WO2005055407A1 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

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WO2005055407A1
WO2005055407A1 PCT/JP2004/017236 JP2004017236W WO2005055407A1 WO 2005055407 A1 WO2005055407 A1 WO 2005055407A1 JP 2004017236 W JP2004017236 W JP 2004017236W WO 2005055407 A1 WO2005055407 A1 WO 2005055407A1
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switching means
frequency
voltage
switching
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Hiroyuki Eguchi
Motohiro Shimizu
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Honda Motor Co., Ltd.
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a DC-DC converter, and more particularly to a DC-DC converter that can suppress switching loss and increase conversion efficiency.
  • a current-resonant DC-DC converter includes a resonance circuit connected in series to a switching unit, and drives the switching unit on and off at a resonance frequency of the resonance circuit.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating the principle of a DC-DC converter.
  • the primary side of the transformer 1 is provided with a switching means 2 for forming a bridge connection of, for example, four switching elements, and the secondary side is provided with a resonance circuit 3.
  • the resonance circuit 3 includes a resonance choke (rear turtle) and a resonance capacitor force.
  • the secondary side is further provided with rectifying and smoothing means, but is not shown.
  • the switching means 2 When the switching means 2 is turned on and off by the driving means 4 at the resonance frequency of the resonance circuit 3, the voltage is stepped up or down via the transformer 1 at a frequency according to the on and off driving frequency.
  • FIG. 5 (a) is a waveform diagram of a current flowing when the switching means 2 is driven on and off at the same frequency as the resonance frequency of the resonance circuit 3, and when the current becomes zero, Switching means 2 is turned on and off.
  • Patent Document 1 discloses a technique for eliminating a deviation between a driving frequency of a switching means and a resonance frequency of a resonance circuit.
  • the technique disclosed therein calculates the time during which the resonance current flows through the switching means based on the input voltage and the output current, and switches the switching time when the calculated time reaches the calculated time. It switches the means off.
  • Patent Document 1 JP-A-2002-58240
  • Patent Document 1 describes that a resonance current flowing through a resonance rear turtle is detected, a time point at which no resonance current flows through the switching means is determined using the detected resonance current, and the switching time is determined at the determined time point. Also disclosed is a configuration in which the power is switched from on to off. Even with such a configuration, there is the same problem as described above.
  • An object of the present invention is to solve the above problems and provide a DC-DC converter capable of suppressing switching loss and increasing conversion efficiency with a simple configuration.
  • the present invention provides a primary terminal, a secondary terminal, a primary winding, A transformer having a secondary winding and determining a voltage conversion ratio, switching means inserted between the primary terminal and the primary winding, and serially connected to the switching means.
  • a DC-DC converter comprising a resonance rear turtle, an LC resonance circuit acting as a resonance capacitor that resonates with the resonance rear turtle, and driving means for driving the switching means on and off.
  • a resonance frequency detection unit for detecting a frequency of the resonance current; and a unit for feeding back the frequency detected by the resonance frequency detection unit to the driving unit, wherein the driving unit detects the frequency of the resonance current.
  • the first feature is that the switching means is turned on and off at the resonance frequency of the LC resonance circuit based on the frequency obtained.
  • the present invention has a second feature in that the resonance frequency detecting means is provided on the primary side of the transformer.
  • the present invention provides a transformer having a low voltage side terminal, a high voltage side terminal, a low voltage side winding and a high voltage side winding and determining a voltage conversion ratio, the low voltage side terminal and the low voltage side winding Low-side switching means inserted between the high-side terminal and the high-side winding, and high-side switching means inserted between the high-side winding and the high-voltage side winding.
  • the low-voltage rectifier element, the high-voltage rectifier element connected in parallel with each switching element of the high-voltage switching means, and the on / off driving of the switching element of the low-voltage switching means and the switching element of the high-voltage switching means.
  • a bidirectional DC-DC converter provided with a driving means for switching between the high voltage side winding and the high voltage side switching means or the low voltage side winding.
  • An LC resonance circuit is provided between the low-voltage side switching means, a resonance frequency detection means for detecting a frequency of a resonance current due to the operation of the LC resonance circuit, and a frequency detected by the resonance frequency detection means.
