によって増大されるルンデル式交流発電機を用いる。一実施例においては、これらの電力スイッチング実施例のいくつかが高速で優れた性能を達成するように固定子屈曲およびワイヤ・サイズのスケール変更を採用する。交流発電機システムは、アイドル時の同じ電力可能出力に設計された同じサイズのルンデル交流発電機を用いた古典的ルンデル交流発電機システムに比べて、アイドル以上の著しく強化された電力可能出力を供給する。一好適二重電圧実施例においては、電力スイッチ（半導体）は交流発電機出力を低エンジン速度時に低電圧負荷に直接接続し、また、動力スイッチが高速時に「開かれた」とき、交流発電機電力は高電圧に向けられる。１４ボルトおよび４２ボルトの二重電圧システムにおいては、この構成は、単独出力電圧に向けられた出力を有する従来の非強化交流発電機システムに比べて、高速時に３倍の交流発電機の電力可能出力を与える。本発明の交流発電機システムの強化された可能出力は、交流発電機サイズまたは要求された電流容量を増加させずに、かつ、高周波半導体電力変調を用いずに、達成される。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同じサイズでかつアイドル時に同じ電力可能出力に設計された従来
の交流発電機に比べてアイドル以上の著しく強化された電力可能出力を有する交
流発電機からなる自動車交流発電機システムに関する。その技術は、Ｌｕｎｄｅ
ｌｌ式交流発電機および二重電圧システムに特に適用可能である。 【０００２】 【従来の技術】 電子弁作動システムは、電力が高エンジン速度で多キロワット範囲に成長した
状態で、低速度で穏当な電力のみを要求する。アイドル時に必要なシステム電力
および高速時により高い弁電力を供給する試みは、非常な高速時にこの電力の約
１．６倍に達する。システムがアイドル時に最適電力から離調されかつアイドル
時に要求された電力および高速時に要求された電力を供給するように設計されて
いても、この試みは過剰な慣性、ベルト滑り、高速運転の困難性を示す大交流発
電機を導入する。このようなシステムは、電子弁作動システムによって要求され
る高電力を供給するには実用的ではない。 【０００３】 代表的には、車両風防ガラス用の電子除氷機能は、車両が駆動する前に、迅速
に除氷をする著しい量の電力を必要とする。車両交流発電機システムは、その他
の車両機能のみならずこの除氷電力を潜在的に供給する。このような現状の風防
ガラス設計の１つは、薄い金属フィルム風防ガラスである。この風防ガラスから
迅速に氷を取り除くために、車両除氷システムは、３−５分間に約１２００ワッ
トと１５００ワットとの間の電力を要求する。さらに、除氷システムは、風防ガ
ラス技術に関連した規制に合致するように、比較的大きい動作電圧（例えば、４
２ボルト）を要求する。交流発電機システムは、その他の車両機能を好ましくは
提供しながら、要求された電圧で除氷機能の適正動作を可能にするのに十分な出
力電力を供給しなければならない。電力発生のこの問題に対する１つの可能な解
決は、アイドル時に必要な電力を供給できる比較的大きなサイズの従来の交流発
電機を構成することである。サイズ、慣性、高低速度トルク、ベルト滑り、必要
な高速運転の問題点が、非常に異なる交流発電機設計問題と組み合わされる。さ
らに、車両エンジン区画内の空間が既に貴重になる。 【０００４】 別の可能性は、除氷機能中常態のアイドル速度の２−３倍で、慣用のＬｕｎｄ
ｅｌｌ交流発電機を運転することである。しかし、アイドル時に最大電力まで設
計されたＬｕｎｄｅｌｌシステムは、交流発電機のサイズの実質的増加を回避す
るにはいぜん十分ではないこれらの上昇された速度で、電力の４０−５０％増を
供給するだけである。初期低温交流発電機の使用による電力利点はあるが、シス
テムはいぜん不足し、実質的に大きい交流発電機を要求する。 【０００５】 【発明が解決しようとする課題】 必要とされることは、交流発電機の物理的サイズの増加を必要とせずに、速度
の増加に従って交流発電機電力に比例して増加を与えることができる交流発電機
システムである。 【０００６】 【課題を解決するための手段】 従来のＬｕｎｄｅｌｌ（またはその他の）式交流発電機は、それらの最低動作
周波数においてできるだけ多くの電力を達成するように常態のアイドル時に最大
電力（電流）用にしばしば設計されている。この条件において、交流発電機は最
大界磁電流で動作し、定格電圧時に最大電流を配分する。このような交流発電機
構造においては、最大電流は特性曲線にもとづいて速度が常態アイドルを超えて
増加するに従って、最大電流が（一定出力電圧時）増加する。２倍アイドル時の
最大電流は、非常な高速時に約１．６倍のアイドル電流まで増加するアイドル電
流の約１．４倍になる。交流発電機位相巻線用単純回路モデルは、巻線インピー
ダンスに直列のＡＣ電圧源からなることに注意されたい。ＡＣ電圧源の振幅は、
１２０度だけ異なる各位相電圧をもった回転子および機械周波数に比例する。位
相ごとの機械インピーダンスは、巻線抵抗に直列のインダクタによって代表され
る。誘導インピーダンスが最低になるアイドル時においてさえも、誘導インピー
ダンスは、巻線抵抗よりも典型的にはずっと大きい。この誘導性効果は、アイド
ル時においてさえも機械における電流制限の主要因である。機械速度が完全磁束
において増加するとき、内部位相電圧源の振幅が周波数に比例して増加するが、
誘導インピーダンスも周波数に比例して増加する。このようにして、機械の内部
電圧が電池に関して非常に大きいけれども、機械からの最大電流は電圧対インピ
ーダンスの一定比によって有効に制限される。 【０００７】 交流発電機平均被整流出力電圧が速度と共に直線的に増加されかつそれが最適
に負荷を掛けられるならば、交流発電機の出力電力は速度に比例して増加する。
出力電圧が２の係数で増加するように交流発電機の有効負荷が調整されるならば
、交流発電機は２倍のアイドル速度時に２倍の電力を出力することができる。そ
の結果、被整流交流発電機電圧の有効負荷抵抗は２倍にされ、交流発電機平均被
整流出力電流は一定に留まる。このようにして、高速時の交流発電機の出力電力
は、交流発電機が一定で、固定電圧に有効にクランプされたことにもとづいて上
述した特性曲線によって合算された出力電力よりも非常に大きくなりうる。 【０００８】 高速時の高電力可能出力のために、二重電圧実施がなされる。二重電圧システ
ムは、システム電流を合理的に維持するように高電圧において高電力が実施され
うる間に、古典的１４ボルトのシステムが与えられる。 【０００９】 本発明にもとづく交流発電機システムのいくつかの実施例において、出力区分
における電力電子スイッチング要素によって増大されたＬｕｎｄｅｌｌ式交流発
電機が採用される。これら電力スイッチング実施例のいくつかは、高速時に優れ
た性能を達成するように固定子巻数および電線サイズのスケール変更を要求する
こともある。 【００１０】 本発明の交流発電機システムは、アイドル時に同じ電力可能出力に設計された
同じサイズのＬｕｎｄｅｌｌ交流発電機を用いた古典的なＬｕｎｄｅｌｌ交流発
電機システムに比べて、アイドル以上の著しく強化された電力可能出力を提供す
る。 【００１１】 一好適二重電圧実施例においては、電力スイッチ（半導体）は、低エンジン速
度時に低電圧負荷に直接交流発電機の出力を接続し、また、電力スイッチが高速
時に「開らかれて」いるとき、交流発電機電力は高電圧に接続される。１４ボル
ト／４２ボルト二重電圧システムにおいて、この構成は、出力が単独出力電圧に
接続された古典的非強化交流発電機システムに比べて、高速時に３倍の交流発電
機電力可能出力を与える。これは、交流発電機のサイズまたは要求された電流可
能出力を増加させずに達成され、高周波半導体電力変調が要求されない。 【００１２】 本発明の交流発電機システムは、高速度時に非常に大きくなる車両速度に伴っ
て弁電力が急激に増加するに従って、電子弁作動を伴う新進のシステムに特に適
用できる。強化されたシステムは、高電力電子風防ガラス除氷機能を備えた車両
にも適用できる。この状況において、交流発電機のサイズを増加させずに要求さ
れた高電力を得るために除氷機能が採用されたとき、車両は比較的高いアイドル
で自動的に作動される。 【００１３】 本発明の交流発電機システムは、速度に伴う閾値比例電力増加可能出力を達成
するために、交流発電機の出力に有効負荷抵抗を最適に整合させる。最大電力出
力性能のために、交流発電機システムは、交流発電機の速度と共に変わる交流発
電機ピーク内部線対線ＥＭＦの約６０％の平均被整流交流発電機出力電圧を維持
する。限界速度範囲（２：１）を超える最適動作は、非強化従来システムに比べ
て高速度でかつ非常に高い速度において交流発電機可能出力を２倍にした著しく
多い出力電力を供給できる。固定被制御最大被整流ＤＣ（直流電流）交流発電機
出力電流が、異なる動作速度で所定の交流発電機に対してこの最大電力を有効に
供給する。本発明によれば、上述した交流発電機出力に対する有効負荷抵抗は、
交流発電機の出力区分における電力スイッチング回路によって達成される。これ
らの要素およびそれらの制御実施の可能な系統化のいくつかの特別な実例が後述
される。 【００１４】 本発明の強化された交流発電機システムは、電子風防ガラス除氷機能が与えら
れかつ達成されたとき、比較的速いアイドル時に車両の運転を行うのに用いられ
てもよい。特に、車両が非常に寒い日に始動されるとき、本発明の交流発電機シ
ステムは比較的高いアイドル周波数で自動的に作動し、ニュートラルまたは緊急
制動で車両が駐車中であるときはいつでも、「ＯＮ」になり、そして、風防ガラ
ス除氷機能が同時に作動される。 【００１５】 本発明によれば、本発明の強化された交流発電機システムは、アイドル時に最
大電力を発生しかつ速いアイドル時に比例して電力を増加するように構成された
交流発電機およびそれに関連した電子回路構成からなる。好適実施例においては
、除氷のために要求された余分の電力が交流発電機のサイズの増加を要求しない
ように、速いアイドル速度が選択される。このようにして、交流発電機のサイズ
は、常態のアイドル時の非除氷電力要求のみにもとづく。 【００１６】 本発明の電子的電力強化交流発電機システムは、いかなる基本的交流発電機サ
イズ増加をまったく要求せずに、高速時の高い値の電力要求に合致する。さらに
、本発明の交流発電機システムに用いられる交流発電機は、その交流発電機およ
び従来の交流発電機がアイドル時に同じ最大電力可能出力を有している場合に、
最大トルク可能出力が同じに留まるので、ベルトおよびプーリのサイズを増加さ
せずに動作できる。本発明の交流発電機システムの顕著な利点は、そこに用いら
れる交流発電機が高速時に上述した最大トルクレベルを維持できることである。 【００１７】 本発明の交流発電機システムはまた、その他の可変界磁交流発電機技術にも適
用できる。 【００１８】 【発明の実施の形態】 ＜本発明を実施するモード＞ 本発明の好適実施例を記載するに当たっては、同様な参照番号は本発明の同様
な特徴を言及している図面の図１−１１について参照される。 【００１９】 直列スイッチ電圧降下構成 図１において、本発明の交流発電機システムの一実施例が示されている。本発
明の交流発電機システムのこの格別な実施例は、回転子界磁巻線５０と固定子巻
線５２とを有する回転子（図示せず）を有する交流発電機からなる。電流は入力
Ｆ１、Ｆ２をかいして界磁巻線５０に入力される。各固定子巻線５２の出力は、
出力導線５４、５６、５８をかいして出力される。交流発電機の回転子（図示せ
ず）が回転するとき、電圧が固定子巻線５２に誘導される。この電圧は出力導線
５４、５６、５８をかいして供給され、６個のパワー・ダイオード６０によって
形成される全波電圧整流器に接続される。このような全波電圧整流器の構成は当
該技術においては周知である。本発明のこの実施例（図１）の理解を容易にする
ために、後述する記載は回転子界磁巻線５０に関して１４ボルトで完全に励起さ
れ、また、交流発電機システムは重く負荷を掛けられる。トランジスタＱ１は直
列スイッチとして機能する。一実施例においては、トランジスタＱ１はＦＥＴ（
電界効果トランジスタ）である。ＤＣ交流発電機ブリッジ電圧Ｖ１が約４２ボル
トになるまでトランジスタＱ１が「ＯＮ」になっているとき、ＤＣ交流発電機ブ
リッジ電圧Ｖ１が速度と共に増加する。本発明によれば、Ｖ１は常態の車両アイ
ドル速度時に約４２ボルトになる。 【００２０】 図１において、交流発電機システムは、４個のＦＥＴ６２によって形成された
「Ｈ」ブリッジ・インバータと、ならびに一次巻線６４および二次巻線６６を有
する降下変圧器とからなる。降下変圧器は３：１の比を有する。「Ｈ」ブリッジ
・インバータは、高効率、中間周波数、方形波である。その二次巻線６６は能動
整流によって公称１４ボルトＤＣを与える。電圧Ｖ１が４２ボルトになるまで、
トランジスタＱ１は完全に「ＯＮ」に留まり、「Ｈ」ブリッジ・インバータの頂
部に約４２ボルトを与えるようにトランジスタＱ１を電流が流れる。「Ｈ」ブリ
ッジが設計上低整流損失高効率であるので、交流発電機システムは効率的双方様
式において４２ボルトと１４ボルトとの間で電力を伝達するように作用する。ブ
リッジおよび能動整流集合体用のほぼ同調された相補駆動信号が図１において文
字ＸおよびＸ−（実際には文字Ｘの上にＸ−が付されているが、便宜上「Ｘ−」
と記す。以下同様である。）によって表される。適正な電池性能を維持するため
に後述するように、電圧がシステムによって正確に調整されるように、システム
における電池のみが１４ボルト電池である。４２ボルトは、固定変圧比および低
損失のＤＣ／ＤＣ変換器設計によってある意味で間接的に調整されている。Ｃ１
、Ｑ１、Ｄ１、Ｌ１、Ｃ２の標準直列スイッチング調整器構成は、交流発電機の
速度が増加するに従って効果を現す。「Ｈ」ブリッジ・インバータによって電池
に変圧された４２ボルトが所望の１４ボルトに達したとき、トランジスタＱ１が
動作のスイッチング・モードに入り、それによりバス電圧Ｖ１が速度と共に増加
することを許す。この特徴は、交流発電機の電力が速度に比例して増加すること
を許すことである。好適実施例においては、トランジスタＱ１が１４ボルトを調
整するように作動され、また、速度に伴う電力の増加が達成された後にシステム
電圧が最小化されるように界磁巻線５０が最大ブリッジ電圧を制限するように制
御される。界磁巻線５０を制御するように用いられる回路構成は、後に詳述され
る。図１は、風防ガラス除氷電力が可能になり、前述したように迅速アイドル指
令論理を示す。電圧負荷が図１には示されていないが、４２ボルトから１４ボル
トへの変換器の双方特性が、単独の電池は車両がアイドルになるまで、エンジン
および供給電力を４２ボルトに始動するように要求された低電力弁電力を供給す
ることを許すことは、理解されるであろう。 【００２１】 直列モード効果スイッチング調整器用基本制御ループ 本発明によれば、トランジスタＱ１（図１参照）は、交流発電機の速度が増加
するに従って、ブリッジ電圧Ｖ１を増加させる制御回路によって駆動される。こ
のような構成は、高速時における交流発電機電力可能出力の著しい改良を行う本
発明の交流発電機システムの顕著な特徴である。図２は、トランジスタＱ１のゲ
ートを駆動する制御回路を示す。実際の１４ボルト出力および等価の１４ボルト
出力および等価基準が、評価差信号１０２を出力するネットワーク１００に入力
される。信号１０２は、参照番号１０４で表される利得回路Ｇ１（ｓ）に入力さ
れる。これは、振幅および周波数補償を与える。利得回路１０４の出力（Ｚで表
される）は、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路１０６に入力される。それに応答して
、ＰＷＭ回路１０６は、図１に示す直列スイッチング・トランジスタＱ１のゲー
トを励起する。１４ボルトがアイドルから最高速度までブリッジ電圧にもとづい
て正確に調整されるように、この回路構成によって形成された閉ループがスイッ
チのデューティサイクルを調整する。 【００２２】 図２の制御回路は、性能を改善しかつ交流発電機システムの費用を低減する磁
束制御ループを含む。この磁束制御ループは、ブリッジ電圧を基準電圧に制限ま
たは「留める」ように構成される。図２に示すように、測定されたブリッジ出力
電圧Ｖ１および所望の最大「留置」電圧は、評価差信号１０２を出力するネット
ワーク１０７に入力される。差信号は、参照番号１０８で表された利得回路Ｇ２ （ｓ）に入力される。その利得回路１０８は差信号に対して周波数補償を増幅し
かつ与える。利得回路１０８の出力は、ＰＷＭ回路１１０に入力される。ＰＷＭ
回路１１０の出力は、インバータ回路１１２に入力される。インバータ回路１１
２は、トランジスタ１１４のゲートに入力される制御信号１１３を出力する。ト
ランジスタ１１４は、界磁巻線５０の制御として機能する。界磁インダクタンス
・クランプ・ダイオード１１６は、入力Ｆ１、Ｆ２にまたがって接続される。１
４ボルトが界磁電力として用いられる場合には、界磁インダクタンス・クランプ
・ダイオード１１６は、必用に応じて、過剰電圧遷移への応答時間を改善するよ
うに、４２ボルトまで戻される。 【００２３】 界磁巻線５０における界磁電圧が完全値に固定維持される場合には、ブリッジ
電圧は高速度、特に軽負荷で過剰になる。これは、交流発電機の高速度が４２ボ
ルト出力の１０−２０倍のＶ１電圧に導くアイドル速度の１０倍を超えるからで
ある。例えば、同じサイズの標準交流発電機を超える高速電力（電流）において
３の係数によって改善を実現することが必要である。図２の磁束ループは、必要
な性能改善を達成するように、４２ボルト出力の３倍までブリッジ電圧を制限す
るように用いられる。 【００２４】 直列モード・スイッチング調整器のための過剰負荷保護 図１の直列モード・スイッチング調整器および図２のそれについて記載された
制御は、システム電力過剰負荷状況において低下された性能を示す。この問題は
、基本機構の理解をかいして容易に回避されうる。図示するために、交流発電機
が４２ボルトを発生し、トランジスタＱ１が「ＯＦＦ］を緩和するように始動す
る状態で、完全負荷においてアイドル速度で運転をしたと仮定する。磁束は最大
になる。システムがその完全電力可能出力を超えて負荷を受けた場合、１４ボル
トおよび４２ボルト出力が値を低下させ、トランジスタＱ１が完全「ＯＮ」に強
制される。有効負荷抵抗がより多くの電流を引き出すように低くなされた場合に
、電圧が電圧Ｖ１を含む調整された値以下にうまくなっている間に、交流発電機
出力電流が高く継続し、その短絡値に近づく。交流発電機の速度が潜在的に低い
抵抗負荷によってさらに増加される場合に、電圧Ｖ１はトランジスタＱ１が変調
を開始するのに十分に増加しない。これは、基本的交流発電機巻線がそれらの最
大電流近くを既に与えつつあるからである。その最大電流は、非常に高速であっ
てもさらに増加しない。システムは、基本的出力電圧が調整に達しないラッチ式
状況にある。この状況においては、トランジスタＱ１は決して「ＯＦＦ］を緩和
しないので、交流発電機平均被整流電圧は、入手可能であるべき電圧および電力
において比例増加を実現することはできない。基本的問題は、交流発電機のブリ
ッジ被整流集合体から引き出されるＤＣ電流の特性的固定最大電力値が超過され
つつあることである。 【００２５】 このようにして、本発明によれば、本発明の交流発電機システムは、システム
電力過負荷状況において直列スイッチング調整器のための過負荷保護回路構成を
利用する。一実施例においては、過負荷保護回路構成は、実際の平均ブリッジ電
流を測定する回路からなる。好ましくは、平均ブリッジ電流はコンデンサＣ１の
前で測定される。過負荷保護回路構成は、ブリッジ電流がプリセット値（固定最
適電力値）を超え始めたとき、誤差信号を発生する回路を含む。誤差信号は、ト
ランジスタＱ１を駆動するパルス幅変調器の入力に合算される。パルス幅変調器
は、その変調器がトランジスタＱ１を［ＯＦＦ」に変え始めるように、極性を有
する。これは、ブリッジ電流を制限する効果を有する。最適電力点電流をちょう
ど超えるまで平均ブリッジ電流を制限することによって、システム出力のほとん
どすべての電力が既存の動作速度で発生できる。システム負荷が、１４ボルト界
磁電圧がさらに減少されるように働く場合に、交流発電機の最大電力可能出力が
さらに減少される。電流限度を１４ボルトまで設定することによって、システム