  • a driving means for driving the switching means on and off at the resonance frequency of the LC resonance circuit based on the frequency detected by the resonance frequency detection means.
  • the present invention has a fourth feature in that the LC resonance circuit is provided between the high-voltage side winding and the high-voltage switching means.
  • the present invention provides the low-voltage side switching means and the high-voltage side switching means.
  • the fifth feature of the stage is that the stage is configured by connecting four switching elements in a bridge.
  • the driving frequency of the switching means and the resonance frequency of the resonance circuit can always be kept the same with a simple configuration, and the switching loss can be suppressed. , The conversion efficiency can be increased. Also, even if the element constants of the circuit elements that make up the resonance circuit fluctuate at the manufacturing stage, or if the element constants change over time or change according to the ambient temperature after being incorporated into a DC-DC converter, Since the driving frequency of the switching means is automatically adjusted so as to match the resonance frequency of the resonance circuit, the design of the circuit and the element becomes easy.
  • a common voltage reference line can be used for the resonance frequency detecting means and the driving means, so that insulation between the resonance frequency detecting means and the driving means becomes unnecessary.
  • the third feature by operating the low-voltage side switching means and the high-voltage side switching means at the same drive timing, it is possible to perform bidirectional power conversion. Can be suppressed with a simple configuration.
  • the current waveform force generated by switching of the switching means is sinusoidal in the SLC resonance circuit, and the driving frequency force of the switching means is automatically adjusted to match the resonance frequency of the SLC resonance circuit.
  • the off-timing of the switching element can be maintained at a point very close to. As a result, switching loss can be significantly reduced.
  • the fourth feature since the current value is small on the high voltage side where the LC resonance circuit is provided, the loss in the LC resonance circuit can be suppressed.
  • the switching means and the rectifying element on the high voltage side and the low voltage side constitute a so-called bridge-type single-phase inverter, so that the structure of the transformer can be simplified. Further, it is not necessary to increase the dead time for preventing the short-circuit of the switching element or to shorten the driving time of the switching element due to the transmission delay of the transformer, so that the conversion efficiency can be improved.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing the principle of a DC-DC converter according to the present invention.
  • FIG. 2 is a specific circuit diagram showing an embodiment of a DC-DC converter according to the present invention.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing an application example of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing the principle of a DC-DC converter.
  • FIG. 5 is a current waveform diagram showing an operation of a DC-DC converter.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing the principle of a DC-DC converter according to the present invention.
  • the resonance current frequency detection means includes, for example, a resonance current detection current transformer 5 disposed on a line through which the resonance current on the primary side of the transformer 1 flows, and a frequency detection unit for detecting the frequency of the resonance current detected by the current transformer 5. Consists of six.
  • the driving means 4 first turns on and off the switching means 2 at a resonance frequency set based on the element constants of the circuit elements of the resonance circuit 3. As a result, DC-DC conversion from the primary side of the transformer 1 to the secondary side is performed.
  • the current transformer 5 for detecting a resonance current detects a current flowing through the primary winding of the transformer 1 as a voltage value, and the frequency detecting unit 6 calculates a changing force frequency of the detected voltage value. To detect the frequency of the current.
  • the frequency detected by the frequency detector 6 is fed-packed to the driving means 4.
  • the driving unit 4 turns on and off the switching unit 2 based on the frequency detected by the frequency detection unit 6. As a result, the switching means 2 is turned on and off at the frequency of the actual resonance current detected by the frequency detection unit 6, that is, the frequency that matches the current actual resonance frequency of the resonance circuit 3.
  • the element constants of the circuit elements constituting the resonance circuit 3 may vary at the manufacturing stage, or the element constants may change over time or according to the ambient temperature after being incorporated into the DC-DC converter. Also, the deviation between the on-off frequency of the switching means 3 and the resonance frequency of the resonance circuit 3 is suppressed.
  • FIG. 2 is a specific circuit diagram showing an embodiment of the DC-DC converter according to the present invention.
  • the power is bidirectionally transmitted through the transformer 1 between the DC power supply connected to the low-voltage terminals 7-1 and 7-2 and the DC power supply connected to the high-voltage terminals 8-1 and 81.