はこの減少された磁束で可能な最大電力を発生し続ける。速度がさらに増加する
に従って、この固定された電流における電力は速度に比例して増加し、ラッチア
ップ状態は回避されうる。１４ボルトがその正常調整値以下であるとき、電流制
限回路の追加がシステムの出力電力を最大にすることができる。 【００２６】 一実施例においては、電流を測定する回路構成は、コンデンサＣ１と整流器集
合体との間にあるアース側の電流検知抵抗からなる。この構造は、下方整流器集
合体のアース側が接地交流発電機ケースから絶縁されていることを要求する。 【００２７】 前述した過負荷保護回路構成は、単なる一例である。他の適当な回路構成も可
能である。 【００２８】 図３において、電力過負荷問題を解決する図１の直列スイッチング構成と共に
用いる交流発電機制御回路が示されている。この交流発電機制御回路は、直接ま
たは間接電流測定を要求しない。この構成は、最適負荷交流発電機電圧Ｖ１が速
度に比例して増加する原理にもとづく。この構成は、交流発電機速度を表す電気
的入力周波数２００（後述する）が、交流発電機速度を表すＤＣ電圧信号２０２
を形成するように周波数対電圧変換器２０１によって変換される。信号２０２は
、適切に計測されたとき、速度の関数として所望の最適電力値Ｖ１を表す。ネッ
トワーク２０４は、参照番号２０８で表された利得回路Ｇ３（ｓ）に入力される
差信号２０６を出力する。利得回路２０８は、ネットワーク２１２に入力される
信号２１０を出力する。そのとき、信号２１０は適切な極性で合算され、トラン
ジスタＱ１を制御するＰＷＭ回路１０６（図２に示し、前述した。）に入力され
る。このような構成は、ブリッジ電圧が所望の電圧Ｖ１以下であるとき、トラン
ジスタＱ１のデューティサイクルを減少する。このようにして、所望の電圧Ｖ１
が維持され、それにより入手できる最大交流発電機出力電力を発生するように、
ブリッジの電流負荷が減少される。利得回路２０８が負に飽和され、かつ、利得
回路１０６が正に飽和する前にすべての制御を失うときに、利得回路１０４がＰ
ＷＭ１０６を完全に制御するのに十分な範囲を有するように、回路飽和レベルが
設定されることが重要である。Ｖ１が前述した所望のクランプ電圧レベルに達し
たとき、Ｖ１が制限されるように磁束ループが優勢になる。最大周波数対電圧変
換器出力電圧、すなわち所望の電圧Ｖ１をＶ１クランプ値がブリッジを設定する
以前にいくぶんＶ１以下の値まで制限することが重要である。このことは、増加
信号がクランプ電圧Ｖ１を超えるときに、増加信号がトランジスタＱ１を遮断し
始めることを回避させるために必要である。回路状況が自動的にＶ１を制限する
ように、周波数対電圧変換器の出力部の適切な利得を選択することによって、Ｖ
１を制限する機能が達成されうる。界磁制御がブリッジ電圧を制限する効果を取
るとき、制限電圧Ｖ１が利得回路２０８を励起されることから有効に守る。図３
に示す磁束ループは、図２に示す磁束ループとほぼ同じである。システムが過負
荷の状況に置かれたとき、界磁指令が常に完全［ＯＮ」にする。しかし、界磁巻
線を最大アンペアターンに駆動するように用いられた実際の電圧は、低級の電池
電圧である。界磁巻線の低下アンペアターンは、任意の速度において最適電圧Ｖ
１を比例して低下させる。図４は周波数対電圧変換器２０１の構成線図である。
周波数対電圧変換器２０１は、固定幅のパルス幅発生器３００からなり、そのト
リガ機能は入力周波数率にもとづく。固定幅パルスの振幅は、電池の実際電圧に
比例する。このうようにして、周波数対電圧変換器２０１の設定因子は、所望の
最適電圧Ｖ１が過負荷効果を含むように比例して変えられる。固定幅パルス発生
器３００の出力は、ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）３０２に入力される。ローパ
ス・フィルタ３０２は濾波されたパルス３０４を出力する。１４ボルト電池電圧
がその電圧にあるとき、濾波パルス３０４の平均出力が新しい最適所望電圧Ｖ１
を表す。 【００２９】 図４に示す特徴が図３に組み込まれた場合には、図１の直列スイッチ構成のた
めの合成制御ループがその形状を非常にしっかりしたものにし、前述したラッチ
アップ状態を排除する。さらに、前述の合成制御ループは、過負荷の状態を含め
て任意の速度で交流発電機システムから得られる電力を最大にする。この最大化
は、過負荷状況下で可能な最高出力電圧を達成する。 【００３０】 前述したように、図３の回路構成は、交流発電機速度に比例した周波数を要求
する。交流発電機速度に比例した周波数は、特別のセンサを追加せずに、いくつ
かの手段によって容易に達成できる。例えば、電池電圧の１／２（０．５）倍に
等しい電圧に関して出力線５４、５６、５８（図１参照）上の三相電圧信号の１
つまたはすべてからゼロ交差変移が容易に測定されうる。市販の集積回路はこの
機能のために入手でき、位相巻線上で基礎周波数の６倍の周波数を発生する。代
案として、出力線５４、５６、５８上の電圧は、電力ダイオード６０の電流のた
めに位相信号の毎サイクルごとに１回、アースに関して負になる。それらの入力
の減衰器またはクランプに関連した比較器は、３倍の位相周波数まで正味周波数
を生じるように、出力線５４、５６、５８上の各電圧信号に対して負または正の
変移を検知することができる。 【００３１】 強化された交流発電機システムのための分路スイッチ構成 図５において、本発明の交流発電機システムに係る別の実施例が、示されてい
る。この交流発電機システムは、Ｖ１によって表された平均整流交流発電機電圧
が速度と共に増加するようにする電圧ブーストモード・スイッチング回路からな
る。トランジスタＱ１が閉じられたとき、インダクタＬ１に流れる電流が増加す
る。トランジスタＱ１が開かれたとき、インダクタＬ１に流れる電流は、電池ま
たはインバータ、コンデンサ、もしくは図示するそれらの組合せをかいして反射
された電池である公称固定であるが高い二次電圧に流れる。トランジスタＱ１が
［ＯＦＦ」であるとき、インダクタＬ１を流れる電流は時間と共に減少する。こ
のスイッチング回路は、交流発電機平均出力電圧Ｖ１が限界範囲を超えた速度に
比例して変化させる。そのとき、適切なＤＣ電流はスイッチ［ＯＦＦ」の期間中
にインダクタＬ１をかいして出力に自動的に供給される。前述したように、速度
に伴う比例電圧増加を行う動作特性は、交流発電機システム用電力に比例増加を
許す。平均最適電圧Ｖ１が所望の出力ＤＣ電圧に達したとき、トランジスタＱ１
は［ＯＦＦ」に留まり、電圧制御が界磁制御のみによって取り扱われる状態で、
従来の交流発電機のそれまで回復する。差信号を発生するように基準電圧と合算
されたとき、１４ボルト出力からのフィードバックが、界磁巻線５０およびトラ
ンジスタＱ１を制御するように用いられる。１つの適用可能な制御機構の詳細な
記載が後に述べられる。 【００３２】 分路スイッチング調整器構成用基本制御ループ 直列モード降下スイッチング調整器において、等価基本平均ブリッジ出力電圧
が速度と共に増加するようにさせる基本原理は、速度が増加するに従って比較的
改善された交流発電機電力可能出力を抑える本発明の交流発電機システムの核心
である。図６は、等価基本平均ブリッジ出力電圧が速度と共に増加できるように
する直接制御回路構成を示す。図６に示す回路構成は、図２および図３の直列ス
イッチング調整器構成に用いられる同じ制御構成を示す。図６に示す回路構成は
、図５に示す交流発電機システムと共に用いられてもよい。図６に示すように、
電圧基準および測定された１４ボルトが、差または誤差信号４０２を出力するネ
ットワーク４００に入力される。差信号４０２は、利得および周波数補償を与え
る利得回路Ｇ４（ｓ）４０４に入力される。利得回路４０４の出力は、分路調整
器の電力スイッチング素子、すなわち図５に示すトランジスタＱ１のゲートを駆
動するＰＷＭ回路４０６に入力される。 【００３３】 図６に示す制御回路は、図５に示す４２ボルトシステム出力電圧よりもいくぶ
ん低い平均ブリッジ出力電圧を維持するように機能する磁束制御ループをさらに
含む。このような構成の目的は、分路スイッチング調整器を名目上能動非飽和状
態に維持してそれが１４ボルトの正確な制御を維持できるよにすることである。
利得回路４０４によって出力されたアナログ電圧Ｚは、利得回路Ｇ５（ｓ）４０
８に入力される。アナログ電圧Ｚの大きさは、スイッチング調整器がどの程度完
全［ＯＦＦ」動作付近にあるかを表す。利得回路４０８は、付加利得および周波
数補償をアナログ電圧Ｚに与える。利得回路４０８の出力は、ＰＷＭ回路４１０
に入力される。それに応答して、ＰＷＭ４１０は、界磁巻線５０の制御を与える
トランジスタ・スイッチ４１２のゲートを駆動する。デューティサイクルがゼロ
に近づくに従って、界磁電圧変調器が１００％以下のデューティサイクルで動作
点に生じる界磁巻線５０の平均電圧を減少し始める。磁束減少中の可能な動作点
が、図６に示すデューティサイクル対電圧グラフにおいて文字Ｐによって表示さ
れる。分路スイッチ変調器入力電圧Ｚが低分路スイッチ［ＯＮ」デューティサイ
クルを表示する低レベルになるまで、界磁減少領域に入れられない。界磁制御は
、システムが速度に比例して電力を増加できる領域を速度が超えるとき、界磁制
御が制御ループの本質的な観点になる。例えば、システムが類似のサイズではあ
るが高速度、完全磁束、完全負荷で非強化交流発電機の電力の３倍を供給するよ
うに設計されている場合に、この交流発電機は図５の形体において３倍のアイド
ル速度で４２ボルトを発生する。任意の減少された負荷または高速度は、磁界が
減少されない限り、システム内に過剰電圧を生じる。 【００３４】 分路スイッチング・システムの過剰負荷保護 図５に示す分路スイッチング形体において、過剰負荷性能は最適化されない。
本発明の後述する観点の理解を容易にするために、アイドルで動作する図５のシ
ステムおよびシステム負荷が徐々に増加されると仮定する。ニップルを無視した
インダクタＬ内のＤＣ電流は、出力ＤＣ負荷と共に増加する。アイドルおよび穏
当な負荷において、インダクタＬ内のＤＣ電流は、電圧の樹立およびブースト形
体が与える電流の対応する規定のために、負荷電流よりも常に大きい。負荷電流
が増加するに従って、インダクタ内のＤＣ電流（ニップルを無視する）が増加す
る。このＤＣインダクタ電流は、主交流発電機ＤＣブリッジにおける負荷ＤＣ電
流でもあることに注意されたい。前述したように、ブリッジからのＤＣ電流のさ
らなる増加がすべての出力電力の減少を生じる。このようにして、システムがい
ぜんとして低い値の抵抗によって負荷を受ける場合に、基本交流発電機ブリッジ
がその最大電力点を超えて動作しつつあるので、実際の出力電力はさらに減少す
る。調整された出力電圧はこの状態で低下し、このことは交流発電機界磁を駆動
するより少ない電圧を導入する。これは、最適ＤＣブリッジ電流および入手可能
出力電力を減少する界磁においてより少ないアンペアターンを導入する。 【００３５】 本発明によれば、過剰負荷保護は、分路スイッチに電流制限回路を組み入れる
ことによって図５のシステムにおいて達成されうる。代表的な市販ドライバ集積
回路またはチップは、ＰＷＭ信号の次のサイクルで更新された動作で「過剰電流
抑制」機能と協同する。分路スイッチが［ＯＮ」であるとき、ブリッジ電流およ
び分路スイッチ電流が同じ信号であるので、この点で電流制限を導入することは
非常に実用的でありかつ実現可能である。この電流制限は、前述したようにブリ
ッジの理想的な最大電力電流をわずかに超えて設定される。このシステムが過剰
負荷を受けた場合、１４ボルトが調整から脱落し、前述したループ（図６）が界
磁電圧完全［ＯＮ」を指令する。しかし、減少された１４ボルトが、ブリッジの
理想的な最大電力電流を低下させる界磁アンペアターンを減少させる傾向にある
。１４ボルトが低下するに従って、電流制限が比例して減少される場合に、シス
テムは最適電力レベルで動作し続け、したがって入手できるすべての出力電力を
供給する。この電流制限形体は同様に機能し、分路半導体スイッチＱ１がブース
ト電圧であるときに、動作のすべての速度に対して同じ結果を与える。 【００３６】 最大界磁電流は温度によって大きく変わる。これは、交流発電機運転条件の結
果として界磁巻線５０の動作温度において大きな変化のために現れる。図６Ａは
、上述した電流制御機能を含みかつ界磁巻線５０のアンペアターンの直接測定に
もとづいて電流制限を変える図６に示す制御ループの変形を示す。この改良は、
減少された１４ボルト電池状態および温度に伴う巻線抵抗変化を考慮に入れてい
る。両者を併せて、これらの効果は、２：１以上の効果を最大電力に対する最適
ブリッジ負荷電流にもたらすことができる。図６Ａに示すシステムの動作は後述
される。 【００３７】 図６Ａにおいて、検知抵抗１０００は、交流発電機の実際の界磁電流を検知す
る。この測定を容易かつ継続的にさせるために、界磁巻線用ＰＷＭ励起は上位ス
イッチ構成まで変化される。この検知抵抗１０００にまたがる電圧は、界磁巻線
５０のアンペアターンを測定する。固定サイズ変更によるこの界磁電流は、最適
化交流発電機ブリッジＤＣ負荷電流に直接比例する。界磁電流の測定は、このよ
うにしてＤＣブリッジ電流負荷のための電流限界点を表す。ブリッジ電流の瞬間
的な測定は、トランジスタＱ１（図５においても示されている）がＯＮに変わり
かつ検出抵抗１００１が電流を測定したときに起こる。分路電力トランジスタ・
スイッチＱ１の電流がこの設定電流に達したとき、比較器１００２は論理「０」
をそのＱ出力につくるようにラッチ回路１００６を設定する信号１００４を出力
する。このラッチ出力は、「ＡＮＤ」ゲート１００８に論理「０」レベルを有す
る信号１００９を出力させる。信号１００９は「ＯＲ」ゲート１０１０に入力さ
れる。それに応答して、「０Ｒ」ゲート１０１０が論理「０」レベルにあると仮
定すれば、「ＯＲ」ゲート１０１０は「ＯＦＦ］電力トランジスタ・スイッチＱ
１を「ＯＦＦ］に変える信号１０１２を出力する。ＰＷＭ回路１０１４は、「Ａ
ＮＤ」ゲート１００８が別のサイクル動作を開始するようにＰＷＭ回路１０１４
への制御を回復させる論理「１」状態へラッチ１００６のＱ出力を戻す負移行縁
を有する「鋸歯状波」信号１０１６を出力する。ＰＷＭ回路１０１４は、「ＡＮ
Ｄ」ゲート１００８に入力される信号１０１５を出力する。実際には、動作のこ
の電流制限モードはサイクルごとに動作し、限界が与えられていない場合に、実
際のＰＷＭ回路が指令している「ＯＮ」時間を短縮するように作用する。図６Ａ
に示された波形は、ＰＷＭ「鋸歯状波」基準および出力信号を示し、ラッチ・リ
セットのタイミングおよび限界がＰＷＭデューティサイクルにいかに効果を及ぼ
すかを示す。 【００３８】 界磁制御が遊びになるとき、回路がどのように振る舞うかを考えることが重要
である。最大電力状態で、速度が分路モード・スイッチング調整器に対して増加
するに従って、界磁は過剰電圧状況を避けるように減少されなければならない。
その回路は界磁励起電圧を減少することによってこれを行う。例えば、システム
が最大電力に対して、１４ボルトが調整されかつＱ１のデューティサイクルがゼ
ロに接近しつつある特定の領域内で負荷を受ける場合に、また、負荷電流が固定
されかつ速度が著しく増加する場合に、システム出力電圧が基準に関して増加す
る傾向にあり、Ｑ１のデューティサイクルをさらに減少させるがゼロにはならな
い。なぜならば、信号Ｚは界磁平均電圧（電流）を減少するようにＰＷＭ回路１
０１８を駆動するようにいぜんとして要求されているからである。トランジスタ
Ｑ１のデューティサイクルは、速度が２倍になった場合でも、減少するが有限に
留まる。界磁電流検知抵抗の減少された電流が、トランジスタＱ１を電流限度に
設定しつつある比較器の電圧を減少する。ＰＷＭ回路１０１８はトランジスタＱ
１をＯＮに変えるが、実際の負荷電流が界磁電流によって設定された最大値より
も高くなるので、ラッチがＰＷＭ回路１０１４によって出力された信号を抑制す
るので、トランジスタＱ１は直ちに「ＯＦＦ］に戻る。この動作モードにおいて
は、トランジスタＱ１は有効に「ＯＦＦ］になり、電池電圧制御は、利得回路１
０２０、１０２２、およびＰＷＭ回路１０１８をかいして作用する界磁制御ルー
プをかいしてのみになる。ブリッジ電流は、直列モード・スイッチング回路構成
において前述した配置に類似して下方ブリッジ整流器とトランジスタＱ１の下側
との間でブリッジのアース戻りにおいて電流抵抗を利用することによって連続し
て検出される。その新しい配置における検知抵抗は、電池アース（車両アース）
に関して負の電圧をつくる。電池アースは、図６Ａにおいて接地記号で表さられ
る。この信号の逆転は、図６Ａに示す電流検知入力信号に置き換わる。この連続
ブリッジ電流検知技術が利用された場合、図６ＡのトランジスタＱ１の「ＯＮ」
電流を検知する検知抵抗は要求されない。キャッチ・ダイオード１０２３は巻線
５０のＦ１とアースとの間に接続される。 【００３９】 ループ性能を点検するために、ブースト機能が能動である低速度において、こ
の制御ループは等しい電力出力に対してブリッジＤＣ電流を最小にする界磁電流
を常に最大にする。このことは、固定子銅損失を減少しかつ電力ダイオード損失
を最小にするために重要である。界磁電力が５０−６０ワットでもよいが、最大
負荷電流で、アイドル速度における交流発電機整流器ダイオードの電力は、代表
的には６０ワットよりも数倍大きくなる。固定子巻線損失は６０ワットよりもず
っと大きい。すべての回路損失を最小にするために、界磁電力の増分減量が、等
価に増加された固定子電流がつくる等価の余分損失よりも多い電力を節約するま
で、界磁電力を最大に維持することが好ましい。界磁電力の減少は、低い交流発
電機電力出力ですべての電力を節約するだけである。 【００４０】 交流発電機システムが完全負荷において運転しつつありかつ電池を含むすべて
の負荷が突然取り除かれた場合には、交流発電機システムは直列の過剰電圧状態
を発生する傾向にある。その主な原因は、交流発電機界磁が完全に励起され、過
負荷が取り除かれた場合に、界磁が減少されるまで交流発電機の出力電圧が非常
に高い電圧になるということである。代表的には、界磁時定数は１００ミリ秒程
度になり、また、電圧が抑制されない場合には、かなりの損失が起こる。この信
号を抑制するための回路が図６Ａに示されている。比較器１０２４は、４２ボル
トが５８ボルトに達した場合に、論理「１」信号を出力するように構成される。
抵抗Ｒ１は正のフィードバックを与えるように利用される。その正のフィードバ
ックは閾値スイッチ点までヒステリシスを誘導する。抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の適
正な選択によって、所望の電圧４２ボルトが５８ボルトを超えた場合に、比較器
が「ＯＮ」を切り換え、そして、電圧が閾値（例えば、４５ボルト）以下に低下
したとき、再び「ＯＦＦ］に変わる。比較器１０２４の出力が高いとき、その出
力は「ＯＲ」ゲート１０１０をかいしてトランジスタＱ１を「ＯＮ」に変える。
この信号は交流発電機を短絡し、それにより電圧が格別な閾値（例えば、４５ボ
ルト）に減衰するまで、４２ボルト出力にあるコンデンサＣ１（図５）にすべて
の電力を伝達する。その点において、トランジスタ・スイッチＱ１が「ＯＦＦ］
に変わり、機械界磁が十分に減衰しなかった場合に、Ｃ１（図５）の電圧が再び
増加し始める。５８ボルトが達成されないように磁界が十分に減衰されるまで、
４２ボルトが５８ボルトと４５ボルトとの間で前後に逸れるように、トランジス
タＱ１が実質的に振動サイクルに入る。１４ボルトのこの「ｈｉ」状態は、１４
ボルトが調整に戻るまで界磁電圧を「ＯＦＦ］に変えるように作用するゼロへ信
号Ｚ（図６Ａ参照）を強制する。 【００４１】 要約すれば、図６Ａに示す制御ループ構成は、過剰負荷状況においてさえも非
常にしっかりした性能を示す。アイドル速度から電圧ブーストがもはや要求され
ない速度までの領域において、システムが過剰負荷を受けたとき、出力電圧を最
大にする機械から得られる電力をシステムは最大化する。これは、界磁巻線抵抗
が温度に伴って変化するに従って、過負荷保護状態の下で減少された電池電圧に
よって生じた効果を含む。システムは、固定子銅損失および電力ダイオード損失
を最小にするように磁束を最大にするように動作する。その構成は、非常に少な
い余分な制御回路によって古典的「負荷ダンプ」状況に対して優れたクランプ電
圧保護を容易に与える。分路電力スイッチＱ１は、前述した制御技術によって遷
移過剰電圧を制限するように変調される。このようにして、今日共通用途にある
クランプ式ダイオード抑制はもはや供給されない。 【００４２】 図７は、図５に示す分路スイッチング調整器構成に適用できる別の開ループ技
術を示す。この実施例において、交流発電機速度を表す電気的入力周波数５００
は、交流発電機速度を表すＤＣ信号５０４を与えるように、周波数対電圧変換器
５０２によって変換される。信号５０４の大きさは文字Ｚで表される。交流発電
機速度に比例する周波数は、１またはそれを超えるブリッジ位相電圧を監視しか
つアースに関する負（または正）遷移を検出することによって補助センサの必要
性なしに得られる。分路スイッチング装置は、変調しながら、ブリッジ電圧およ
びその位相電圧を短絡する。しかし、電流は負荷電流のために下方ブリッジ・ダ
イオードに流れ続けるので、ブリッジが短絡されようとされまいとに拘わらず、
これらのダイオード内で少なくとも０．５ボルト毎サイクルの強力な負の信号が
ある。信号５０４はＰＷＭ５０６に入力される。それに応答して、ＰＷＭ５０６
は、インバータ５０８に入力される信号５０７を出力する。インバータ５０８の
出力は図５に示すトランジスタＱ１のゲートを駆動する。図５の交流発電機シス
テムが最大磁束励起でかつ最適電力負荷でちょうど４２ボルトを与えるとき、Ｐ
ＷＭ回路５０２が１００％デューティサイクルに到達するように、周波数対電圧
変換器５０２のサイズ変更係数が選択される。開ループ発生信号５０７対周波数
は、システム負荷が各周波数において最大電力である限り、同じトランジスタＱ
１を駆動するように図６または図６Ａにおいて起こるＰＷＭ回路５０６の出力に
接近した概数となる。図７に示す実施例においては、磁束ループは調整器電力が
１４ボルトである標準交流発電機電圧調整器を採用できる。調整器は、４２ボル
トの中間電圧をかいして調整された１４ボルトを保持するように界磁電流を変え
る。前述したように、４２／１４ボルト降下変換器は非常に効率的である。これ
は、１４ボルトが正確な調整のために目標とした電圧であるけれども、４２ボル
トが合理的に調整されることを暗示する。このループ構成において、界磁制御シ
ステムはアイドルから最大速度まで１４ボルト出力電圧の調整を維持し、他方、
分路電力半導体スイッチＱ１が交流発電機電圧を速度に伴って増加させるように
中間電圧レベル移動機構として作用する。 【００４３】 上述したこのいわば開ループ制御構成はまったく単純ではあるが、それは図６
Ａで概略述べたいくつかの利点を含んでいない。図示するように、過剰負荷状況
時または温度に伴う界磁電流変化時のように磁界強さが減少されるときに、性能
を最適にするように、その構成はデューティサイクルを変更しない。負荷電流が
高への中間にあるとき、低速度、最大磁束でそれは機械を運転しない。これは、
図６Ａに示す構成と同様に磁束を最大化するシステムに比べて高電力への中間で
いくぶん高いすべての損失を伴ってシステムをつくる。これらの特徴のいくつか
が加えられるが、好適実施例は図６Ａに概略示した電流制御によるより閉じられ
たループ接近になるように見える。 【００４４】 本発明の理解を容易にするために、古典的従来の磁束制御技術が図７Ａに示さ
れる。基準電圧および電池電圧は、誤差信号８０２を出力するネットワーク８０
０に入力される。誤差信号８０２は、利得および補償を与える利得回路８０４に
入力される。利得回路４０８は、ＰＷＭ回路８０８に入力される増幅された信号
８０６を出力する。ＰＷＭ回路８０８は、トランジスタ８１２のゲートに加えら
れる制御信号８１０を出力する。その結果、ロータ界磁巻線８１４を流れる電流
は、適正な出力電圧をつくるように十分な磁束を与える。 【００４５】 改良された４２／１４ボルト変換器構成を備えた小低損失 分路スイッチング制御器実施例 図８において、機能的には等価ではあるが、図５に示すブーストモード・スイ
ッチング調整器回路の小低損失実施例が示されている。交流発電機内部の固有の
固定子・インダクタンスが大外部インダクタンスの必要性を有効に排除または最
少にすることがわかった。このようにして、図８に示す別の実施例は外部インダ
クタンスを使用しない。さらに、ダイオード６００によって形成された電力ダイ
オードの三つ組みがその構成に加えられ、ダイオードＤ１（図５）を排除する効
果を有する。余分のダイオードの三つ組み（すなわち、ダイオード６００）はト
ランジスタＱ１によって短絡され、ダイオード６０からなるその他のダイオード
の三つ組みによって得られる出力から絶縁される。電力ダイオードの三つ組み６
００およびアースへのその共通スイッチング要素は、並列に駆動されかつアース
に接続された３つの別個のスイッチング要素に置き換えられてもよい。いずれの
構成もＤ１における先送り損失を排除し、それにより全体の回路効率を改善する
。すべての三相をアースに有効かつ同時に短絡する要素の配置は、分路スイッチ
機構の所望の機能である。制御の核心はこの改良によって変更されない。 【００４６】 図８において、本発明にもとづく交流発電機システムの別の実施例が示されて
いる。この実施例は交流発電機４２ボルトー１２ボルト降下変換器構成を利用す
る。この構成は、変圧器およびそれに関連した一次および二次電子機器が１４ボ
ルトの出力電力の２／３を処理しなければならない点で、図１および図５に示す
構成から異なる。これは、一次側（１／３出力電流）に流れるＤＣ電流がアース
にではなく、出力に直接に流れるので可能になる。エネルギ蓄積要素の最小数は
１４ボルトの出力を調整するインバータにおいて可変電力変調がない結果として
濾波を要求されるので、図８に示す変換器はサイズが比較的に小さい。１４ボル
ト電池電圧は、トランジスタＱ１の変調と関連して界磁電圧の制御をかいして調
整される。前述した図８に示す構成は、変圧器の１４ボルト高電流側における効
率を改善するように中央テーパ付き二次能動整流器を利用する。インバータは、
アイドル時に基本的交流発電機よりもずっと高い周波数で動作し、その下方電力
に連結されたその磁気的構造は、それが複数交流発電機能動磁気容積よりも著し
く小さくなることを許す。数キロワット、推定１．５ｋＷ負荷の２／３で運転す
るとき、それは少数のポンドを計るだけであり、非常に効率がよく、小型である
。二次漏洩電圧スパイクにおけるエネルギ損失は、簡単なキャッチダイオードを
かいして４２ボルト側に容易に回復可能である。図８に示す下方電力（サイズ）
インバータ構成は、図１および図５に示す変換器構成にも適用できる。変換器の
双方変換特性は、例えば、アイドルまでのエンジン運転中の電子弁システムを支
持するように要求される場合に、インバータは要求電力の２／３を変換しなけれ
ばならないだけである。その１／３は電池から直接にくるからである。 【００４７】 強化電力交流発電機システムの応用実施例およびスケール変更 分路調整器は、図５および図８に示すように、電力除氷応用に用いられうる。
代表的には、平均電圧Ｖ１が所望の出力電圧（例えば、４２ボルト）である状態
で、高速アイドル時の交流発電機は最大風防ガラス電力プラス最大車両電力を発
生するように（完全界磁において）設計されている。高速アイドル時およびそれ
以上において、トランジスタＱ１の変調は要求されない。システムが高速アイド
ル以下の速度で運転しているとき、トランジスタＱ１の変調は電圧Ｖ１から出力
電圧を引き上げる傾向にある。「Ｑ１変調」モードの運転は、高速アイドル以下
の速度で、風防ガラス除氷が作動されていないときでさえも起こりうる。 【００４８】 図５および図８において、通常のアイドル速度の２倍における動作を最適化す
るために、交流発電機固定子は以下の条件で巻線される。 （ａ）４２ボルトの従来の一定電圧モードにおいて動作する同じ交流発電機に比
べて巻き数を１／２にすること、および （ｂ）従来の一定電圧モードにおいて動作する同じ交流発電機に用いられる電線
の断面積の２倍になる断面積を有すること。 【００４９】 強化された性能ブーストモード交流発電機のこのバージョンは、従来の４２ボ
ルト交流発電機がアイドル時に有する電流（および出力電力）の２倍における同
じ固定子銅損失を持って２倍の速度で「二重電力」を示す。アイドル時の最大電
力について最適化された従来の交流発電機システムは、約１００％高銅損失を持
って二重アイドル時の電力で約４０％増加を示すだけである。 【００５０】 交流発電機が２倍のアイドル時に２倍の電力を発生するようにスケールを変更
されている場合には、速度が公称アイドル時に達成できる出力電力の約３．２倍
まで誘導する非常な高速度で約１．６の係数によって再び有効に増加する交流発
電機電力と共に増加するに従って、交流発電機はさらに多くの出力電力を発生し
続ける。増加電力可能出力は、出力電力が速度と共に増加することを要求する電
子弁システムに有用である。アイドル時に約１．５ｋＷの要求がなされたと仮定
した場合、（３．２）×（１．５ｋＷ）＝４．８ｋＷ合計が非常な高速度で入手
できる。１／３巻き総計対１／２巻き総計までの同じ分路モード交流発電機を再
スケール変更することは、３倍のアイドル時に３倍の電力（４．５ｋＷ）まで増
加する２倍アイドル時に２倍に電力（３ｋＷ）をいぜんとして発生する。異常な
高速度時において、限界電力は交流発電機サイズに影響を及ぼさずに、（１．６
）×（４．５ｋＷ）＝７．２ｋＷまで増加する。これはほとんど任意の高速電子
弁要求に対して十分である。再び、これはアイドル時に１．５ｋＷのみに対して
採寸された交流発電機によって実施され、また、トルクがアイドル時に１．５ｋ
Ｗを要求されたトルクよりも高くなるので、標準のベルトおよびプーリ集合体を
要求するだけである。車両が高エンジン速度で運転しつつあるとき、風防ガラス
除氷電力は状態では決して起こらない。このようにして、電子弁および電子除氷
システムは、標準の採寸交流発電機のみを備えた同じ車両に潜在的に利用されう
る。 【００５１】 この後者の４２ボルト出力をもつ３Ｘ電力システム用の交流発電機巻線は、１
４ボルト出力用に設計された１．５ｋＷ交流発電機と同じ巻線を有する。さらに
、それは、ブリッジ損失が同じになるように、アイドル時に同じ電流比率を有し
、また、ブリッジ・ダイオードが４２ボルト用途に見積もられた場合に、同じ交
流発電機がこの用途に用いられうる。 【００５２】 本発明の交流発電機システムは、交流発電機電力がアイドル時に基本的電力可
能出力以上の速度に比例して増加するようにさせる新規で経済的なシステムを提
供する。交流発電機のサイズは、同じアイドル電力用に最適に設計された従来の
交流発電機と同じである。電力強化回路構成と前述した関連制御回路構成の組付
けは、システム電力要求が電子的に作動される弁システムに要求される周波数と
共に増加するとき、著しい利点を提供する。 【００５３】 前述しかつ図４、５、６、６Ａに示したパルス幅変調（ＰＷＭ）回路は、図１
、５、８に示すトランジスタＱ１のデューティサイクルを変えるスイッチング変
調器のクラスを表すだけである。その他の適切な回路構成または集積回路が、全
要素総計を最小にし、最小パルス幅を与え、多スイッチング感度を減少し、およ
びリップル振幅を制御しつつ、スイッチング率を最小にするように用いられうる
ことを理解されたい。例えば、ヒステリシス変調器は、これらの機能のいくつか
を実施するように用いられてもよい。 【００５４】 図９において、本発明にもとづく交流発電機システムの別の実施例が示されて
いる。この交流発電機システムは、単純化された制御を許しながらアイドル速度
以上に著しい性能改善を提供する交流発電機スイッチ構成を利用する。この構成
において、トランジスタ・スイッチＱ１が補助ダイオード三つ組み共通点を１４
ボルトに直接に接続する。この構成の一実施例においては、トランジスタＱ１は
機械（すなわち、交流発電機）速度が固定値に達するまで「ＯＮ」に変えられ、
また、それがその速度以上で「ＯＦＦ］に変えられる。ヒステリシスの穏当な量
は、スイッチ「ＯＮ」周波数とスイッチ「ＯＦＦ］周波数との間でスイッチのガ
タガタ音を回避するように用いられる。周波数を検知しかつ周波数（速度）に比
例する電圧を発生するシステムがこの特許の以前に検討された。比較器構成がヒ
ステリシス幅を制御するように正のフィードバックを示す状態で、上述したヒス
テリシスはこの速度依存電圧で動作することよって容易に実施される。このヒス
テリシス回路は、周知の電子技術である。その極性は、所望のスイッチ指令を与
えるように選択される。交流発電機システムは、交流発電機固定子巻線が下方ダ
イオード三つ組みをかいしてアイドル時に１４ボルトを直接に供給するように、
設計される。トランジスタＱ１は約２倍のアイドル速度まで低速時に「ＯＮ」に
変えられる。トランジスタＱ１が「ＯＮ」に変えられたとき、界磁巻線５０は標
準交流発電機におけるように制御される。特に、所望の電圧を表す信号および測
定された手段を表す信号はネットワーク２０００に入力される。ネットワーク２
０００は、所望の電圧と測定された出力を表す信号との間の差を表す差信号２０
０１を出力する。利得回路２００４は、ＰＷＭ回路２００８を駆動する増幅され
た利得信号２００６を出力する。ＰＷＭ回路２００８は、トランジスタ２０１０
を駆動する。その結果、可変デューティサイクル電圧は、ループを閉じるように
交流発電機の界磁巻線５０に加えられる。 【００５５】 速度が増加するに従って、１４ボルトに流れるトランジスタＱ１電流はさらに
増すが、インダクタンス効果によって前述したように制限される。交流発電機速
度が増加するに従って、トランジスタＱ１をかいして達成される電力が「ＯＦＦ
」トランジスタＱ１に変えることによってかつ４２ボルトを直接に供給するよう
に交流発電機電力をダイオード６０ａ、６０ｂ、６０ｃから流し出すことによっ
て得られる。代案として、ダイオード６０ａ、６０ｂ、６０ｃは、前述した制御
構成においてトランジスタＱ１用の駆動信号の補足によって駆動される半導体Ｆ
ＥＴスイッチＱ３を追加することによって、排除されうる。トランジスタＱ３の
配置が図９Ａに示される。最大界磁磁束における最適スイッチ点は、約２倍のア
イドル時の公称固定周波数で名目上起こる。このスイッチ点が正しく選択される
場合には、達成しうる最大電力は、スイッチ・トランジスタＱ１が「ＯＮ」であ
ろうと「ＯＦＦ］であろうと、同じである。速度が増加し続けるに従って、トラ
ンジスタＱ１をかいして電力と比較された出力電力が実質的に増加するように、
機械が４２ボルト巻線によりよく整合される。この二重の（４２ボルト）―（１
４ボルト）構成において、トランジスタＱ１が「ＯＦＦ］のときに高速度で達成
できる最大電力は、トランジスタＱ１が「ＯＮ」に留まっている場合に、交流発
電機から得られる最大電力の３倍になる。このシステムにおける電圧調整構成は
、電力がトランジスタＱ１を流れようが流れまいが、同じに留まる。高速電力変
調器というよりはむしろモード・スイッチング素子としてスイッチＱ１を作動す
ることは、Ｃ１の電流リップル要求を最小化し、それによりＣ１のサイズを減少
されるようにする。変調を含まないＤＣ／ＤＣ変換器機能は、非常に小さなリッ
プル電流要求をＣ１につくるので、それは小さくなる。システムが交流発電機速
度から独立して「ＯＮ」であるときはいつでも、ＤＣ／ＤＣ変換器の双方特性は
、４２ボルトを得られることを意味する。トランジスタ・スイッチＱ１用動作電
圧は、（４２−１４）＝２８ボルトであるので、適正な電圧境界によってさえも
、採用されたＦＩＴ技術が、要求高電流可能出力を有しながら、このスイッチを
非常に安価にする。 【００５６】 図９に示すシステムの性能をさらに最適化するために、トランジスタＱ１は、
システムがアイドルから高速度に進行するに従って、交流発電機から得られる電
力出力を最適化するように変調されうる。上述した制御構造は、トランジスタＱ
１を１回だけ切り換え、したがって副最適化になる。上述したように電力がアイ
ドル時に最適化された場合に、適正制御を通して、交流発電機は速度に比例した
その電力を増加できる。 【００５７】 上記の副最適化システムは、アイドル速度時に完全最適化システムと同じ電力
を発生する。アイドル速度以上のときおよび切換えが起こる前に、得られる電力
は古典的Ｌｕｎｄｅｌｌと同様になり、公称切換えが起こる約２倍のアイドル時
に１．４の係数によって上昇する。切換え後、速度がさらに増加するに従って、
電力可能出力は、３倍のアイドル速度時に３倍のアイドル電力まで急速に成長す
る。この時点で、交流発電機電力は、速度がさらに増加するに従って、古典的な
Ｌｕｎｄｅｌｌ式で再び制限し始める。すべての非常高速時に、このシステムは
、切換えが起こらない場合に、同じ機械が供給できる電力の３倍を供給する。高
速時における非常に改善された電力可能出力を備えたこの直進システムは、高電
力電子弁を備えたものを含めたほとんどのシステムに対して十分かつ経済的であ
る。このシステムは、本発明の好適実施例を形成する。 【００５８】 上述した簡単な個々のシステム（１４および４２ボルトを含む）は第３の個別
電圧を含むように延長される。ＤＣ／ＤＣ変換変圧器の中央タップ４２ボルト側
は、名目上２８ボルトの電位にある。この電圧は、交流発電機ＤＣ出力が接続さ
れうる第３電圧として利用されうる。スイッチＱ２は、その構成に追加される。
交流発電機ブリッジ電圧を２８ボルトに中間接続するようにトランジスタＱ１が
「ＯＦＦ］に変わるとき、このスイッチは「ＯＮ」に変えられる。このスイッチ
は、逆電圧を支持できることを要求し、したがって、ブロッキング・ダイオード
または別のスイッチ技術（後述する）が要求される。速度が増加するに従って、
ダイオード６０ａ、６０ｂ、６０ｃ（図９）が排除された場合に、Ｑ１およびＱ
２が「ＯＦＦ］に変えられ、Ｑ３が「ＯＮ」に変えられる。代案として、ダイオ
ード６０ａ、６０ｂ、６０ｃが再度導入された場合に、トランジスタＱ３が排除
されうる。このスイッチング構成は、第２閾値センサを周波数対電圧変換器の前
述した出力に加えることによって、簡単に実施されうる。これらの２つの閾値セ
ンサ出力およびいくつかの簡単な論理、がスイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３を制御する
ように信号を発生する。第１閾値センサは、第２閾値センサがアイドル速度を約
２．２倍で状態を変えるように、約１．４倍のアイドル速度で状態を変える。状
態が変えられたとき、新しい出力が古い入力と同じ最大電力を発生できるように
、前以て選択される。要求される単純論理は、ゼロから１．４倍のアイドル速度
までＱ１「ＯＮ」、Ｑ２「ＯＦＦ］を指令することになる。Ｑ１は「ＯＦＦ］に
なり、Ｑ２は「ＯＮ」になり、Ｑ３は１．４倍のアイドル速度から２．２倍のア
イドル速度まで「ＯＦＦ］である。Ｑ３のみが２．２倍のアイドル速度時に「Ｏ
Ｎ」である。 【００５９】 この個別のスイッチング実施例は、速度増加に伴う交流発電機の最大可能出力
に非常に精密に整合することを許す。これは任意の高周波数電力変調を組み入れ
ないで可能であることを理解することが重要である。その結果は、ただ２つのみ
の半導体スイッチ、すなわちＱ１およびＱ２の追加によって３の係数で円滑に増
加する交流発電機電力可能出力となる。 【００６０】 真に最適な電力可能出力のために、我々は前述したような技術を適用すること
ができる。図９において、前述したことに類似して、最大電力時のＶ１平均電圧
が速度と共に直線的に増加するように、制御機能を加えることが望ましい。速度
がさらに増加するに従って、機械が、短絡トランジスタＱ１をかいしてアイドル
時１４ボルトに最大電力を与えるように最適化された場合に、トランジスタＱ１
は、アイドル時１４ボルトから３倍のアイドル時４２ボルトまでの速度に伴って
直線的にＶ１を増加させるように、変調されなければならない。開ループ方式で
なされた場合に、トランジスタＱ１は、３倍のアイドル時（０％デューティサイ
クル）完全「ＯＦＦ］になるアイドル時（１００％デューティサイクル）完全「
ＯＮ」に変調される。この種の「開」ループ信号を発生する技術は、図３および
図７に関連して前述した。図１０は、この技術がいかにしてこの状況に適用する
かを示す。周波数対電圧変換器３０００によって出力された電圧はネットワーク
３００２に入力される。同様に、アイドル周波数を表す固定基準電圧はネットワ
ーク３００２に入力される。ネットワーク３００２は、周波数対電圧変換器３０