  • This is an example of a bidirectional DC-DC converter that accommodates the two.
  • the low-voltage terminals 7-1 and 7-2 may be referred to as a primary side
  • the high-voltage terminals 8-1 and 8-2 may be referred to as a secondary side.
  • the transformer 1 includes a low-side winding 1-1 on the primary side and a high-side winding 1-2 on the secondary side.
  • the boost ratio of this bidirectional DC-DC converter is determined by the winding ratio of the low-voltage side winding 1-1 and the high-voltage side winding 1-2.
  • the low voltage side switching means 2 is inserted between the low voltage side terminals 7-1 and 7-2 and the low voltage side winding 11 and the high voltage side switching means 9 is connected to the high voltage side terminals 8-1 and 8-2. It is inserted between the compression side windings 12.
  • the low-voltage side switching means 2 can be configured by bridge-connecting four switching elements (hereinafter, referred to as FETs) 2-1 to 2-4 such as FETs. It can be configured by bridge-connecting FETs 9-1-94.
  • FETs switching elements
  • a rectifying element such as a diode is connected in parallel to each of the FETs 2-1 2-4 and 9 11-9 4. These rectifiers may be junction diodes separately connected by FET parasitic diodes. By combining the rectifiers connected in parallel, the low-voltage side switching means 2 and the high-voltage side switching means 9 can each be considered as a switching rectifier.
  • An LC resonance circuit 3 is inserted between the high voltage side terminals 8-1, 8-2 and the high voltage side winding 1-2.
  • the FETs 2-1-2-4 of the low-voltage side switching means 2 and the FETs 9-1-1-4 of the high voltage side switching means 9 are turned on and off by a powerful control circuit 4 such as a CPU.
  • the low pressure side Capacitors 10 and 11 connected between terminals 7-1 and 7-2 and between high-voltage terminals 8-1 and 8-2 are output smoothing capacitors.
  • a current transformer 5 for detecting a resonance current is inserted between the low-voltage side winding 11 of the transformer 1 and the low-voltage switching means 2, and a detection output from the current transformer 5 is supplied to a frequency detection unit 6.
  • the current detection current transformer 5 and the frequency detection unit 6 constitute a resonance current frequency detection means.
  • a powerful control circuit 4 such as a CPU, based on the frequency detected by the frequency detection unit 6, controls the FETs 2-1-2-4 of the low-voltage switching means 2 and the FETs 9-1-9 4 of the high-voltage switching means 9. Turn on and off.
  • the frequency detection unit 6 can also be configured by software as a part of the control circuit 4, and the frequency can be detected by judging a deviation of a specific position such as a peak position of a resonance current waveform, for example.
  • FIG. 2 An outline of the operation in FIG. 2 will be described. First, when power is supplied from the primary side (left side of the figure) to the secondary side (right side of the figure), a pair of FETs 2-1, 2-4 and a pair of FETs 2, 2, 3 of the low-voltage side switching means 2 And on and off alternately. The current associated with the on and off flows through the low-voltage side winding 1-1 of the transformer 1.
  • the current induced in the high-voltage side winding 12 is input to the high-voltage switching means 9 through the LC resonance circuit 3 and rectified by the rectifier connected in parallel with the FETs 9-1 1 9 4 to form a smoothing capacitor. It is smoothed at 11 and output. At this time, the currents flowing to the primary side and the secondary side become sinusoidal due to the presence of the LC resonance circuit 3.
  • the feedback function of the resonance current frequency detection means including the current detection current transformer 5 and the frequency detection unit 6 enables the FETs 2-1-2-4 of the low-voltage side switching means 2 to be connected to the LC resonance circuit 3. It is turned on and off at a frequency that matches the current actual resonance frequency.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing an application example of the present invention.
  • the bidirectional power supply shown in Fig. 2 DC- This is an example of applying a DC converter.
  • the generator 12 is, for example, an engine-driven three-phase multipole magnet generator.
  • the switching function of the bidirectional DC-DC converter is a feedback function of the resonance current frequency detection means including the current detection current transformer 5 and the frequency detection unit 6, and the switching means of the LC resonance circuit is used. Since it is driven on and off at a frequency that matches the actual resonance frequency of the device, the conversion efficiency can be increased.
  • the low voltage side switching means of the bidirectional DC-DC converter 100 is driven, and the DC voltage of the battery 13 boosted by this is applied to the driving inverter (rectifier circuit) 14.
  • the driving inverter 14 converts the applied DC voltage into a three-phase AC voltage, applies the converted voltage to the generator 12, and starts up the generator 12 as a motor for starting the engine.
  • the generator 12 When the engine starts, the generator 12 is driven by the engine, and the switching operation of the driving inverter 14 is stopped.
  • the output of the generator 12 is rectified by a rectifier circuit (drive inverter) 14, adjusted by a regulator 15, further converted by an inverter 16 into alternating power of a predetermined frequency, and supplied to a load.
  • the output of the rectifier circuit 14 is stepped down by the bidirectional DC-DC converter 100, and the stepped-down voltage is output.
  • the battery 13 can be charged.
  • the low-side switching means and the high-side switching means of the bidirectional DC-DC converter 100 can be driven in a completely synchronous manner.
  • power can be automatically exchanged between the rectifier circuit (drive inverter) 14 and the battery 13 according to the relative voltage difference between the primary side and the secondary side based on the transformer winding ratio.
  • the loss due to the forward voltage drop (approximately 0.7 V) caused by the diode is lost only in the ON resistance of the switching means, so that the efficiency particularly on the low voltage side can be increased.
  • This application example is an example in which electric power is exchanged between a DC power supply that also has an engine-driven generator power and a battery, but is not limited thereto, and a battery, a normal generator, solar power generation, wind power It can also be applied to the case where power is exchanged by an appropriate DC power supply system such as power generation and a fuel cell.For example, it is possible to exchange power between the traveling power system in a hybrid vehicle and the safety electrical system. Can be applied to
  • the resonance current can be detected by inserting a resistor in place of the resonance current detection current transformer in a line through which the resonance current flows.