００によって出力された電圧から基準電圧を減算し、差信号３００４を出力する
。この差信号３００４が正に移行するとき、直線的電圧傾斜がアイドル周波数時
の始動をする。この傾斜電圧は、周波数と共に直線的に増加し、パルス幅変調器
ＰＷＭ回路３００６に供給する。スケール変更は、ＰＷＭ回路３００６がアイド
ル速度時にそのデューティサイクルを増加し始め、３倍のアイドル速度時に１０
０％に達する。ＰＷＭ回路３００６の出力はインバータ３００８をかいして反転
されるので、デューティサイクルはゼロに移行し、ＰＷＭ回路３００６が１００
％デューティサイクル時にトランジスタＱ１を駆動する。インバータ３００８の
出力は、トランジスタＱ１（図９参照）を駆動する信号Ｙを出力するレベルシフ
ト回路３０１０に入力される。 【００６１】 前述したその他の制御システムの延長がここに適用される。特に、図６Ａに関
して述べた技術に類似した被制御電流限界の導入は、ここに適用できる。その場
合、トランジスタ・スイッチＱ１がアースよりはむしろ１４ボルトに接続する。
トランジスタＱ１の電流は、「ＯＮ」であるときに、変形構成においてブリッジ
電流の測定をいぜんとして表す。トランジスタＱ１が浮いているということは、
トランジスタＱ１電流限界指令および電流測定指令をつくり、そして、トランジ
スタＱ１スイッチ駆動をいくぶん複雑にする。前述したようにブリッジ用検知抵
抗を使用することは、この浮き構成における応用を単純化する。 【００６２】 前述した過剰電圧保護は、三つ組み電圧をアースに短絡することによってこの
構成に容易に追加される。素子が電池を短絡する後方への導入をするので、スイ
ッチＱ１がパワーＦＥＴである場合、このことはなされえない。ＦＥＴ装置はそ
の高電流可能出力および低損失のために好ましい要素である。もちろん、ダイオ
ードは、その損失が問題を提起するが、トランジスタＱ１に直列に加えられて、
１４ボルトに向かう。ＳＣＲ装置は逆方向への電流を阻止するので、その損失が
ＦＥＴ技術に関して高くなるが、トランジスタＱ１要素として適している。図９
のトランジスタＱ１が、２つの背中合わせＦＥＴ素子、すなわち、図１１に示す
ようなトランジスタＱＡおよびＱＢに置き換えられる場合に、電流の先送り方向
が電池から電流を流させるように逆の極性で接続される。しかし、ＦＥＴ ＱＢ
用のこの逆配置は、三つ組み電圧がアースに短絡されるとき、電圧を支持させる
。ＦＥＴ ＱＢは電池電圧よりも大きい電圧を経験するので、それはトランジス
タＱＡに比べてチップの同じサイズ用の低電圧、高電流可能出力になる。トラン
ジスタＱＡは、図９のトランジスタＱ１と同一である。過剰電圧保護トランジス
タ・スイッチＱＣが「ＯＮ」に変えられたとき、等価のトランジスタＱ１スイッ
チが「ＯＦＦ］に変えられる。これは、過剰電圧指令を逆転しかつトランジスタ
Ｑ１を駆動する「ＡＮＤ」回路に供給することによって、達成される。「ＡＮＤ
」機能の目的は、過剰電圧指令が与えられないとき、等価Ｑ１の正常制御を許す
ことである。過剰電圧検知および指令回路が図１１に示される。４２ボルトを表
す信号は、比較器３０１２をかいして過剰電圧閾値を表す基準電圧に比較される
。測定された４２ボルトがこの閾値を超えたとき、再トリガ可能固定パルス幅が
、交流発電機界磁の時間を減少させるように固定間隔で交流発電機を短絡するパ
ルス発生器３０１４によってつくられる。交流発電機界磁がゼロに指令されるよ
うに、この固定幅信号が電圧調整器誤差信号を無視するように用いられる。この
無視は、小コンデンサＣ１の過剰電圧が界磁よりも急速に減少するときに必要に
なり、その反射値は電池電圧が１４ボルト以下になるようにする。これは、界磁
電流が減少することが望まれるとき、調整器により多い界磁電流を指令させる。 【００６３】 トランジスタＱＢを加える代わりに、クロウバー機能が、補助の三つ組みダイ
オードを位相出力に加えることによって処理されうる。それらの共通接続点は、
「ＯＮ」に指令されたときに機械巻線をアースに短絡する再配置されたトランジ
スタＱＣの頂部に接続する。クロウバー機能は界磁が減少する間に１００ミリ秒
程度で継続するので、これらの部品は高価ではない。クロウバーを実施する第３
変更例は、３つのパワー半導体スイッチ（例えば、ＦＥＴ素子）を加える。各ス
イッチは個々の位相巻線出力をアースに短絡する。これらの３つのパワー半導体
素子は、共通クロウバー指令によって駆動される入力を有する。これらの部品は
、高電流を搬送するが、１００ミリ秒の短時間だけ「ＯＮ」になるので、それら
は比較的に小さい。後者の構成はトランジスタＱＢの追加を回避する。 【００６４】 上述した電力強化技術およびそれに関連した回路構成が、界磁被制御交流発電
機と共に使用されうる。 【００６５】 ここに記載した制御回路は、格別の制御機能を奏するアナログおよびデジタル
回路またはチップの点において与えられてきたが、デジタル制御技術は比較的低
コストおよび小占有空間のためのこれらの制御機能を再現するように利用されう
ることを理解されたい。 【図面の簡単な説明】 【図１】 本発明にもとづく交流発電機システムの一実施例の概略構成回路
図である。 【図２】 図１に示す直列電圧降下スイッチング・システムと併用する制御
ループ配置の一実施例の構成線図である。 【図３】 図１に示す直列電圧降下スイッチング・システムと併用する制御
ループ配置の別の実施例構成線図である。 【図４】 図３に示す周波数対電圧変換器の構成線図である。 【図５】 分路スイッチング構成を利用した本発明にもとづく交流発電機シ
ステムの一実施例の概略構成回路図である。 【図６】 図５に示す分路スイッチング構成と併用する閉ループ制御ループ
構成の構成線図である。 【図６Ａ】 図６に示す構成の別の実施例構成線図である。 【図７】 図５に示す分路スイッチング回路構成と併用するいわば開ループ
構成の構成線図である。 【図７Ａ】 従来の磁束制御構成の構成線図である。 【図８】 図５に示す分路スイッチング回路構成の別の実施例概略構成回路
図である。 【図９】 補助交流発電機ブリッジ出力から二重電圧システムの下方電圧端
子に半導体スイッチを組み込んだ本発明にもとづく別の実施例構成線図である。 【図９Ａ】 図９に示すシステムの別の実施例である。 【図１０】図９の電力スイッチを制御する機構を示す構成線図である。 【図１１】図９に適用できる「過剰電圧」保護回路を示す構成線図である。 【符号の説明】 ５０ 回転子界磁巻線 ５２ 固定子界磁巻線 ５４、５６、５８ 出力導線 ６０ パワーダイオード ６２ 電界効果トランジスタ（ＦＥＴ） ６６ 二次巻線。
の交流発電機に比べてアイドル以上の著しく強化された電力可能出力を有する交
流発電機からなる自動車交流発電機システムに関する。その技術は、Ｌｕｎｄｅ
ｌｌ式交流発電機および二重電圧システムに特に適用可能である。 【０００２】 【従来の技術】 電子弁作動システムは、電力が高エンジン速度で多キロワット範囲に成長した
状態で、低速度で穏当な電力のみを要求する。アイドル時に必要なシステム電力
および高速時により高い弁電力を供給する試みは、非常な高速時にこの電力の約
１．６倍に達する。システムがアイドル時に最適電力から離調されかつアイドル
時に要求された電力および高速時に要求された電力を供給するように設計されて
いても、この試みは過剰な慣性、ベルト滑り、高速運転の困難性を示す大交流発
電機を導入する。このようなシステムは、電子弁作動システムによって要求され
る高電力を供給するには実用的ではない。 【０００３】 代表的には、車両風防ガラス用の電子除氷機能は、車両が駆動する前に、迅速
に除氷をする著しい量の電力を必要とする。車両交流発電機システムは、その他
の車両機能のみならずこの除氷電力を潜在的に供給する。このような現状の風防
ガラス設計の１つは、薄い金属フィルム風防ガラスである。この風防ガラスから
迅速に氷を取り除くために、車両除氷システムは、３−５分間に約１２００ワッ
トと１５００ワットとの間の電力を要求する。さらに、除氷システムは、風防ガ
ラス技術に関連した規制に合致するように、比較的大きい動作電圧（例えば、４
２ボルト）を要求する。交流発電機システムは、その他の車両機能を好ましくは
提供しながら、要求された電圧で除氷機能の適正動作を可能にするのに十分な出
力電力を供給しなければならない。電力発生のこの問題に対する１つの可能な解
決は、アイドル時に必要な電力を供給できる比較的大きなサイズの従来の交流発
電機を構成することである。サイズ、慣性、高低速度トルク、ベルト滑り、必要
な高速運転の問題点が、非常に異なる交流発電機設計問題と組み合わされる。さ
らに、車両エンジン区画内の空間が既に貴重になる。 【０００４】 別の可能性は、除氷機能中常態のアイドル速度の２−３倍で、慣用のＬｕｎｄ
ｅｌｌ交流発電機を運転することである。しかし、アイドル時に最大電力まで設
計されたＬｕｎｄｅｌｌシステムは、交流発電機のサイズの実質的増加を回避す
るにはいぜん十分ではないこれらの上昇された速度で、電力の４０−５０％増を
供給するだけである。初期低温交流発電機の使用による電力利点はあるが、シス
テムはいぜん不足し、実質的に大きい交流発電機を要求する。 【０００５】 【発明が解決しようとする課題】 必要とされることは、交流発電機の物理的サイズの増加を必要とせずに、速度
の増加に従って交流発電機電力に比例して増加を与えることができる交流発電機
システムである。 【０００６】 【課題を解決するための手段】 従来のＬｕｎｄｅｌｌ（またはその他の）式交流発電機は、それらの最低動作
周波数においてできるだけ多くの電力を達成するように常態のアイドル時に最大
電力（電流）用にしばしば設計されている。この条件において、交流発電機は最
大界磁電流で動作し、定格電圧時に最大電流を配分する。このような交流発電機
構造においては、最大電流は特性曲線にもとづいて速度が常態アイドルを超えて
増加するに従って、最大電流が（一定出力電圧時）増加する。２倍アイドル時の
最大電流は、非常な高速時に約１．６倍のアイドル電流まで増加するアイドル電
流の約１．４倍になる。交流発電機位相巻線用単純回路モデルは、巻線インピー
ダンスに直列のＡＣ電圧源からなることに注意されたい。ＡＣ電圧源の振幅は、
１２０度だけ異なる各位相電圧をもった回転子および機械周波数に比例する。位
相ごとの機械インピーダンスは、巻線抵抗に直列のインダクタによって代表され
る。誘導インピーダンスが最低になるアイドル時においてさえも、誘導インピー
ダンスは、巻線抵抗よりも典型的にはずっと大きい。この誘導性効果は、アイド
ル時においてさえも機械における電流制限の主要因である。機械速度が完全磁束
において増加するとき、内部位相電圧源の振幅が周波数に比例して増加するが、
誘導インピーダンスも周波数に比例して増加する。このようにして、機械の内部
電圧が電池に関して非常に大きいけれども、機械からの最大電流は電圧対インピ
ーダンスの一定比によって有効に制限される。 【０００７】 交流発電機平均被整流出力電圧が速度と共に直線的に増加されかつそれが最適
に負荷を掛けられるならば、交流発電機の出力電力は速度に比例して増加する。
出力電圧が２の係数で増加するように交流発電機の有効負荷が調整されるならば
、交流発電機は２倍のアイドル速度時に２倍の電力を出力することができる。そ
の結果、被整流交流発電機電圧の有効負荷抵抗は２倍にされ、交流発電機平均被
整流出力電流は一定に留まる。このようにして、高速時の交流発電機の出力電力
は、交流発電機が一定で、固定電圧に有効にクランプされたことにもとづいて上
述した特性曲線によって合算された出力電力よりも非常に大きくなりうる。 【０００８】 高速時の高電力可能出力のために、二重電圧実施がなされる。二重電圧システ
ムは、システム電流を合理的に維持するように高電圧において高電力が実施され
うる間に、古典的１４ボルトのシステムが与えられる。 【０００９】 本発明にもとづく交流発電機システムのいくつかの実施例において、出力区分
における電力電子スイッチング要素によって増大されたＬｕｎｄｅｌｌ式交流発
電機が採用される。これら電力スイッチング実施例のいくつかは、高速時に優れ
た性能を達成するように固定子巻数および電線サイズのスケール変更を要求する
こともある。 【００１０】 本発明の交流発電機システムは、アイドル時に同じ電力可能出力に設計された
同じサイズのＬｕｎｄｅｌｌ交流発電機を用いた古典的なＬｕｎｄｅｌｌ交流発
電機システムに比べて、アイドル以上の著しく強化された電力可能出力を提供す
る。 【００１１】 一好適二重電圧実施例においては、電力スイッチ（半導体）は、低エンジン速
度時に低電圧負荷に直接交流発電機の出力を接続し、また、電力スイッチが高速
時に「開らかれて」いるとき、交流発電機電力は高電圧に接続される。１４ボル
ト／４２ボルト二重電圧システムにおいて、この構成は、出力が単独出力電圧に
接続された古典的非強化交流発電機システムに比べて、高速時に３倍の交流発電
機電力可能出力を与える。これは、交流発電機のサイズまたは要求された電流可
能出力を増加させずに達成され、高周波半導体電力変調が要求されない。 【００１２】 本発明の交流発電機システムは、高速度時に非常に大きくなる車両速度に伴っ
て弁電力が急激に増加するに従って、電子弁作動を伴う新進のシステムに特に適
用できる。強化されたシステムは、高電力電子風防ガラス除氷機能を備えた車両
にも適用できる。この状況において、交流発電機のサイズを増加させずに要求さ
れた高電力を得るために除氷機能が採用されたとき、車両は比較的高いアイドル
で自動的に作動される。 【００１３】 本発明の交流発電機システムは、速度に伴う閾値比例電力増加可能出力を達成
するために、交流発電機の出力に有効負荷抵抗を最適に整合させる。最大電力出
力性能のために、交流発電機システムは、交流発電機の速度と共に変わる交流発
電機ピーク内部線対線ＥＭＦの約６０％の平均被整流交流発電機出力電圧を維持
する。限界速度範囲（２：１）を超える最適動作は、非強化従来システムに比べ
て高速度でかつ非常に高い速度において交流発電機可能出力を２倍にした著しく
多い出力電力を供給できる。固定被制御最大被整流ＤＣ（直流電流）交流発電機
出力電流が、異なる動作速度で所定の交流発電機に対してこの最大電力を有効に
供給する。本発明によれば、上述した交流発電機出力に対する有効負荷抵抗は、
交流発電機の出力区分における電力スイッチング回路によって達成される。これ
らの要素およびそれらの制御実施の可能な系統化のいくつかの特別な実例が後述
される。 【００１４】 本発明の強化された交流発電機システムは、電子風防ガラス除氷機能が与えら
れかつ達成されたとき、比較的速いアイドル時に車両の運転を行うのに用いられ
てもよい。特に、車両が非常に寒い日に始動されるとき、本発明の交流発電機シ
ステムは比較的高いアイドル周波数で自動的に作動し、ニュートラルまたは緊急
制動で車両が駐車中であるときはいつでも、「ＯＮ」になり、そして、風防ガラ
ス除氷機能が同時に作動される。 【００１５】 本発明によれば、本発明の強化された交流発電機システムは、アイドル時に最
大電力を発生しかつ速いアイドル時に比例して電力を増加するように構成された
交流発電機およびそれに関連した電子回路構成からなる。好適実施例においては
、除氷のために要求された余分の電力が交流発電機のサイズの増加を要求しない
ように、速いアイドル速度が選択される。このようにして、交流発電機のサイズ
は、常態のアイドル時の非除氷電力要求のみにもとづく。 【００１６】 本発明の電子的電力強化交流発電機システムは、いかなる基本的交流発電機サ
イズ増加をまったく要求せずに、高速時の高い値の電力要求に合致する。さらに
、本発明の交流発電機システムに用いられる交流発電機は、その交流発電機およ
び従来の交流発電機がアイドル時に同じ最大電力可能出力を有している場合に、
最大トルク可能出力が同じに留まるので、ベルトおよびプーリのサイズを増加さ
せずに動作できる。本発明の交流発電機システムの顕著な利点は、そこに用いら
れる交流発電機が高速時に上述した最大トルクレベルを維持できることである。 【００１７】 本発明の交流発電機システムはまた、その他の可変界磁交流発電機技術にも適
用できる。 【００１８】 【発明の実施の形態】 ＜本発明を実施するモード＞ 本発明の好適実施例を記載するに当たっては、同様な参照番号は本発明の同様
な特徴を言及している図面の図１−１１について参照される。 【００１９】 直列スイッチ電圧降下構成 図１において、本発明の交流発電機システムの一実施例が示されている。本発
明の交流発電機システムのこの格別な実施例は、回転子界磁巻線５０と固定子巻
線５２とを有する回転子（図示せず）を有する交流発電機からなる。電流は入力
Ｆ１、Ｆ２をかいして界磁巻線５０に入力される。各固定子巻線５２の出力は、
出力導線５４、５６、５８をかいして出力される。交流発電機の回転子（図示せ
ず）が回転するとき、電圧が固定子巻線５２に誘導される。この電圧は出力導線
５４、５６、５８をかいして供給され、６個のパワー・ダイオード６０によって
形成される全波電圧整流器に接続される。このような全波電圧整流器の構成は当
該技術においては周知である。本発明のこの実施例（図１）の理解を容易にする
ために、後述する記載は回転子界磁巻線５０に関して１４ボルトで完全に励起さ
れ、また、交流発電機システムは重く負荷を掛けられる。トランジスタＱ１は直
列スイッチとして機能する。一実施例においては、トランジスタＱ１はＦＥＴ（
電界効果トランジスタ）である。ＤＣ交流発電機ブリッジ電圧Ｖ１が約４２ボル
トになるまでトランジスタＱ１が「ＯＮ」になっているとき、ＤＣ交流発電機ブ
リッジ電圧Ｖ１が速度と共に増加する。本発明によれば、Ｖ１は常態の車両アイ
ドル速度時に約４２ボルトになる。 【００２０】 図１において、交流発電機システムは、４個のＦＥＴ６２によって形成された
「Ｈ」ブリッジ・インバータと、ならびに一次巻線６４および二次巻線６６を有
する降下変圧器とからなる。降下変圧器は３：１の比を有する。「Ｈ」ブリッジ
・インバータは、高効率、中間周波数、方形波である。その二次巻線６６は能動
整流によって公称１４ボルトＤＣを与える。電圧Ｖ１が４２ボルトになるまで、
トランジスタＱ１は完全に「ＯＮ」に留まり、「Ｈ」ブリッジ・インバータの頂
部に約４２ボルトを与えるようにトランジスタＱ１を電流が流れる。「Ｈ」ブリ
ッジが設計上低整流損失高効率であるので、交流発電機システムは効率的双方様
式において４２ボルトと１４ボルトとの間で電力を伝達するように作用する。ブ
リッジおよび能動整流集合体用のほぼ同調された相補駆動信号が図１において文
字ＸおよびＸ−（実際には文字Ｘの上にＸ−が付されているが、便宜上「Ｘ−」
と記す。以下同様である。）によって表される。適正な電池性能を維持するため
に後述するように、電圧がシステムによって正確に調整されるように、システム
における電池のみが１４ボルト電池である。４２ボルトは、固定変圧比および低
損失のＤＣ／ＤＣ変換器設計によってある意味で間接的に調整されている。Ｃ１
、Ｑ１、Ｄ１、Ｌ１、Ｃ２の標準直列スイッチング調整器構成は、交流発電機の
速度が増加するに従って効果を現す。「Ｈ」ブリッジ・インバータによって電池
に変圧された４２ボルトが所望の１４ボルトに達したとき、トランジスタＱ１が
動作のスイッチング・モードに入り、それによりバス電圧Ｖ１が速度と共に増加
することを許す。この特徴は、交流発電機の電力が速度に比例して増加すること
を許すことである。好適実施例においては、トランジスタＱ１が１４ボルトを調
整するように作動され、また、速度に伴う電力の増加が達成された後にシステム
電圧が最小化されるように界磁巻線５０が最大ブリッジ電圧を制限するように制
御される。界磁巻線５０を制御するように用いられる回路構成は、後に詳述され
る。図１は、風防ガラス除氷電力が可能になり、前述したように迅速アイドル指
令論理を示す。電圧負荷が図１には示されていないが、４２ボルトから１４ボル
トへの変換器の双方特性が、単独の電池は車両がアイドルになるまで、エンジン
および供給電力を４２ボルトに始動するように要求された低電力弁電力を供給す
ることを許すことは、理解されるであろう。 【００２１】 直列モード効果スイッチング調整器用基本制御ループ 本発明によれば、トランジスタＱ１（図１参照）は、交流発電機の速度が増加
するに従って、ブリッジ電圧Ｖ１を増加させる制御回路によって駆動される。こ
のような構成は、高速時における交流発電機電力可能出力の著しい改良を行う本
発明の交流発電機システムの顕著な特徴である。図２は、トランジスタＱ１のゲ
ートを駆動する制御回路を示す。実際の１４ボルト出力および等価の１４ボルト
出力および等価基準が、評価差信号１０２を出力するネットワーク１００に入力
される。信号１０２は、参照番号１０４で表される利得回路Ｇ１（ｓ）に入力さ
れる。これは、振幅および周波数補償を与える。利得回路１０４の出力（Ｚで表
される）は、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路１０６に入力される。それに応答して
、ＰＷＭ回路１０６は、図１に示す直列スイッチング・トランジスタＱ１のゲー
トを励起する。１４ボルトがアイドルから最高速度までブリッジ電圧にもとづい
て正確に調整されるように、この回路構成によって形成された閉ループがスイッ
チのデューティサイクルを調整する。 【００２２】 図２の制御回路は、性能を改善しかつ交流発電機システムの費用を低減する磁
束制御ループを含む。この磁束制御ループは、ブリッジ電圧を基準電圧に制限ま
たは「留める」ように構成される。図２に示すように、測定されたブリッジ出力
電圧Ｖ１および所望の最大「留置」電圧は、評価差信号１０２を出力するネット
ワーク１０７に入力される。差信号は、参照番号１０８で表された利得回路Ｇ２ （ｓ）に入力される。その利得回路１０８は差信号に対して周波数補償を増幅し
かつ与える。利得回路１０８の出力は、ＰＷＭ回路１１０に入力される。ＰＷＭ
回路１１０の出力は、インバータ回路１１２に入力される。インバータ回路１１
２は、トランジスタ１１４のゲートに入力される制御信号１１３を出力する。ト
ランジスタ１１４は、界磁巻線５０の制御として機能する。界磁インダクタンス
・クランプ・ダイオード１１６は、入力Ｆ１、Ｆ２にまたがって接続される。１
４ボルトが界磁電力として用いられる場合には、界磁インダクタンス・クランプ
・ダイオード１１６は、必用に応じて、過剰電圧遷移への応答時間を改善するよ
うに、４２ボルトまで戻される。 【００２３】 界磁巻線５０における界磁電圧が完全値に固定維持される場合には、ブリッジ
電圧は高速度、特に軽負荷で過剰になる。これは、交流発電機の高速度が４２ボ
ルト出力の１０−２０倍のＶ１電圧に導くアイドル速度の１０倍を超えるからで
ある。例えば、同じサイズの標準交流発電機を超える高速電力（電流）において
３の係数によって改善を実現することが必要である。図２の磁束ループは、必要
な性能改善を達成するように、４２ボルト出力の３倍までブリッジ電圧を制限す
るように用いられる。 【００２４】 直列モード・スイッチング調整器のための過剰負荷保護 図１の直列モード・スイッチング調整器および図２のそれについて記載された
制御は、システム電力過剰負荷状況において低下された性能を示す。この問題は
、基本機構の理解をかいして容易に回避されうる。図示するために、交流発電機
が４２ボルトを発生し、トランジスタＱ１が「ＯＦＦ］を緩和するように始動す
る状態で、完全負荷においてアイドル速度で運転をしたと仮定する。磁束は最大
になる。システムがその完全電力可能出力を超えて負荷を受けた場合、１４ボル
トおよび４２ボルト出力が値を低下させ、トランジスタＱ１が完全「ＯＮ」に強
制される。有効負荷抵抗がより多くの電流を引き出すように低くなされた場合に
、電圧が電圧Ｖ１を含む調整された値以下にうまくなっている間に、交流発電機
出力電流が高く継続し、その短絡値に近づく。交流発電機の速度が潜在的に低い
抵抗負荷によってさらに増加される場合に、電圧Ｖ１はトランジスタＱ１が変調
を開始するのに十分に増加しない。これは、基本的交流発電機巻線がそれらの最
大電流近くを既に与えつつあるからである。その最大電流は、非常に高速であっ
てもさらに増加しない。システムは、基本的出力電圧が調整に達しないラッチ式
状況にある。この状況においては、トランジスタＱ１は決して「ＯＦＦ］を緩和
しないので、交流発電機平均被整流電圧は、入手可能であるべき電圧および電力
において比例増加を実現することはできない。基本的問題は、交流発電機のブリ
ッジ被整流集合体から引き出されるＤＣ電流の特性的固定最大電力値が超過され
つつあることである。 【００２５】 このようにして、本発明によれば、本発明の交流発電機システムは、システム
電力過負荷状況において直列スイッチング調整器のための過負荷保護回路構成を
利用する。一実施例においては、過負荷保護回路構成は、実際の平均ブリッジ電
流を測定する回路からなる。好ましくは、平均ブリッジ電流はコンデンサＣ１の
前で測定される。過負荷保護回路構成は、ブリッジ電流がプリセット値（固定最
適電力値）を超え始めたとき、誤差信号を発生する回路を含む。誤差信号は、ト
ランジスタＱ１を駆動するパルス幅変調器の入力に合算される。パルス幅変調器
は、その変調器がトランジスタＱ１を［ＯＦＦ」に変え始めるように、極性を有
する。これは、ブリッジ電流を制限する効果を有する。最適電力点電流をちょう
ど超えるまで平均ブリッジ電流を制限することによって、システム出力のほとん
どすべての電力が既存の動作速度で発生できる。システム負荷が、１４ボルト界
磁電圧がさらに減少されるように働く場合に、交流発電機の最大電力可能出力が
さらに減少される。電流限度を１４ボルトまで設定することによって、システム
はこの減少された磁束で可能な最大電力を発生し続ける。速度がさらに増加する
に従って、この固定された電流における電力は速度に比例して増加し、ラッチア
ップ状態は回避されうる。１４ボルトがその正常調整値以下であるとき、電流制
限回路の追加がシステムの出力電力を最大にすることができる。 【００２６】 一実施例においては、電流を測定する回路構成は、コンデンサＣ１と整流器集
合体との間にあるアース側の電流検知抵抗からなる。この構造は、下方整流器集
合体のアース側が接地交流発電機ケースから絶縁されていることを要求する。 【００２７】 前述した過負荷保護回路構成は、単なる一例である。他の適当な回路構成も可
能である。 【００２８】 図３において、電力過負荷問題を解決する図１の直列スイッチング構成と共に
用いる交流発電機制御回路が示されている。この交流発電機制御回路は、直接ま
たは間接電流測定を要求しない。この構成は、最適負荷交流発電機電圧Ｖ１が速
度に比例して増加する原理にもとづく。この構成は、交流発電機速度を表す電気
的入力周波数２００（後述する）が、交流発電機速度を表すＤＣ電圧信号２０２
を形成するように周波数対電圧変換器２０１によって変換される。信号２０２は
、適切に計測されたとき、速度の関数として所望の最適電力値Ｖ１を表す。ネッ
トワーク２０４は、参照番号２０８で表された利得回路Ｇ３（ｓ）に入力される
差信号２０６を出力する。利得回路２０８は、ネットワーク２１２に入力される
信号２１０を出力する。そのとき、信号２１０は適切な極性で合算され、トラン
ジスタＱ１を制御するＰＷＭ回路１０６（図２に示し、前述した。）に入力され
る。このような構成は、ブリッジ電圧が所望の電圧Ｖ１以下であるとき、トラン
ジスタＱ１のデューティサイクルを減少する。このようにして、所望の電圧Ｖ１
が維持され、それにより入手できる最大交流発電機出力電力を発生するように、
ブリッジの電流負荷が減少される。利得回路２０８が負に飽和され、かつ、利得
回路１０６が正に飽和する前にすべての制御を失うときに、利得回路１０４がＰ
ＷＭ１０６を完全に制御するのに十分な範囲を有するように、回路飽和レベルが
設定されることが重要である。Ｖ１が前述した所望のクランプ電圧レベルに達し
たとき、Ｖ１が制限されるように磁束ループが優勢になる。最大周波数対電圧変
換器出力電圧、すなわち所望の電圧Ｖ１をＶ１クランプ値がブリッジを設定する
以前にいくぶんＶ１以下の値まで制限することが重要である。このことは、増加
信号がクランプ電圧Ｖ１を超えるときに、増加信号がトランジスタＱ１を遮断し
始めることを回避させるために必要である。回路状況が自動的にＶ１を制限する
ように、周波数対電圧変換器の出力部の適切な利得を選択することによって、Ｖ
１を制限する機能が達成されうる。界磁制御がブリッジ電圧を制限する効果を取
るとき、制限電圧Ｖ１が利得回路２０８を励起されることから有効に守る。図３
に示す磁束ループは、図２に示す磁束ループとほぼ同じである。システムが過負
荷の状況に置かれたとき、界磁指令が常に完全［ＯＮ」にする。しかし、界磁巻
線を最大アンペアターンに駆動するように用いられた実際の電圧は、低級の電池
電圧である。界磁巻線の低下アンペアターンは、任意の速度において最適電圧Ｖ
１を比例して低下させる。図４は周波数対電圧変換器２０１の構成線図である。
周波数対電圧変換器２０１は、固定幅のパルス幅発生器３００からなり、そのト
リガ機能は入力周波数率にもとづく。固定幅パルスの振幅は、電池の実際電圧に
比例する。このうようにして、周波数対電圧変換器２０１の設定因子は、所望の
最適電圧Ｖ１が過負荷効果を含むように比例して変えられる。固定幅パルス発生
器３００の出力は、ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）３０２に入力される。ローパ
ス・フィルタ３０２は濾波されたパルス３０４を出力する。１４ボルト電池電圧
がその電圧にあるとき、濾波パルス３０４の平均出力が新しい最適所望電圧Ｖ１
を表す。 【００２９】 図４に示す特徴が図３に組み込まれた場合には、図１の直列スイッチ構成のた
めの合成制御ループがその形状を非常にしっかりしたものにし、前述したラッチ
アップ状態を排除する。さらに、前述の合成制御ループは、過負荷の状態を含め
て任意の速度で交流発電機システムから得られる電力を最大にする。この最大化
は、過負荷状況下で可能な最高出力電圧を達成する。 【００３０】 前述したように、図３の回路構成は、交流発電機速度に比例した周波数を要求
する。交流発電機速度に比例した周波数は、特別のセンサを追加せずに、いくつ
かの手段によって容易に達成できる。例えば、電池電圧の１／２（０．５）倍に
等しい電圧に関して出力線５４、５６、５８（図１参照）上の三相電圧信号の１
つまたはすべてからゼロ交差変移が容易に測定されうる。市販の集積回路はこの
機能のために入手でき、位相巻線上で基礎周波数の６倍の周波数を発生する。代
案として、出力線５４、５６、５８上の電圧は、電力ダイオード６０の電流のた
めに位相信号の毎サイクルごとに１回、アースに関して負になる。それらの入力
の減衰器またはクランプに関連した比較器は、３倍の位相周波数まで正味周波数
を生じるように、出力線５４、５６、５８上の各電圧信号に対して負または正の
変移を検知することができる。 【００３１】 強化された交流発電機システムのための分路スイッチ構成 図５において、本発明の交流発電機システムに係る別の実施例が、示されてい
る。この交流発電機システムは、Ｖ１によって表された平均整流交流発電機電圧
が速度と共に増加するようにする電圧ブーストモード・スイッチング回路からな
る。トランジスタＱ１が閉じられたとき、インダクタＬ１に流れる電流が増加す
る。トランジスタＱ１が開かれたとき、インダクタＬ１に流れる電流は、電池ま
たはインバータ、コンデンサ、もしくは図示するそれらの組合せをかいして反射
された電池である公称固定であるが高い二次電圧に流れる。トランジスタＱ１が
［ＯＦＦ」であるとき、インダクタＬ１を流れる電流は時間と共に減少する。こ
のスイッチング回路は、交流発電機平均出力電圧Ｖ１が限界範囲を超えた速度に
比例して変化させる。そのとき、適切なＤＣ電流はスイッチ［ＯＦＦ」の期間中
にインダクタＬ１をかいして出力に自動的に供給される。前述したように、速度
に伴う比例電圧増加を行う動作特性は、交流発電機システム用電力に比例増加を
許す。平均最適電圧Ｖ１が所望の出力ＤＣ電圧に達したとき、トランジスタＱ１
は［ＯＦＦ」に留まり、電圧制御が界磁制御のみによって取り扱われる状態で、
従来の交流発電機のそれまで回復する。差信号を発生するように基準電圧と合算
されたとき、１４ボルト出力からのフィードバックが、界磁巻線５０およびトラ
ンジスタＱ１を制御するように用いられる。１つの適用可能な制御機構の詳細な
記載が後に述べられる。 【００３２】 分路スイッチング調整器構成用基本制御ループ 直列モード降下スイッチング調整器において、等価基本平均ブリッジ出力電圧
が速度と共に増加するようにさせる基本原理は、速度が増加するに従って比較的
改善された交流発電機電力可能出力を抑える本発明の交流発電機システムの核心
である。図６は、等価基本平均ブリッジ出力電圧が速度と共に増加できるように
する直接制御回路構成を示す。図６に示す回路構成は、図２および図３の直列ス
イッチング調整器構成に用いられる同じ制御構成を示す。図６に示す回路構成は
、図５に示す交流発電機システムと共に用いられてもよい。図６に示すように、
電圧基準および測定された１４ボルトが、差または誤差信号４０２を出力するネ
ットワーク４００に入力される。差信号４０２は、利得および周波数補償を与え
る利得回路Ｇ４（ｓ）４０４に入力される。利得回路４０４の出力は、分路調整
器の電力スイッチング素子、すなわち図５に示すトランジスタＱ１のゲートを駆
動するＰＷＭ回路４０６に入力される。 【００３３】 図６に示す制御回路は、図５に示す４２ボルトシステム出力電圧よりもいくぶ
ん低い平均ブリッジ出力電圧を維持するように機能する磁束制御ループをさらに
含む。このような構成の目的は、分路スイッチング調整器を名目上能動非飽和状
態に維持してそれが１４ボルトの正確な制御を維持できるよにすることである。
利得回路４０４によって出力されたアナログ電圧Ｚは、利得回路Ｇ５（ｓ）４０
８に入力される。アナログ電圧Ｚの大きさは、スイッチング調整器がどの程度完
全［ＯＦＦ」動作付近にあるかを表す。利得回路４０８は、付加利得および周波
数補償をアナログ電圧Ｚに与える。利得回路４０８の出力は、ＰＷＭ回路４１０
に入力される。それに応答して、ＰＷＭ４１０は、界磁巻線５０の制御を与える
トランジスタ・スイッチ４１２のゲートを駆動する。デューティサイクルがゼロ
に近づくに従って、界磁電圧変調器が１００％以下のデューティサイクルで動作
点に生じる界磁巻線５０の平均電圧を減少し始める。磁束減少中の可能な動作点
が、図６に示すデューティサイクル対電圧グラフにおいて文字Ｐによって表示さ
れる。分路スイッチ変調器入力電圧Ｚが低分路スイッチ［ＯＮ」デューティサイ
クルを表示する低レベルになるまで、界磁減少領域に入れられない。界磁制御は
、システムが速度に比例して電力を増加できる領域を速度が超えるとき、界磁制
御が制御ループの本質的な観点になる。例えば、システムが類似のサイズではあ
るが高速度、完全磁束、完全負荷で非強化交流発電機の電力の３倍を供給するよ
うに設計されている場合に、この交流発電機は図５の形体において３倍のアイド
ル速度で４２ボルトを発生する。任意の減少された負荷または高速度は、磁界が
減少されない限り、システム内に過剰電圧を生じる。 【００３４】 分路スイッチング・システムの過剰負荷保護 図５に示す分路スイッチング形体において、過剰負荷性能は最適化されない。
本発明の後述する観点の理解を容易にするために、アイドルで動作する図５のシ
ステムおよびシステム負荷が徐々に増加されると仮定する。ニップルを無視した
インダクタＬ内のＤＣ電流は、出力ＤＣ負荷と共に増加する。アイドルおよび穏
当な負荷において、インダクタＬ内のＤＣ電流は、電圧の樹立およびブースト形
体が与える電流の対応する規定のために、負荷電流よりも常に大きい。負荷電流
が増加するに従って、インダクタ内のＤＣ電流（ニップルを無視する）が増加す
る。このＤＣインダクタ電流は、主交流発電機ＤＣブリッジにおける負荷ＤＣ電
流でもあることに注意されたい。前述したように、ブリッジからのＤＣ電流のさ
らなる増加がすべての出力電力の減少を生じる。このようにして、システムがい
ぜんとして低い値の抵抗によって負荷を受ける場合に、基本交流発電機ブリッジ
がその最大電力点を超えて動作しつつあるので、実際の出力電力はさらに減少す
る。調整された出力電圧はこの状態で低下し、このことは交流発電機界磁を駆動
するより少ない電圧を導入する。これは、最適ＤＣブリッジ電流および入手可能
出力電力を減少する界磁においてより少ないアンペアターンを導入する。 【００３５】 本発明によれば、過剰負荷保護は、分路スイッチに電流制限回路を組み入れる
ことによって図５のシステムにおいて達成されうる。代表的な市販ドライバ集積
回路またはチップは、ＰＷＭ信号の次のサイクルで更新された動作で「過剰電流
抑制」機能と協同する。分路スイッチが［ＯＮ」であるとき、ブリッジ電流およ
び分路スイッチ電流が同じ信号であるので、この点で電流制限を導入することは
非常に実用的でありかつ実現可能である。この電流制限は、前述したようにブリ
ッジの理想的な最大電力電流をわずかに超えて設定される。このシステムが過剰
負荷を受けた場合、１４ボルトが調整から脱落し、前述したループ（図６）が界
磁電圧完全［ＯＮ」を指令する。しかし、減少された１４ボルトが、ブリッジの
理想的な最大電力電流を低下させる界磁アンペアターンを減少させる傾向にある
。１４ボルトが低下するに従って、電流制限が比例して減少される場合に、シス
テムは最適電力レベルで動作し続け、したがって入手できるすべての出力電力を
供給する。この電流制限形体は同様に機能し、分路半導体スイッチＱ１がブース
ト電圧であるときに、動作のすべての速度に対して同じ結果を与える。 【００３６】 最大界磁電流は温度によって大きく変わる。これは、交流発電機運転条件の結
果として界磁巻線５０の動作温度において大きな変化のために現れる。図６Ａは
、上述した電流制御機能を含みかつ界磁巻線５０のアンペアターンの直接測定に
もとづいて電流制限を変える図６に示す制御ループの変形を示す。この改良は、
減少された１４ボルト電池状態および温度に伴う巻線抵抗変化を考慮に入れてい
る。両者を併せて、これらの効果は、２：１以上の効果を最大電力に対する最適
ブリッジ負荷電流にもたらすことができる。図６Ａに示すシステムの動作は後述
される。 【００３７】 図６Ａにおいて、検知抵抗１０００は、交流発電機の実際の界磁電流を検知す
る。この測定を容易かつ継続的にさせるために、界磁巻線用ＰＷＭ励起は上位ス
イッチ構成まで変化される。この検知抵抗１０００にまたがる電圧は、界磁巻線
５０のアンペアターンを測定する。固定サイズ変更によるこの界磁電流は、最適
化交流発電機ブリッジＤＣ負荷電流に直接比例する。界磁電流の測定は、このよ
うにしてＤＣブリッジ電流負荷のための電流限界点を表す。ブリッジ電流の瞬間
的な測定は、トランジスタＱ１（図５においても示されている）がＯＮに変わり
かつ検出抵抗１００１が電流を測定したときに起こる。分路電力トランジスタ・
スイッチＱ１の電流がこの設定電流に達したとき、比較器１００２は論理「０」
をそのＱ出力につくるようにラッチ回路１００６を設定する信号１００４を出力
する。このラッチ出力は、「ＡＮＤ」ゲート１００８に論理「０」レベルを有す
る信号１００９を出力させる。信号１００９は「ＯＲ」ゲート１０１０に入力さ
れる。それに応答して、「０Ｒ」ゲート１０１０が論理「０」レベルにあると仮
定すれば、「ＯＲ」ゲート１０１０は「ＯＦＦ］電力トランジスタ・スイッチＱ
１を「ＯＦＦ］に変える信号１０１２を出力する。ＰＷＭ回路１０１４は、「Ａ
ＮＤ」ゲート１００８が別のサイクル動作を開始するようにＰＷＭ回路１０１４
への制御を回復させる論理「１」状態へラッチ１００６のＱ出力を戻す負移行縁
を有する「鋸歯状波」信号１０１６を出力する。ＰＷＭ回路１０１４は、「ＡＮ
Ｄ」ゲート１００８に入力される信号１０１５を出力する。実際には、動作のこ
の電流制限モードはサイクルごとに動作し、限界が与えられていない場合に、実
際のＰＷＭ回路が指令している「ＯＮ」時間を短縮するように作用する。図６Ａ
に示された波形は、ＰＷＭ「鋸歯状波」基準および出力信号を示し、ラッチ・リ
セットのタイミングおよび限界がＰＷＭデューティサイクルにいかに効果を及ぼ
すかを示す。 【００３８】 界磁制御が遊びになるとき、回路がどのように振る舞うかを考えることが重要
である。最大電力状態で、速度が分路モード・スイッチング調整器に対して増加
するに従って、界磁は過剰電圧状況を避けるように減少されなければならない。
その回路は界磁励起電圧を減少することによってこれを行う。例えば、システム
が最大電力に対して、１４ボルトが調整されかつＱ１のデューティサイクルがゼ
ロに接近しつつある特定の領域内で負荷を受ける場合に、また、負荷電流が固定