  • current transformers and resistors for current detection can be provided on the secondary side instead of the primary side, and the LC resonance circuit can be provided on the primary side instead of the secondary side.

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Abstract

　簡単な構成でスイッチング損失を抑制し、変換効率を高めることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること。 　トランス１の二次側にはＬＣ共振回路３が挿入されている。駆動手段４でスイッチング手段２をオン・オフ駆動すると、トランス１を介して二次側に出力が得られる。電流検出用変流器５と周波数検知部６からなる共振電流周波数検出手段は、ＬＣ共振回路３の作動による共振電流の周波数を検出する。この周波数は駆動手段４へフィードバックされる。この結果、駆動手段４はスイッチング手段２をＬＣ共振回路３の共振周波数に合致した周波数でオン・オフ駆動する。

Description

明 細 書
DC— DCコンノ ータ
技術分野
[0001] 本発明は、 DC— DCコンバータに関し、特に、スイッチング損失を抑制し、変換効率 を高めることができる DC— DCコンバータに関する。
背景技術
[0002] 電流共振方式の DC— DCコンバータは、スイッチング手段に直列に接続された共 振回路を備え、スイッチング手段を共振回路の共振周波数でオン'オフ駆動する。図 4は、 DC-DCコンバータの原理を示す図である。トランス 1の 1次側には、例えば 4つ のスイッチング素子のブリッジ接続構成力 なるスイッチング手段 2が設けられ、 2次 側には共振回路 3が設けられる。共振回路 3は、共振用チョーク (リアタトル)と共振用 コンデンサ力 なる。なお、 2次側には、さらに整流、平滑手段が設けられるが図示し ていない。
[0003] 駆動手段 4によりスイッチング手段 2を共振回路 3の共振周波数でオン'オフ駆動す ると、そのオン'オフ駆動周波数に従った周波数でトランス 1を介して昇圧あるいは降 圧が行われる。
[0004] このときの共振回路 3の共振周波数 fは、共振回路 3におけるチョークのインダクタン スを Lとし、コンデンサのキャパシタンスを Cとすると、 ί= ΐΖ2 π LCで表され、例え ば L = 130 /z H、 C = 0.47 Fであると、 f = 20.4KHzとなる。
[0005] 図 5 (a)は、スイッチング手段 2が共振回路 3の共振周波数と同一周波数でオン'ォ フ駆動されているときに流れる電流の波形図であり、電流がゼロになった時点でスィ ツチング手段 2がオン ·オフされる。
[0006] ところが、共振回路 3を構成するチョークやコンデンサなどの素子は、素子定数 (ィ ンダクタンス，キャパシタンス）にバラツキがあり、また、素子定数は経年変化し、さら に温度特性に従って周囲温度に応じて変化する。この変化に伴ってスイッチング手 段 2のオン'オフ駆動周波数と共振回路 3の共振周波数とにずれが発生する。このず れは、回路配線の取り回しによるインダクタンスなどによっても発生する。 [0007] 図 5 (b) , (c)はそれぞれ、スイッチング手段 2のスイッチング周期に対して共振回路 3の共振周期 T(T= 1/f)が長くなつた場合と短くなつた場合の電流波形を示す。同 図から明らかなように、スイッチング手段 2のオン'オフ駆動周波数と共振回路 3の共 振周波数とにずれが生じると、共振電流の零クロス付近でスイッチング手段のオン' オフの切り替えが行われないため、スイッチング損失が増大し、十分な性能を得るこ とができなくなる。
[0008] 下記特許文献 1には、スイッチング手段の駆動周波数と共振回路の共振周波数と のずれをなくすための技術が開示されている。これに開示された技術は、入力電圧 および出力電流に基づきスイッチング手段に共振電流が流れている時間を算出し、 スイッチング手段のオン時点からの経過時間力 算出された時間になった時点でスィ ツチング手段をオフに切り替えるというものである。
特許文献 1：特開 2002— 58240号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0009] し力しながら、上記特許文献 1に開示されて 、るように、入力電圧および出力電流、 あるいは共振用リアタトルに流れる電流を検出し、これに基づきスイッチング手段に共 振電流が流れなくなるタイミングを算出し、このタイミングでスイッチング手段をオンか らオフへ切り替えるという構成では、スイッチング手段のオン時点やオン時点からの 経過時間を正確に検知する必要があり、それを実現するための構成が複雑になると いう課題がある。
[0010] また、上記特許文献 1には、共振用リアタトルに流れる共振電流を検出し、検出され た共振電流を用いてスイッチング手段に共振電流が流れなくなる時点を求め、求め られた時点でスイッチング手段をオンカゝらオフに切り替えるという構成も開示されてい る力 このような構成でも上記と同様の課題がある。
[0011] 本発明の目的は、上記課題を解決し、簡単な構成でスイッチング損失を抑制し、変 換効率を高めることができる DC— DCコンバータを提供することにある。