されかつ速度が著しく増加する場合に、システム出力電圧が基準に関して増加す
る傾向にあり、Ｑ１のデューティサイクルをさらに減少させるがゼロにはならな
い。なぜならば、信号Ｚは界磁平均電圧（電流）を減少するようにＰＷＭ回路１
０１８を駆動するようにいぜんとして要求されているからである。トランジスタ
Ｑ１のデューティサイクルは、速度が２倍になった場合でも、減少するが有限に
留まる。界磁電流検知抵抗の減少された電流が、トランジスタＱ１を電流限度に
設定しつつある比較器の電圧を減少する。ＰＷＭ回路１０１８はトランジスタＱ
１をＯＮに変えるが、実際の負荷電流が界磁電流によって設定された最大値より
も高くなるので、ラッチがＰＷＭ回路１０１４によって出力された信号を抑制す
るので、トランジスタＱ１は直ちに「ＯＦＦ］に戻る。この動作モードにおいて
は、トランジスタＱ１は有効に「ＯＦＦ］になり、電池電圧制御は、利得回路１
０２０、１０２２、およびＰＷＭ回路１０１８をかいして作用する界磁制御ルー
プをかいしてのみになる。ブリッジ電流は、直列モード・スイッチング回路構成
において前述した配置に類似して下方ブリッジ整流器とトランジスタＱ１の下側
との間でブリッジのアース戻りにおいて電流抵抗を利用することによって連続し
て検出される。その新しい配置における検知抵抗は、電池アース（車両アース）
に関して負の電圧をつくる。電池アースは、図６Ａにおいて接地記号で表さられ
る。この信号の逆転は、図６Ａに示す電流検知入力信号に置き換わる。この連続
ブリッジ電流検知技術が利用された場合、図６ＡのトランジスタＱ１の「ＯＮ」
電流を検知する検知抵抗は要求されない。キャッチ・ダイオード１０２３は巻線
５０のＦ１とアースとの間に接続される。 【００３９】 ループ性能を点検するために、ブースト機能が能動である低速度において、こ
の制御ループは等しい電力出力に対してブリッジＤＣ電流を最小にする界磁電流
を常に最大にする。このことは、固定子銅損失を減少しかつ電力ダイオード損失
を最小にするために重要である。界磁電力が５０−６０ワットでもよいが、最大
負荷電流で、アイドル速度における交流発電機整流器ダイオードの電力は、代表
的には６０ワットよりも数倍大きくなる。固定子巻線損失は６０ワットよりもず
っと大きい。すべての回路損失を最小にするために、界磁電力の増分減量が、等
価に増加された固定子電流がつくる等価の余分損失よりも多い電力を節約するま
で、界磁電力を最大に維持することが好ましい。界磁電力の減少は、低い交流発
電機電力出力ですべての電力を節約するだけである。 【００４０】 交流発電機システムが完全負荷において運転しつつありかつ電池を含むすべて
の負荷が突然取り除かれた場合には、交流発電機システムは直列の過剰電圧状態
を発生する傾向にある。その主な原因は、交流発電機界磁が完全に励起され、過
負荷が取り除かれた場合に、界磁が減少されるまで交流発電機の出力電圧が非常
に高い電圧になるということである。代表的には、界磁時定数は１００ミリ秒程
度になり、また、電圧が抑制されない場合には、かなりの損失が起こる。この信
号を抑制するための回路が図６Ａに示されている。比較器１０２４は、４２ボル
トが５８ボルトに達した場合に、論理「１」信号を出力するように構成される。
抵抗Ｒ１は正のフィードバックを与えるように利用される。その正のフィードバ
ックは閾値スイッチ点までヒステリシスを誘導する。抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の適
正な選択によって、所望の電圧４２ボルトが５８ボルトを超えた場合に、比較器
が「ＯＮ」を切り換え、そして、電圧が閾値（例えば、４５ボルト）以下に低下
したとき、再び「ＯＦＦ］に変わる。比較器１０２４の出力が高いとき、その出
力は「ＯＲ」ゲート１０１０をかいしてトランジスタＱ１を「ＯＮ」に変える。
この信号は交流発電機を短絡し、それにより電圧が格別な閾値（例えば、４５ボ
ルト）に減衰するまで、４２ボルト出力にあるコンデンサＣ１（図５）にすべて
の電力を伝達する。その点において、トランジスタ・スイッチＱ１が「ＯＦＦ］
に変わり、機械界磁が十分に減衰しなかった場合に、Ｃ１（図５）の電圧が再び
増加し始める。５８ボルトが達成されないように磁界が十分に減衰されるまで、
４２ボルトが５８ボルトと４５ボルトとの間で前後に逸れるように、トランジス
タＱ１が実質的に振動サイクルに入る。１４ボルトのこの「ｈｉ」状態は、１４
ボルトが調整に戻るまで界磁電圧を「ＯＦＦ］に変えるように作用するゼロへ信
号Ｚ（図６Ａ参照）を強制する。 【００４１】 要約すれば、図６Ａに示す制御ループ構成は、過剰負荷状況においてさえも非
常にしっかりした性能を示す。アイドル速度から電圧ブーストがもはや要求され
ない速度までの領域において、システムが過剰負荷を受けたとき、出力電圧を最
大にする機械から得られる電力をシステムは最大化する。これは、界磁巻線抵抗
が温度に伴って変化するに従って、過負荷保護状態の下で減少された電池電圧に
よって生じた効果を含む。システムは、固定子銅損失および電力ダイオード損失
を最小にするように磁束を最大にするように動作する。その構成は、非常に少な
い余分な制御回路によって古典的「負荷ダンプ」状況に対して優れたクランプ電
圧保護を容易に与える。分路電力スイッチＱ１は、前述した制御技術によって遷
移過剰電圧を制限するように変調される。このようにして、今日共通用途にある
クランプ式ダイオード抑制はもはや供給されない。 【００４２】 図７は、図５に示す分路スイッチング調整器構成に適用できる別の開ループ技
術を示す。この実施例において、交流発電機速度を表す電気的入力周波数５００
は、交流発電機速度を表すＤＣ信号５０４を与えるように、周波数対電圧変換器
５０２によって変換される。信号５０４の大きさは文字Ｚで表される。交流発電
機速度に比例する周波数は、１またはそれを超えるブリッジ位相電圧を監視しか
つアースに関する負（または正）遷移を検出することによって補助センサの必要
性なしに得られる。分路スイッチング装置は、変調しながら、ブリッジ電圧およ
びその位相電圧を短絡する。しかし、電流は負荷電流のために下方ブリッジ・ダ
イオードに流れ続けるので、ブリッジが短絡されようとされまいとに拘わらず、
これらのダイオード内で少なくとも０．５ボルト毎サイクルの強力な負の信号が
ある。信号５０４はＰＷＭ５０６に入力される。それに応答して、ＰＷＭ５０６
は、インバータ５０８に入力される信号５０７を出力する。インバータ５０８の
出力は図５に示すトランジスタＱ１のゲートを駆動する。図５の交流発電機シス
テムが最大磁束励起でかつ最適電力負荷でちょうど４２ボルトを与えるとき、Ｐ
ＷＭ回路５０２が１００％デューティサイクルに到達するように、周波数対電圧
変換器５０２のサイズ変更係数が選択される。開ループ発生信号５０７対周波数
は、システム負荷が各周波数において最大電力である限り、同じトランジスタＱ
１を駆動するように図６または図６Ａにおいて起こるＰＷＭ回路５０６の出力に
接近した概数となる。図７に示す実施例においては、磁束ループは調整器電力が
１４ボルトである標準交流発電機電圧調整器を採用できる。調整器は、４２ボル
トの中間電圧をかいして調整された１４ボルトを保持するように界磁電流を変え
る。前述したように、４２／１４ボルト降下変換器は非常に効率的である。これ
は、１４ボルトが正確な調整のために目標とした電圧であるけれども、４２ボル
トが合理的に調整されることを暗示する。このループ構成において、界磁制御シ
ステムはアイドルから最大速度まで１４ボルト出力電圧の調整を維持し、他方、
分路電力半導体スイッチＱ１が交流発電機電圧を速度に伴って増加させるように
中間電圧レベル移動機構として作用する。 【００４３】 上述したこのいわば開ループ制御構成はまったく単純ではあるが、それは図６
Ａで概略述べたいくつかの利点を含んでいない。図示するように、過剰負荷状況
時または温度に伴う界磁電流変化時のように磁界強さが減少されるときに、性能
を最適にするように、その構成はデューティサイクルを変更しない。負荷電流が
高への中間にあるとき、低速度、最大磁束でそれは機械を運転しない。これは、
図６Ａに示す構成と同様に磁束を最大化するシステムに比べて高電力への中間で
いくぶん高いすべての損失を伴ってシステムをつくる。これらの特徴のいくつか
が加えられるが、好適実施例は図６Ａに概略示した電流制御によるより閉じられ
たループ接近になるように見える。 【００４４】 本発明の理解を容易にするために、古典的従来の磁束制御技術が図７Ａに示さ
れる。基準電圧および電池電圧は、誤差信号８０２を出力するネットワーク８０
０に入力される。誤差信号８０２は、利得および補償を与える利得回路８０４に
入力される。利得回路４０８は、ＰＷＭ回路８０８に入力される増幅された信号
８０６を出力する。ＰＷＭ回路８０８は、トランジスタ８１２のゲートに加えら
れる制御信号８１０を出力する。その結果、ロータ界磁巻線８１４を流れる電流
は、適正な出力電圧をつくるように十分な磁束を与える。 【００４５】 改良された４２／１４ボルト変換器構成を備えた小低損失 分路スイッチング制御器実施例 図８において、機能的には等価ではあるが、図５に示すブーストモード・スイ
ッチング調整器回路の小低損失実施例が示されている。交流発電機内部の固有の
固定子・インダクタンスが大外部インダクタンスの必要性を有効に排除または最
少にすることがわかった。このようにして、図８に示す別の実施例は外部インダ
クタンスを使用しない。さらに、ダイオード６００によって形成された電力ダイ
オードの三つ組みがその構成に加えられ、ダイオードＤ１（図５）を排除する効
果を有する。余分のダイオードの三つ組み（すなわち、ダイオード６００）はト
ランジスタＱ１によって短絡され、ダイオード６０からなるその他のダイオード
の三つ組みによって得られる出力から絶縁される。電力ダイオードの三つ組み６
００およびアースへのその共通スイッチング要素は、並列に駆動されかつアース
に接続された３つの別個のスイッチング要素に置き換えられてもよい。いずれの
構成もＤ１における先送り損失を排除し、それにより全体の回路効率を改善する
。すべての三相をアースに有効かつ同時に短絡する要素の配置は、分路スイッチ
機構の所望の機能である。制御の核心はこの改良によって変更されない。 【００４６】 図８において、本発明にもとづく交流発電機システムの別の実施例が示されて
いる。この実施例は交流発電機４２ボルトー１２ボルト降下変換器構成を利用す
る。この構成は、変圧器およびそれに関連した一次および二次電子機器が１４ボ
ルトの出力電力の２／３を処理しなければならない点で、図１および図５に示す
構成から異なる。これは、一次側（１／３出力電流）に流れるＤＣ電流がアース
にではなく、出力に直接に流れるので可能になる。エネルギ蓄積要素の最小数は
１４ボルトの出力を調整するインバータにおいて可変電力変調がない結果として
濾波を要求されるので、図８に示す変換器はサイズが比較的に小さい。１４ボル
ト電池電圧は、トランジスタＱ１の変調と関連して界磁電圧の制御をかいして調
整される。前述した図８に示す構成は、変圧器の１４ボルト高電流側における効
率を改善するように中央テーパ付き二次能動整流器を利用する。インバータは、
アイドル時に基本的交流発電機よりもずっと高い周波数で動作し、その下方電力
に連結されたその磁気的構造は、それが複数交流発電機能動磁気容積よりも著し
く小さくなることを許す。数キロワット、推定１．５ｋＷ負荷の２／３で運転す
るとき、それは少数のポンドを計るだけであり、非常に効率がよく、小型である
。二次漏洩電圧スパイクにおけるエネルギ損失は、簡単なキャッチダイオードを
かいして４２ボルト側に容易に回復可能である。図８に示す下方電力（サイズ）
インバータ構成は、図１および図５に示す変換器構成にも適用できる。変換器の
双方変換特性は、例えば、アイドルまでのエンジン運転中の電子弁システムを支
持するように要求される場合に、インバータは要求電力の２／３を変換しなけれ
ばならないだけである。その１／３は電池から直接にくるからである。 【００４７】 強化電力交流発電機システムの応用実施例およびスケール変更 分路調整器は、図５および図８に示すように、電力除氷応用に用いられうる。
代表的には、平均電圧Ｖ１が所望の出力電圧（例えば、４２ボルト）である状態
で、高速アイドル時の交流発電機は最大風防ガラス電力プラス最大車両電力を発
生するように（完全界磁において）設計されている。高速アイドル時およびそれ
以上において、トランジスタＱ１の変調は要求されない。システムが高速アイド
ル以下の速度で運転しているとき、トランジスタＱ１の変調は電圧Ｖ１から出力
電圧を引き上げる傾向にある。「Ｑ１変調」モードの運転は、高速アイドル以下
の速度で、風防ガラス除氷が作動されていないときでさえも起こりうる。 【００４８】 図５および図８において、通常のアイドル速度の２倍における動作を最適化す
るために、交流発電機固定子は以下の条件で巻線される。 （ａ）４２ボルトの従来の一定電圧モードにおいて動作する同じ交流発電機に比
べて巻き数を１／２にすること、および （ｂ）従来の一定電圧モードにおいて動作する同じ交流発電機に用いられる電線
の断面積の２倍になる断面積を有すること。 【００４９】 強化された性能ブーストモード交流発電機のこのバージョンは、従来の４２ボ
ルト交流発電機がアイドル時に有する電流（および出力電力）の２倍における同
じ固定子銅損失を持って２倍の速度で「二重電力」を示す。アイドル時の最大電
力について最適化された従来の交流発電機システムは、約１００％高銅損失を持
って二重アイドル時の電力で約４０％増加を示すだけである。 【００５０】 交流発電機が２倍のアイドル時に２倍の電力を発生するようにスケールを変更
されている場合には、速度が公称アイドル時に達成できる出力電力の約３．２倍
まで誘導する非常な高速度で約１．６の係数によって再び有効に増加する交流発
電機電力と共に増加するに従って、交流発電機はさらに多くの出力電力を発生し
続ける。増加電力可能出力は、出力電力が速度と共に増加することを要求する電
子弁システムに有用である。アイドル時に約１．５ｋＷの要求がなされたと仮定
した場合、（３．２）×（１．５ｋＷ）＝４．８ｋＷ合計が非常な高速度で入手
できる。１／３巻き総計対１／２巻き総計までの同じ分路モード交流発電機を再
スケール変更することは、３倍のアイドル時に３倍の電力（４．５ｋＷ）まで増
加する２倍アイドル時に２倍に電力（３ｋＷ）をいぜんとして発生する。異常な
高速度時において、限界電力は交流発電機サイズに影響を及ぼさずに、（１．６
）×（４．５ｋＷ）＝７．２ｋＷまで増加する。これはほとんど任意の高速電子
弁要求に対して十分である。再び、これはアイドル時に１．５ｋＷのみに対して
採寸された交流発電機によって実施され、また、トルクがアイドル時に１．５ｋ
Ｗを要求されたトルクよりも高くなるので、標準のベルトおよびプーリ集合体を
要求するだけである。車両が高エンジン速度で運転しつつあるとき、風防ガラス
除氷電力は状態では決して起こらない。このようにして、電子弁および電子除氷
システムは、標準の採寸交流発電機のみを備えた同じ車両に潜在的に利用されう
る。 【００５１】 この後者の４２ボルト出力をもつ３Ｘ電力システム用の交流発電機巻線は、１
４ボルト出力用に設計された１．５ｋＷ交流発電機と同じ巻線を有する。さらに
、それは、ブリッジ損失が同じになるように、アイドル時に同じ電流比率を有し
、また、ブリッジ・ダイオードが４２ボルト用途に見積もられた場合に、同じ交
流発電機がこの用途に用いられうる。 【００５２】 本発明の交流発電機システムは、交流発電機電力がアイドル時に基本的電力可
能出力以上の速度に比例して増加するようにさせる新規で経済的なシステムを提
供する。交流発電機のサイズは、同じアイドル電力用に最適に設計された従来の
交流発電機と同じである。電力強化回路構成と前述した関連制御回路構成の組付
けは、システム電力要求が電子的に作動される弁システムに要求される周波数と
共に増加するとき、著しい利点を提供する。 【００５３】 前述しかつ図４、５、６、６Ａに示したパルス幅変調（ＰＷＭ）回路は、図１
、５、８に示すトランジスタＱ１のデューティサイクルを変えるスイッチング変
調器のクラスを表すだけである。その他の適切な回路構成または集積回路が、全
要素総計を最小にし、最小パルス幅を与え、多スイッチング感度を減少し、およ
びリップル振幅を制御しつつ、スイッチング率を最小にするように用いられうる
ことを理解されたい。例えば、ヒステリシス変調器は、これらの機能のいくつか
を実施するように用いられてもよい。 【００５４】 図９において、本発明にもとづく交流発電機システムの別の実施例が示されて
いる。この交流発電機システムは、単純化された制御を許しながらアイドル速度
以上に著しい性能改善を提供する交流発電機スイッチ構成を利用する。この構成
において、トランジスタ・スイッチＱ１が補助ダイオード三つ組み共通点を１４
ボルトに直接に接続する。この構成の一実施例においては、トランジスタＱ１は
機械（すなわち、交流発電機）速度が固定値に達するまで「ＯＮ」に変えられ、
また、それがその速度以上で「ＯＦＦ］に変えられる。ヒステリシスの穏当な量
は、スイッチ「ＯＮ」周波数とスイッチ「ＯＦＦ］周波数との間でスイッチのガ
タガタ音を回避するように用いられる。周波数を検知しかつ周波数（速度）に比
例する電圧を発生するシステムがこの特許の以前に検討された。比較器構成がヒ
ステリシス幅を制御するように正のフィードバックを示す状態で、上述したヒス
テリシスはこの速度依存電圧で動作することよって容易に実施される。このヒス
テリシス回路は、周知の電子技術である。その極性は、所望のスイッチ指令を与
えるように選択される。交流発電機システムは、交流発電機固定子巻線が下方ダ
イオード三つ組みをかいしてアイドル時に１４ボルトを直接に供給するように、
設計される。トランジスタＱ１は約２倍のアイドル速度まで低速時に「ＯＮ」に
変えられる。トランジスタＱ１が「ＯＮ」に変えられたとき、界磁巻線５０は標
準交流発電機におけるように制御される。特に、所望の電圧を表す信号および測
定された手段を表す信号はネットワーク２０００に入力される。ネットワーク２
０００は、所望の電圧と測定された出力を表す信号との間の差を表す差信号２０
０１を出力する。利得回路２００４は、ＰＷＭ回路２００８を駆動する増幅され
た利得信号２００６を出力する。ＰＷＭ回路２００８は、トランジスタ２０１０
を駆動する。その結果、可変デューティサイクル電圧は、ループを閉じるように
交流発電機の界磁巻線５０に加えられる。 【００５５】 速度が増加するに従って、１４ボルトに流れるトランジスタＱ１電流はさらに
増すが、インダクタンス効果によって前述したように制限される。交流発電機速
度が増加するに従って、トランジスタＱ１をかいして達成される電力が「ＯＦＦ
」トランジスタＱ１に変えることによってかつ４２ボルトを直接に供給するよう
に交流発電機電力をダイオード６０ａ、６０ｂ、６０ｃから流し出すことによっ
て得られる。代案として、ダイオード６０ａ、６０ｂ、６０ｃは、前述した制御
構成においてトランジスタＱ１用の駆動信号の補足によって駆動される半導体Ｆ
ＥＴスイッチＱ３を追加することによって、排除されうる。トランジスタＱ３の
配置が図９Ａに示される。最大界磁磁束における最適スイッチ点は、約２倍のア
イドル時の公称固定周波数で名目上起こる。このスイッチ点が正しく選択される
場合には、達成しうる最大電力は、スイッチ・トランジスタＱ１が「ＯＮ」であ
ろうと「ＯＦＦ］であろうと、同じである。速度が増加し続けるに従って、トラ
ンジスタＱ１をかいして電力と比較された出力電力が実質的に増加するように、
機械が４２ボルト巻線によりよく整合される。この二重の（４２ボルト）―（１
４ボルト）構成において、トランジスタＱ１が「ＯＦＦ］のときに高速度で達成
できる最大電力は、トランジスタＱ１が「ＯＮ」に留まっている場合に、交流発
電機から得られる最大電力の３倍になる。このシステムにおける電圧調整構成は
、電力がトランジスタＱ１を流れようが流れまいが、同じに留まる。高速電力変
調器というよりはむしろモード・スイッチング素子としてスイッチＱ１を作動す
ることは、Ｃ１の電流リップル要求を最小化し、それによりＣ１のサイズを減少
されるようにする。変調を含まないＤＣ／ＤＣ変換器機能は、非常に小さなリッ
プル電流要求をＣ１につくるので、それは小さくなる。システムが交流発電機速
度から独立して「ＯＮ」であるときはいつでも、ＤＣ／ＤＣ変換器の双方特性は
、４２ボルトを得られることを意味する。トランジスタ・スイッチＱ１用動作電
圧は、（４２−１４）＝２８ボルトであるので、適正な電圧境界によってさえも
、採用されたＦＩＴ技術が、要求高電流可能出力を有しながら、このスイッチを
非常に安価にする。 【００５６】 図９に示すシステムの性能をさらに最適化するために、トランジスタＱ１は、
システムがアイドルから高速度に進行するに従って、交流発電機から得られる電
力出力を最適化するように変調されうる。上述した制御構造は、トランジスタＱ
１を１回だけ切り換え、したがって副最適化になる。上述したように電力がアイ
ドル時に最適化された場合に、適正制御を通して、交流発電機は速度に比例した
その電力を増加できる。 【００５７】 上記の副最適化システムは、アイドル速度時に完全最適化システムと同じ電力
を発生する。アイドル速度以上のときおよび切換えが起こる前に、得られる電力
は古典的Ｌｕｎｄｅｌｌと同様になり、公称切換えが起こる約２倍のアイドル時
に１．４の係数によって上昇する。切換え後、速度がさらに増加するに従って、
電力可能出力は、３倍のアイドル速度時に３倍のアイドル電力まで急速に成長す
る。この時点で、交流発電機電力は、速度がさらに増加するに従って、古典的な
Ｌｕｎｄｅｌｌ式で再び制限し始める。すべての非常高速時に、このシステムは
、切換えが起こらない場合に、同じ機械が供給できる電力の３倍を供給する。高
速時における非常に改善された電力可能出力を備えたこの直進システムは、高電
力電子弁を備えたものを含めたほとんどのシステムに対して十分かつ経済的であ
る。このシステムは、本発明の好適実施例を形成する。 【００５８】 上述した簡単な個々のシステム（１４および４２ボルトを含む）は第３の個別
電圧を含むように延長される。ＤＣ／ＤＣ変換変圧器の中央タップ４２ボルト側
は、名目上２８ボルトの電位にある。この電圧は、交流発電機ＤＣ出力が接続さ
れうる第３電圧として利用されうる。スイッチＱ２は、その構成に追加される。
交流発電機ブリッジ電圧を２８ボルトに中間接続するようにトランジスタＱ１が
「ＯＦＦ］に変わるとき、このスイッチは「ＯＮ」に変えられる。このスイッチ
は、逆電圧を支持できることを要求し、したがって、ブロッキング・ダイオード
または別のスイッチ技術（後述する）が要求される。速度が増加するに従って、
ダイオード６０ａ、６０ｂ、６０ｃ（図９）が排除された場合に、Ｑ１およびＱ
２が「ＯＦＦ］に変えられ、Ｑ３が「ＯＮ」に変えられる。代案として、ダイオ
ード６０ａ、６０ｂ、６０ｃが再度導入された場合に、トランジスタＱ３が排除
されうる。このスイッチング構成は、第２閾値センサを周波数対電圧変換器の前
述した出力に加えることによって、簡単に実施されうる。これらの２つの閾値セ
ンサ出力およびいくつかの簡単な論理、がスイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３を制御する
ように信号を発生する。第１閾値センサは、第２閾値センサがアイドル速度を約
２．２倍で状態を変えるように、約１．４倍のアイドル速度で状態を変える。状
態が変えられたとき、新しい出力が古い入力と同じ最大電力を発生できるように
、前以て選択される。要求される単純論理は、ゼロから１．４倍のアイドル速度
までＱ１「ＯＮ」、Ｑ２「ＯＦＦ］を指令することになる。Ｑ１は「ＯＦＦ］に
なり、Ｑ２は「ＯＮ」になり、Ｑ３は１．４倍のアイドル速度から２．２倍のア
イドル速度まで「ＯＦＦ］である。Ｑ３のみが２．２倍のアイドル速度時に「Ｏ
Ｎ」である。 【００５９】 この個別のスイッチング実施例は、速度増加に伴う交流発電機の最大可能出力
に非常に精密に整合することを許す。これは任意の高周波数電力変調を組み入れ
ないで可能であることを理解することが重要である。その結果は、ただ２つのみ
の半導体スイッチ、すなわちＱ１およびＱ２の追加によって３の係数で円滑に増
加する交流発電機電力可能出力となる。 【００６０】 真に最適な電力可能出力のために、我々は前述したような技術を適用すること
ができる。図９において、前述したことに類似して、最大電力時のＶ１平均電圧
が速度と共に直線的に増加するように、制御機能を加えることが望ましい。速度
がさらに増加するに従って、機械が、短絡トランジスタＱ１をかいしてアイドル
時１４ボルトに最大電力を与えるように最適化された場合に、トランジスタＱ１
は、アイドル時１４ボルトから３倍のアイドル時４２ボルトまでの速度に伴って
直線的にＶ１を増加させるように、変調されなければならない。開ループ方式で
なされた場合に、トランジスタＱ１は、３倍のアイドル時（０％デューティサイ
クル）完全「ＯＦＦ］になるアイドル時（１００％デューティサイクル）完全「
ＯＮ」に変調される。この種の「開」ループ信号を発生する技術は、図３および
図７に関連して前述した。図１０は、この技術がいかにしてこの状況に適用する
かを示す。周波数対電圧変換器３０００によって出力された電圧はネットワーク
３００２に入力される。同様に、アイドル周波数を表す固定基準電圧はネットワ
ーク３００２に入力される。ネットワーク３００２は、周波数対電圧変換器３０
００によって出力された電圧から基準電圧を減算し、差信号３００４を出力する
。この差信号３００４が正に移行するとき、直線的電圧傾斜がアイドル周波数時
の始動をする。この傾斜電圧は、周波数と共に直線的に増加し、パルス幅変調器
ＰＷＭ回路３００６に供給する。スケール変更は、ＰＷＭ回路３００６がアイド
ル速度時にそのデューティサイクルを増加し始め、３倍のアイドル速度時に１０
０％に達する。ＰＷＭ回路３００６の出力はインバータ３００８をかいして反転
されるので、デューティサイクルはゼロに移行し、ＰＷＭ回路３００６が１００
％デューティサイクル時にトランジスタＱ１を駆動する。インバータ３００８の
出力は、トランジスタＱ１（図９参照）を駆動する信号Ｙを出力するレベルシフ
ト回路３０１０に入力される。 【００６１】 前述したその他の制御システムの延長がここに適用される。特に、図６Ａに関
して述べた技術に類似した被制御電流限界の導入は、ここに適用できる。その場
合、トランジスタ・スイッチＱ１がアースよりはむしろ１４ボルトに接続する。
トランジスタＱ１の電流は、「ＯＮ」であるときに、変形構成においてブリッジ
電流の測定をいぜんとして表す。トランジスタＱ１が浮いているということは、
トランジスタＱ１電流限界指令および電流測定指令をつくり、そして、トランジ
スタＱ１スイッチ駆動をいくぶん複雑にする。前述したようにブリッジ用検知抵
抗を使用することは、この浮き構成における応用を単純化する。 【００６２】 前述した過剰電圧保護は、三つ組み電圧をアースに短絡することによってこの
構成に容易に追加される。素子が電池を短絡する後方への導入をするので、スイ
ッチＱ１がパワーＦＥＴである場合、このことはなされえない。ＦＥＴ装置はそ
の高電流可能出力および低損失のために好ましい要素である。もちろん、ダイオ
ードは、その損失が問題を提起するが、トランジスタＱ１に直列に加えられて、
１４ボルトに向かう。ＳＣＲ装置は逆方向への電流を阻止するので、その損失が
ＦＥＴ技術に関して高くなるが、トランジスタＱ１要素として適している。図９
のトランジスタＱ１が、２つの背中合わせＦＥＴ素子、すなわち、図１１に示す
ようなトランジスタＱＡおよびＱＢに置き換えられる場合に、電流の先送り方向
が電池から電流を流させるように逆の極性で接続される。しかし、ＦＥＴ ＱＢ
用のこの逆配置は、三つ組み電圧がアースに短絡されるとき、電圧を支持させる
。ＦＥＴ ＱＢは電池電圧よりも大きい電圧を経験するので、それはトランジス
タＱＡに比べてチップの同じサイズ用の低電圧、高電流可能出力になる。トラン
ジスタＱＡは、図９のトランジスタＱ１と同一である。過剰電圧保護トランジス
タ・スイッチＱＣが「ＯＮ」に変えられたとき、等価のトランジスタＱ１スイッ
チが「ＯＦＦ］に変えられる。これは、過剰電圧指令を逆転しかつトランジスタ
Ｑ１を駆動する「ＡＮＤ」回路に供給することによって、達成される。「ＡＮＤ
」機能の目的は、過剰電圧指令が与えられないとき、等価Ｑ１の正常制御を許す
ことである。過剰電圧検知および指令回路が図１１に示される。４２ボルトを表
す信号は、比較器３０１２をかいして過剰電圧閾値を表す基準電圧に比較される
。測定された４２ボルトがこの閾値を超えたとき、再トリガ可能固定パルス幅が
、交流発電機界磁の時間を減少させるように固定間隔で交流発電機を短絡するパ
ルス発生器３０１４によってつくられる。交流発電機界磁がゼロに指令されるよ
うに、この固定幅信号が電圧調整器誤差信号を無視するように用いられる。この
無視は、小コンデンサＣ１の過剰電圧が界磁よりも急速に減少するときに必要に
なり、その反射値は電池電圧が１４ボルト以下になるようにする。これは、界磁
電流が減少することが望まれるとき、調整器により多い界磁電流を指令させる。 【００６３】 トランジスタＱＢを加える代わりに、クロウバー機能が、補助の三つ組みダイ
オードを位相出力に加えることによって処理されうる。それらの共通接続点は、
「ＯＮ」に指令されたときに機械巻線をアースに短絡する再配置されたトランジ
スタＱＣの頂部に接続する。クロウバー機能は界磁が減少する間に１００ミリ秒
程度で継続するので、これらの部品は高価ではない。クロウバーを実施する第３
変更例は、３つのパワー半導体スイッチ（例えば、ＦＥＴ素子）を加える。各ス
イッチは個々の位相巻線出力をアースに短絡する。これらの３つのパワー半導体
素子は、共通クロウバー指令によって駆動される入力を有する。これらの部品は
、高電流を搬送するが、１００ミリ秒の短時間だけ「ＯＮ」になるので、それら
は比較的に小さい。後者の構成はトランジスタＱＢの追加を回避する。 【００６４】 上述した電力強化技術およびそれに関連した回路構成が、界磁被制御交流発電
機と共に使用されうる。 【００６５】 ここに記載した制御回路は、格別の制御機能を奏するアナログおよびデジタル
回路またはチップの点において与えられてきたが、デジタル制御技術は比較的低
コストおよび小占有空間のためのこれらの制御機能を再現するように利用されう
ることを理解されたい。 【図面の簡単な説明】 【図１】 本発明にもとづく交流発電機システムの一実施例の概略構成回路
図である。 【図２】 図１に示す直列電圧降下スイッチング・システムと併用する制御
ループ配置の一実施例の構成線図である。 【図３】 図１に示す直列電圧降下スイッチング・システムと併用する制御
ループ配置の別の実施例構成線図である。 【図４】 図３に示す周波数対電圧変換器の構成線図である。 【図５】 分路スイッチング構成を利用した本発明にもとづく交流発電機シ
ステムの一実施例の概略構成回路図である。 【図６】 図５に示す分路スイッチング構成と併用する閉ループ制御ループ
構成の構成線図である。 【図６Ａ】 図６に示す構成の別の実施例構成線図である。 【図７】 図５に示す分路スイッチング回路構成と併用するいわば開ループ
構成の構成線図である。 【図７Ａ】 従来の磁束制御構成の構成線図である。 【図８】 図５に示す分路スイッチング回路構成の別の実施例概略構成回路
図である。 【図９】 補助交流発電機ブリッジ出力から二重電圧システムの下方電圧端
子に半導体スイッチを組み込んだ本発明にもとづく別の実施例構成線図である。 【図９Ａ】 図９に示すシステムの別の実施例である。 【図１０】図９の電力スイッチを制御する機構を示す構成線図である。 【図１１】図９に適用できる「過剰電圧」保護回路を示す構成線図である。 【符号の説明】 ５０ 回転子界磁巻線 ５２ 固定子界磁巻線 ５４、５６、５８ 出力導線 ６０ パワーダイオード ６２ 電界効果トランジスタ（ＦＥＴ） ６６ 二次巻線。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１３年３月８日（２００１．３．８）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】 界磁巻線入力および単相または多相交流発電機固定子巻線を
有する界磁被制御交流発電機の電力可能出力を増大するシステムであって、該シ
ステムは次のものからなる。 電力スイッチング回路 該電力スイッチング回路は、全波被整流交流発電機出力と、固定子電圧を受
ける入力と、動作状態指令を受ける入力と、複数の出力電圧分岐点とを含む。該
電力スイッチング回路は、一方の動作状態指令が前記交流発電機の全波被整流出
力を前記出力電圧分岐点のうちの１つに接続しかつ前記出力電圧分岐点のうちの
１つを残りの出力電圧分岐点から電気的に絶縁するように、また、他方の動作状
態指令が前記交流発電機の全波被整流出力を前記出力電圧分岐点の別の１つに接
続しかつ前記出力電圧分岐点の別の１つを残りの出力電圧分岐点から電気的に絶
縁するように構成される。 動作状態指令発生器 該動作状態指令発世器は、いずれの動作状態指令を前記電力スイッチング回
路に加えるべきかを決定する回路を含む。動作状態指令発生器回路は、前記交流
発電機の速度が増加するに従って比較的高い分岐点電圧に関連された動作状態を
電力スイッチング回路が有している比較的に多くの有効時間作動し、それにより
前記交流発電機の等価平均被整流出力が該交流発電機の速度と共に増加する。 電圧調整回路 該電圧調整回路は、前記分岐点電圧の１つの大きさを維持するように前記交
流発電機の前記界磁巻線入力へ可変電流を供給する。 【請求項２】 前記複数の出力電圧分岐点は（ｎ）個の出力電圧分岐点から
なり、前記電力スイッチング回路はその回路をある動作状態から別の動作状態に
変えることができる（ｎ−１）個のスイッチング要素を含む、請求項１に記載の
システム。 【請求項３】 前記出力電圧分岐点の１つはゼロ電圧分岐点である、請求項
１に記載のシステム。 【請求項４】 前記出力電圧分岐点の１つは、数字で明示され、分岐点電圧
の大きさにもとづいて累進的構成に並べられている、請求項１に記載のシステム
。 【請求項５】 複数のシステム出力からさらになり、該システム出力のある
ものは出力電圧分岐点のあるものに直接接続され、また、該システム出力の別の
あるものはフィルタまたはＤＣ−ＤＣ変換器のような補助要素をかいして前記出
力電圧分岐点に間接接続される、請求項１に記載のシステム。 【請求項６】 複数の容量要素からさらになり、少なくともいくつかの容量
要素が１対の出力電圧分岐点間に接続される、請求項１に記載のシステム。 【請求項７】 少なくともいくつかの容量要素が、前記分岐点電圧を濾波す
るように出力電圧分岐点と回路アースとの間に接続された、請求項６に記載のシ
ステム。 【請求項８】 １またはそれを超えるシステム出力が電池に接続されている
、請求項５に記載のシステム。 【請求項９】 前記出力電圧分岐点および他のシステム出力に接続された信
号端子を有するＤＣ−ＤＣ変換器をさらに含む、請求項５に記載のシステム。 【請求項１０】 前記電圧調整器回路がシステム出力に関連された電圧を調
整するように構成されている、請求項５に記載のシステム。 【請求項１１】 全波被整流出力と出力電圧分岐点との間に接続されたイン
ダクタからさらになる、請求項１に記載のシステム。 【請求項１２】 前記電圧調整器回路が分岐点電圧を制限するように構成さ
れている、請求項１に記載のシステム。 【請求項１３】 前記動作状態指令発生器は、前記交流発電機の速度が増加
しつつある間に前記交流発電機の速度が所定の個々の速度に達するとき、比較的
高い分岐点電圧に関連された動作状態に前記電力スイッチング回路を連続的にお
よび不連続的に変化させる動作状態指令を与えるように構成されている、請求項
１に記載のシステム。 【請求項１４】 前記動作状態指令発生回路は、交流発電機の速度が最大調
整可能負荷に対応する交流発電機の速度まで加速しつつある間に、動作状態変化
が起こる所定の個別交流発電機速度をそれぞれ設定する回路を含み、次の比較的
高い動作状態への動作状態変化が、次の比較的高い動作状態におけるほぼ同じあ
る最大被調整出力性能を生じる、請求項１３に記載のシステム。 【請求項１５】 前記動作状態指令発生器は、前記交流発電機の速度が減少
しつつある間に前記交流発電機の速度が異なる個々の速度に達するとき、比較的
低い分岐点電圧に関連された動作状態に前記電力スイッチング回路を連続的にお
よび不連続的に変化させる動作状態指令を与えるように構成され、前記異なる個
々の速度が前記所定の個々の速度よりも比較的に小さく、前記異なる個々の速度
が選択されて、前記電力スイッチング回路が一方の動作状態から別の動作状態に
変化するときにモード動揺を実質的に排除する、請求項１４に記載のシステム。 【請求項１６】 前記動作状態指令発生回路は交流発電機の速度に応答して
パルス幅変調回路を含み、該パルス幅変調回路は前記電力スイッチング回路を一
方の動作状態から別の動作状態に変化させ、該パルス幅変調回路はデューティサ
イクルと、交流発電機の瞬間速度を表す信号を受ける入力とを有し、該パルス幅
変調回路は、前記交流発電機の速度が増加するときに前記デューティサイクルが
増加し、また、前記交流発電機の速度が減少するときに前記デューティサイクル
が減少する、請求項１に記載のシステム。 【請求項１７】 前記交流発電機の速度が第１速度から第２速度に変化する
ときに前記デューティサイクルが０％から１００％まで比例して変化するように
、前記パルス幅変調回路が構成され、前記第２速度対前記第１速度比が、第１動
作状態に対応する分岐点電圧対第２動作状態に対応する第２の比較的低い分岐点
電圧比にほぼ等しい、請求項１６に記載のシステム。 【請求項１８】 前記電圧調整回路は前記出力電圧分岐点の１つをさらに調
整しかつそれに応答する閉ループ制御回路からなり、該閉ループ制御回路は、分
岐点電圧が制御されるように前記電力スイッチング回路を動作状態間で動作させ
る格別のパルス幅変調回路出力信号のデューティサイクルを変える、請求項１に
記載のシステム。 【請求項１９】 前記閉ループ制御回路は、前記複数出力電圧分岐点の別の
１つに関連された他の分岐点電圧を調整するために、交流発電機界磁電流を変え
るための回路を含む、請求項１８に記載のシステム。 【請求項２０】 前記動作状態のうち第１のものにおいて、前記出力電圧分
岐点の１つがゼロ・ボルトを与え、前記動作状態のうち第２のものにおいて、前
記出力電圧分岐点の１つが初期電圧を与え、前記電力スイッチング回路が他の出
力電圧分岐点を電気的に絶縁している間にすべての交流発電機を有効に短絡する
ように構成された、請求項１９に記載のシステム。 【請求項２１】 過負荷電力を最大にする回路配線からさらになり、該回路
配線は、ＤＣブリッジ電流を測定する回路配線と、最適電力を表す基準信号を受
けかつ前記ＤＣブリッジ電流と基準信号との差を表す誤差信号を発生する回路配
線と、前記誤差信号を前記パルス幅変調回路に入力する手段とからなり、全波被
整流出力が比較的に高い分岐点電圧に関連された出力電圧分岐点に接続される時
間を増加させるように、前記誤差信号がパルス幅変調回路のデューティサイクル
を増加する、請求項１６に記載のシステム。 【請求項２２】 界磁巻線入力および単相または多相交流発電機固定子巻線
を有する界磁被制御交流発電機の電力可能出力を増大するシステムであって、該
システムは次のものからなる。 全波被整器回路 該全波整流回路は、前記交流発電機からＡＣ電圧を受けかつ全波被整流出力
電圧を供給するＤＣブリッジ回路を含む。 閉ループパルス幅変調スイッチング調整器回路 該調整器回路は、比較的に低い調整されたＤＣ出力電圧を供給するように前
記全波被整流出力電圧を降下させる。 界磁巻線制御回路 該制御回路は、前記全波被整流出力電圧を所定の大きさに制限しかつ比較的
軽い交流発電機負荷状況中に界磁電流を減少させる。 【請求項２３】 過負荷電力を最大にする回路配線からさらになり、該回路
配線は、ＤＣブリッジ電流を測定する回路配線と、最適電力を表す基準信号を受
けかつ前記ＤＣブリッジ電流と基準信号との差を表す誤差信号を発生する回路配
線と、前記誤差信号を前記パルス幅変調回路に入力する手段とからなり、前記誤
差信号は、前記ＤＣブリッジ電流を有効に制限しかつ交流発電機の可能電力出力
を最大にするように前記パルス幅変調回路のデューティサイクルを減少する、請
求項２２に記載のシステム。 【請求項２４】 過負荷電力を最大にする回路配線からさらになり、該回路
配線は、交流発電機の速度を測定する回路配線と、ＤＣブリッジ電圧を測定する
回路配線と、前記ＤＣブリッジ電圧を表す信号と前記交流発電機の速度との差を
表す誤差信号を発生する回路配線と、前記誤差信号を前記パルス幅変調回路に入
力する手段とからなり、前記誤差信号は、前記ＤＣブリッジ電圧を有効に制限し
かつ交流発電機の可能電力出力を最大にするように前記パルス幅変調回路のデュ
ーティサイクルを減少する、請求項２２に記載のシステム。 【手続補正２】 【補正対象書類名】明細書 【補正対象項目名】００４５ 【補正方法】変更 【補正の内容】 【００４５】 改良された４２／１４ボルト変換器構成を備えた小低損失 分路スイッチング制御器実施例 図８において、機能的には等価ではあるが、図５に示すブーストモード・スイ
ッチング調整器回路の小低損失実施例が示されている。交流発電機内部の固有の
固定子・インダクタンスが大外部インダクタンスの必要性を有効に排除または最
少にすることがわかった。このようにして、図８に示す別の実施例は外部インダ
クタンスを使用しない。さらに、ダイオード６００によって形成された電力ダイ
オードの三つ組みがその構成に加えられ、ダイオードＤ３（図５）を排除する効
果を有する。余分のダイオードの三つ組み（すなわち、ダイオード６００）はト
ランジスタＱ１によって短絡され、ダイオード６０からなるその他のダイオード
の三つ組みによって得られる出力から絶縁される。電力ダイオードの三つ組み６
００およびアースへのその共通スイッチング要素は、並列に駆動されかつアース
に接続された３つの別個のスイッチング要素に置き換えられてもよい。いずれの
構成もＤ１における先送り損失を排除し、それにより全体の回路効率を改善する
。すべての三相をアースに有効かつ同時に短絡する要素の配置は、分路スイッチ
機構の所望の機能である。制御の核心はこの改良によって変更されない。 【手続補正３】 【補正対象書類名】明細書 【補正対象項目名】００４６ 【補正方法】変更 【補正の内容】 【００４６】 図８において、本発明にもとづく交流発電機システムの別の実施例が示されて
いる。この実施例は交流発電機４２ボルトー１２ボルト降下変換器構成を利用す
る。この構成は、変圧器およびそれに関連した一次および二次電子機器が１４ボ
ルトの出力電力の２／３を処理しなければならない点で、図１および図５に示す
構成から異なる。これは、一次側（１／３出力電流）に流れるＤＣ電流がアース
にではなく、出力に直接に流れるので可能になる。エネルギ蓄積要素の最小数は
１４ボルトの出力を調整するインバータにおいて可変電力変調がない結果として
濾波を要求されるので、図８に示す変換器はサイズが比較的に小さい。１４ボル
ト電池電圧は、トランジスタＱ１の変調と関連して界磁電圧の制御をかいして調
整される。前述した図８に示す構成は、変圧器の１４ボルト高電流側における効
率を改善するように中央テーパ付き二次能動整流器を利用する。インバータは、
アイドル時に基本的交流発電機よりもずっと高い周波数で動作し、その下方電力
に連結されたその磁気的構造は、それが複数交流発電機の能動磁気容積よりも著
しく小さくなることを許す。数キロワット、推定１．５ｋＷ負荷の２／３で運転
するとき、それは少数のポンドを計るだけであり、非常に効率がよく、小型であ
る。二次漏洩電圧スパイクにおけるエネルギ損失は、簡単なキャッチダイオード
をかいして４２ボルト側に容易に回復可能である。図８に示す下方電力（サイズ
）インバータ構成は、図１および図５に示す変換器構成にも適用できる。変換器
の双方変換特性は、例えば、アイドルまでのエンジン運転中の電子弁システムを
支持するように要求される場合に、インバータは要求電力の２／３を変換しなけ
ればならないだけである。その１／３は電池から直接にくるからである。 【手続補正４】 【補正対象書類名】明細書 【補正対象項目名】００５２ 【補正方法】変更 【補正の内容】 【００５２】 本発明の交流発電機システムは、交流発電機電力がアイドル時に基本的電力出
力能力以上の速度に比例して増加するようにさせる新規で経済的なシステムを提
供する。交流発電機のサイズは、同じアイドル電力用に最適に設計された従来の
交流発電機と同じである。電力強化回路構成と前述した関連制御回路構成の組付
けは、システム電力要求が電子的に作動される弁システムに要求される周波数と
共に増加するとき、著しい利点を与える。 【手続補正５】 【補正対象書類名】明細書 【補正対象項目名】００５３ 【補正方法】変更 【補正の内容】 【００５３】 前述しかつ図２、３、６、６Ａ、７、７Ａに示したパルス幅変調（ＰＷＭ）回
路は、図１、５、８に示すトランジスタＱ１のデューティサイクルを変えるスイ
ッチング変調器のクラスを表すだけである。その他の適切な回路構成または集積
回路が、全要素総計を最小にし、最小パルス幅を与え、多スイッチング感度を減
少し、およびリップル振幅を制御しつつ、スイッチング率を最小にするように用
いられうることを理解されたい。例えば、ヒステリシス変調器は、これらの機能
のいくつかを実施するように用いられてもよい。
有する界磁被制御交流発電機の電力可能出力を増大するシステムであって、該シ
ステムは次のものからなる。 電力スイッチング回路 該電力スイッチング回路は、全波被整流交流発電機出力と、固定子電圧を受
ける入力と、動作状態指令を受ける入力と、複数の出力電圧分岐点とを含む。該
電力スイッチング回路は、一方の動作状態指令が前記交流発電機の全波被整流出
力を前記出力電圧分岐点のうちの１つに接続しかつ前記出力電圧分岐点のうちの
１つを残りの出力電圧分岐点から電気的に絶縁するように、また、他方の動作状
態指令が前記交流発電機の全波被整流出力を前記出力電圧分岐点の別の１つに接
続しかつ前記出力電圧分岐点の別の１つを残りの出力電圧分岐点から電気的に絶
縁するように構成される。 動作状態指令発生器 該動作状態指令発世器は、いずれの動作状態指令を前記電力スイッチング回
路に加えるべきかを決定する回路を含む。動作状態指令発生器回路は、前記交流
発電機の速度が増加するに従って比較的高い分岐点電圧に関連された動作状態を
電力スイッチング回路が有している比較的に多くの有効時間作動し、それにより
前記交流発電機の等価平均被整流出力が該交流発電機の速度と共に増加する。 電圧調整回路 該電圧調整回路は、前記分岐点電圧の１つの大きさを維持するように前記交
流発電機の前記界磁巻線入力へ可変電流を供給する。 【請求項２】 前記複数の出力電圧分岐点は（ｎ）個の出力電圧分岐点から
なり、前記電力スイッチング回路はその回路をある動作状態から別の動作状態に
変えることができる（ｎ−１）個のスイッチング要素を含む、請求項１に記載の
システム。 【請求項３】 前記出力電圧分岐点の１つはゼロ電圧分岐点である、請求項
１に記載のシステム。 【請求項４】 前記出力電圧分岐点の１つは、数字で明示され、分岐点電圧
の大きさにもとづいて累進的構成に並べられている、請求項１に記載のシステム
。 【請求項５】 複数のシステム出力からさらになり、該システム出力のある
ものは出力電圧分岐点のあるものに直接接続され、また、該システム出力の別の
あるものはフィルタまたはＤＣ−ＤＣ変換器のような補助要素をかいして前記出
力電圧分岐点に間接接続される、請求項１に記載のシステム。 【請求項６】 複数の容量要素からさらになり、少なくともいくつかの容量
要素が１対の出力電圧分岐点間に接続される、請求項１に記載のシステム。 【請求項７】 少なくともいくつかの容量要素が、前記分岐点電圧を濾波す
るように出力電圧分岐点と回路アースとの間に接続された、請求項６に記載のシ
ステム。 【請求項８】 １またはそれを超えるシステム出力が電池に接続されている
、請求項５に記載のシステム。 【請求項９】 前記出力電圧分岐点および他のシステム出力に接続された信
号端子を有するＤＣ−ＤＣ変換器をさらに含む、請求項５に記載のシステム。 【請求項１０】 前記電圧調整器回路がシステム出力に関連された電圧を調
整するように構成されている、請求項５に記載のシステム。 【請求項１１】 全波被整流出力と出力電圧分岐点との間に接続されたイン
ダクタからさらになる、請求項１に記載のシステム。 【請求項１２】 前記電圧調整器回路が分岐点電圧を制限するように構成さ
れている、請求項１に記載のシステム。 【請求項１３】 前記動作状態指令発生器は、前記交流発電機の速度が増加
しつつある間に前記交流発電機の速度が所定の個々の速度に達するとき、比較的
高い分岐点電圧に関連された動作状態に前記電力スイッチング回路を連続的にお
よび不連続的に変化させる動作状態指令を与えるように構成されている、請求項
１に記載のシステム。 【請求項１４】 前記動作状態指令発生回路は、交流発電機の速度が最大調
整可能負荷に対応する交流発電機の速度まで加速しつつある間に、動作状態変化
が起こる所定の個別交流発電機速度をそれぞれ設定する回路を含み、次の比較的
高い動作状態への動作状態変化が、次の比較的高い動作状態におけるほぼ同じあ
る最大被調整出力性能を生じる、請求項１３に記載のシステム。 【請求項１５】 前記動作状態指令発生器は、前記交流発電機の速度が減少
しつつある間に前記交流発電機の速度が異なる個々の速度に達するとき、比較的
低い分岐点電圧に関連された動作状態に前記電力スイッチング回路を連続的にお
よび不連続的に変化させる動作状態指令を与えるように構成され、前記異なる個
々の速度が前記所定の個々の速度よりも比較的に小さく、前記異なる個々の速度
が選択されて、前記電力スイッチング回路が一方の動作状態から別の動作状態に
変化するときにモード動揺を実質的に排除する、請求項１４に記載のシステム。 【請求項１６】 前記動作状態指令発生回路は交流発電機の速度に応答して
パルス幅変調回路を含み、該パルス幅変調回路は前記電力スイッチング回路を一
方の動作状態から別の動作状態に変化させ、該パルス幅変調回路はデューティサ
イクルと、交流発電機の瞬間速度を表す信号を受ける入力とを有し、該パルス幅
変調回路は、前記交流発電機の速度が増加するときに前記デューティサイクルが
増加し、また、前記交流発電機の速度が減少するときに前記デューティサイクル
が減少する、請求項１に記載のシステム。 【請求項１７】 前記交流発電機の速度が第１速度から第２速度に変化する
ときに前記デューティサイクルが０％から１００％まで比例して変化するように
、前記パルス幅変調回路が構成され、前記第２速度対前記第１速度比が、第１動
作状態に対応する分岐点電圧対第２動作状態に対応する第２の比較的低い分岐点
電圧比にほぼ等しい、請求項１６に記載のシステム。 【請求項１８】 前記電圧調整回路は前記出力電圧分岐点の１つをさらに調
整しかつそれに応答する閉ループ制御回路からなり、該閉ループ制御回路は、分
岐点電圧が制御されるように前記電力スイッチング回路を動作状態間で動作させ
る格別のパルス幅変調回路出力信号のデューティサイクルを変える、請求項１に
記載のシステム。 【請求項１９】 前記閉ループ制御回路は、前記複数出力電圧分岐点の別の
１つに関連された他の分岐点電圧を調整するために、交流発電機界磁電流を変え
るための回路を含む、請求項１８に記載のシステム。 【請求項２０】 前記動作状態のうち第１のものにおいて、前記出力電圧分
岐点の１つがゼロ・ボルトを与え、前記動作状態のうち第２のものにおいて、前
記出力電圧分岐点の１つが初期電圧を与え、前記電力スイッチング回路が他の出
力電圧分岐点を電気的に絶縁している間にすべての交流発電機を有効に短絡する
ように構成された、請求項１９に記載のシステム。 【請求項２１】 過負荷電力を最大にする回路配線からさらになり、該回路
配線は、ＤＣブリッジ電流を測定する回路配線と、最適電力を表す基準信号を受
けかつ前記ＤＣブリッジ電流と基準信号との差を表す誤差信号を発生する回路配
線と、前記誤差信号を前記パルス幅変調回路に入力する手段とからなり、全波被
整流出力が比較的に高い分岐点電圧に関連された出力電圧分岐点に接続される時
間を増加させるように、前記誤差信号がパルス幅変調回路のデューティサイクル
を増加する、請求項１６に記載のシステム。 【請求項２２】 界磁巻線入力および単相または多相交流発電機固定子巻線
を有する界磁被制御交流発電機の電力可能出力を増大するシステムであって、該
システムは次のものからなる。 全波被整器回路 該全波整流回路は、前記交流発電機からＡＣ電圧を受けかつ全波被整流出力
電圧を供給するＤＣブリッジ回路を含む。 閉ループパルス幅変調スイッチング調整器回路 該調整器回路は、比較的に低い調整されたＤＣ出力電圧を供給するように前
記全波被整流出力電圧を降下させる。 界磁巻線制御回路 該制御回路は、前記全波被整流出力電圧を所定の大きさに制限しかつ比較的
軽い交流発電機負荷状況中に界磁電流を減少させる。 【請求項２３】 過負荷電力を最大にする回路配線からさらになり、該回路
配線は、ＤＣブリッジ電流を測定する回路配線と、最適電力を表す基準信号を受
けかつ前記ＤＣブリッジ電流と基準信号との差を表す誤差信号を発生する回路配
線と、前記誤差信号を前記パルス幅変調回路に入力する手段とからなり、前記誤
差信号は、前記ＤＣブリッジ電流を有効に制限しかつ交流発電機の可能電力出力
を最大にするように前記パルス幅変調回路のデューティサイクルを減少する、請
求項２２に記載のシステム。 【請求項２４】 過負荷電力を最大にする回路配線からさらになり、該回路
配線は、交流発電機の速度を測定する回路配線と、ＤＣブリッジ電圧を測定する
回路配線と、前記ＤＣブリッジ電圧を表す信号と前記交流発電機の速度との差を
表す誤差信号を発生する回路配線と、前記誤差信号を前記パルス幅変調回路に入
力する手段とからなり、前記誤差信号は、前記ＤＣブリッジ電圧を有効に制限し
かつ交流発電機の可能電力出力を最大にするように前記パルス幅変調回路のデュ
ーティサイクルを減少する、請求項２２に記載のシステム。 【手続補正２】 【補正対象書類名】明細書 【補正対象項目名】００４５ 【補正方法】変更 【補正の内容】 【００４５】 改良された４２／１４ボルト変換器構成を備えた小低損失 分路スイッチング制御器実施例 図８において、機能的には等価ではあるが、図５に示すブーストモード・スイ
ッチング調整器回路の小低損失実施例が示されている。交流発電機内部の固有の
固定子・インダクタンスが大外部インダクタンスの必要性を有効に排除または最
少にすることがわかった。このようにして、図８に示す別の実施例は外部インダ
クタンスを使用しない。さらに、ダイオード６００によって形成された電力ダイ
オードの三つ組みがその構成に加えられ、ダイオードＤ３（図５）を排除する効
果を有する。余分のダイオードの三つ組み（すなわち、ダイオード６００）はト
ランジスタＱ１によって短絡され、ダイオード６０からなるその他のダイオード
の三つ組みによって得られる出力から絶縁される。電力ダイオードの三つ組み６
００およびアースへのその共通スイッチング要素は、並列に駆動されかつアース
に接続された３つの別個のスイッチング要素に置き換えられてもよい。いずれの
構成もＤ１における先送り損失を排除し、それにより全体の回路効率を改善する
。すべての三相をアースに有効かつ同時に短絡する要素の配置は、分路スイッチ
機構の所望の機能である。制御の核心はこの改良によって変更されない。 【手続補正３】 【補正対象書類名】明細書 【補正対象項目名】００４６ 【補正方法】変更 【補正の内容】 【００４６】 図８において、本発明にもとづく交流発電機システムの別の実施例が示されて
いる。この実施例は交流発電機４２ボルトー１２ボルト降下変換器構成を利用す
る。この構成は、変圧器およびそれに関連した一次および二次電子機器が１４ボ
ルトの出力電力の２／３を処理しなければならない点で、図１および図５に示す
構成から異なる。これは、一次側（１／３出力電流）に流れるＤＣ電流がアース
にではなく、出力に直接に流れるので可能になる。エネルギ蓄積要素の最小数は
１４ボルトの出力を調整するインバータにおいて可変電力変調がない結果として
濾波を要求されるので、図８に示す変換器はサイズが比較的に小さい。１４ボル
ト電池電圧は、トランジスタＱ１の変調と関連して界磁電圧の制御をかいして調
整される。前述した図８に示す構成は、変圧器の１４ボルト高電流側における効
率を改善するように中央テーパ付き二次能動整流器を利用する。インバータは、
アイドル時に基本的交流発電機よりもずっと高い周波数で動作し、その下方電力
に連結されたその磁気的構造は、それが複数交流発電機の能動磁気容積よりも著
しく小さくなることを許す。数キロワット、推定１．５ｋＷ負荷の２／３で運転
するとき、それは少数のポンドを計るだけであり、非常に効率がよく、小型であ
る。二次漏洩電圧スパイクにおけるエネルギ損失は、簡単なキャッチダイオード
をかいして４２ボルト側に容易に回復可能である。図８に示す下方電力（サイズ
）インバータ構成は、図１および図５に示す変換器構成にも適用できる。変換器
の双方変換特性は、例えば、アイドルまでのエンジン運転中の電子弁システムを
支持するように要求される場合に、インバータは要求電力の２／３を変換しなけ
ればならないだけである。その１／３は電池から直接にくるからである。 【手続補正４】 【補正対象書類名】明細書 【補正対象項目名】００５２ 【補正方法】変更 【補正の内容】 【００５２】 本発明の交流発電機システムは、交流発電機電力がアイドル時に基本的電力出
力能力以上の速度に比例して増加するようにさせる新規で経済的なシステムを提
供する。交流発電機のサイズは、同じアイドル電力用に最適に設計された従来の
交流発電機と同じである。電力強化回路構成と前述した関連制御回路構成の組付
けは、システム電力要求が電子的に作動される弁システムに要求される周波数と
共に増加するとき、著しい利点を与える。 【手続補正５】 【補正対象書類名】明細書 【補正対象項目名】００５３ 【補正方法】変更 【補正の内容】 【００５３】 前述しかつ図２、３、６、６Ａ、７、７Ａに示したパルス幅変調（ＰＷＭ）回
路は、図１、５、８に示すトランジスタＱ１のデューティサイクルを変えるスイ
ッチング変調器のクラスを表すだけである。その他の適切な回路構成または集積
回路が、全要素総計を最小にし、最小パルス幅を与え、多スイッチング感度を減
少し、およびリップル振幅を制御しつつ、スイッチング率を最小にするように用
いられうることを理解されたい。例えば、ヒステリシス変調器は、これらの機能
のいくつかを実施するように用いられてもよい。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H006 CA02 CA07 CA12 CA13 CB01
CC02 DA04 DB01 DC05
5H590 AA04 AA10 AB07 BB04 CA07
CA23 CC01 CC18 CC24 CD01
CE05 DD25 DD64 EA07 EA13
EB12 EB21 FA06 FA08 FB02
FC14 GA02 GB05 HA02 HA09
JA03 JB07
5H730 AA02 AA12 AA15 AA16 AS04
AS05 AS12 BB03 BB13 BB57
BB86 CC02 DD04 DD12 DD16
EE05 EE13 EE19 EE24 EE37
EE58 EE65 EE72 FG05 FG26
【要約の続き】
は、単独出力電圧に向けられた出力を有する従来の非強
化交流発電機システムに比べて、高速時に３倍の交流発
電機の電力可能出力を与える。本発明の交流発電機シス
テムの強化された可能出力は、交流発電機サイズまたは
要求された電流容量を増加させずに、かつ、高周波半導
体電力変調を用いずに、達成される。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 調整されたＤＣ電圧を供給する装置であって、 ＡＣ電圧を供給する交流発電機と、 前記交流発電機に連結されていてＤＣ出力電圧を発生する整流回路と、整流出
力を二重電圧出力システムの低電圧に接続する第１状態とおよび前記整流出力を
前記二重電圧出力システムの高電圧に接続する第２状態とを有するスイッチと、 前記交流発電機の格別な速度に応答して前記第１状態または前記第２状態のい
ずれかに前記スイッチを構成する制御回路と、 前記出力電圧の重みを付けた合計を検知し、かつ、前記出力電圧を調整するよ
うに前記交流発電機の界磁電流を変える調整器回路と、 からなる被調整ＤＣ電圧供給装置。
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