課題を解決するための手段
[0012] 上記課題を解決するため、本発明は、 1次側端子と、 2次側端子と、 1次側卷線およ び 2次側卷線を有し電圧変換比を決定するトランスと、前記 1次側端子と前記 1次側 卷線との間に挿入されたスイッチング手段と、前記スイッチング手段に直列に接続さ れた共振用リアタトルおよびこの共振用リアタトルと共振する共振用コンデンサ力 な る LC共振回路と、前記スイッチング手段をオン'オフ駆動する駆動手段とを備えた D C DCコンバータにおいて、前記 LC共振回路の作動による共振電流の周波数を検 出する共振周波数検出手段と、前記共振周波数検出手段で検出された周波数を前 記駆動手段へフィードバックする手段とを設け、前記駆動手段は、前記共振周波数 検出手段で検出された周波数に基づいて前記スイッチング手段を前記 LC共振回路 の共振周波数でオン'オフ駆動する点に第 1の特徴がある。
[0013] また、本発明は、前記共振周波数検出手段を前記トランスの 1次側に設けた点に第 2の特徴がある。
[0014] また、本発明は、低圧側端子と、高圧側端子と、低圧側卷線および高圧側卷線を 有し電圧変換比を決定するトランスと、前記低圧側端子と前記低圧側卷線との間に 挿入された低圧側スイッチング手段と、前記高圧側端子と前記高圧側卷線との間に 挿入された高圧側スイッチング手段と、前記低圧側スイッチング手段の各スィッチン グ素子に並列接続された低圧側整流素子と、前記高圧側スイッチング手段の各スィ ツチング素子に並列接続された高圧側整流素子と、前記低圧側スイッチング手段の スイッチング素子および前記高圧側スイッチング手段のスイッチング素子をオン ·オフ 駆動する駆動手段とを備えた双方向の DC— DCコンバータにおいて、前記高圧側卷 線と前記高圧側スイッチング手段との間もしくは前記低圧側卷線と前記低圧側スイツ チング手段との間に LC共振回路を設けると共に、 前記 LC共振回路の作動による 共振電流の周波数を検出する共振周波数検出手段と、前記共振周波数検出手段で 検出された周波数を前記駆動手段へフィードバックする手段とを設け、前記駆動手 段は、前記共振周波数検出手段で検出された周波数に基づいて前記スイッチング 手段を前記 LC共振回路の共振周波数でオン'オフ駆動する点に第 3の特徴がある。
[0015] また、本発明は、前記 LC共振回路を前記高圧側卷線と前記高圧側スイッチング手 段との間に設けた点に第 4の特徴がある。
[0016] さらに、本発明は、前記低圧側スイッチング手段および前記高圧側スイッチング手 段は 、ずれも、 4つのスイッチング素子をブリッジ接続して構成される点に第 5の特徴 がある。
発明の効果
[0017] 本発明の第 1の特徴によれば、簡単な構成でスイッチング手段の駆動周波数と共 振回路の共振周波数とを常に同一に維持することができ、スイッチング損失を抑制す ることができ、変換効率を高めることができる。また、共振回路を構成する回路素子の 素子定数に製造段階でバラツキがあったり、 DC— DCコンバータへの組み込み後に その素子定数に経年変化や周囲温度に応じた変化などがあったりしても、スィッチン グ手段の駆動周波数が共振回路の共振周波数に一致するように自動調整されるの で、回路や素子の設計が容易になる。
[0018] また、第 2の特徴によれば、共振周波数検出手段と駆動手段とで電圧基準ラインを 共通にすることができるので、共振周波数検出手段と駆動手段との間の絶縁が不要 になる。
[0019] また、第 3の特徴によれば、低圧側スイッチング手段と高圧側スイッチング手段を同 一の駆動タイミングで動作させることにより、双方向で電力を融通し合う変換が可能に なり、その場合のスイッチング損失を簡単な構成で抑制することができる。また、スイツ チング手段のスイッチングによる電流波形力 SLC共振回路で正弦波状にされ、スイツ チング手段の駆動周波数力 SLC共振回路の共振周波数に一致するように自動調整さ れるので、共振電流の零クロス点に極めて近い時点にスイッチング素子のオフタイミ ングを維持することができる。これにより、スイッチング損失を大幅に抑制することがで きる。
[0020] また、第 4の特徴によれば、 LC共振回路が設けられる高圧側は、電流値が小さい ので、 LC共振回路での損失を抑制することができる。
[0021] さらに、第 5の特徴によれば、高圧側および低圧側のスイッチング手段および整流 素子は、いわゆるブリッジ型の単相インバータを構成するので、トランスの構造を簡素 化することができる。また、トランスの伝送遅れなどに伴ってスイッチング素子の短絡 防止デッドタイムを大きくとったり、スイッチング素子の駆動時間を短くしたりする必要 がないため、変換効率を高めることが可能になる。 図面の簡単な説明
[0022] [図 1]本発明に係る DC-DCコンバータの原理を示す回路図である。
[図 2]本発明に係る DC-DCコンバータの実施形態を示す具体回路図である。
[図 3]本発明の適用例を示す回路図である。
[図 4]DC— DCコンバータの原理を示す図である。
[図 5]DC— DCコンバータの動作を示す電流波形図である。
符号の説明
[0023] 1· · 'トランス、 1-1·· '低圧側卷線、 1-2· · ·高圧側卷線、 2, 9·· 'スイッチング手段 、 2-1-2-4, 9-1-9-4· · 'FET、 3·· 'LC共振回路、 4·· '駆動手段（制御回路） 、 5· ··共振電流検出用変流器、 6·· ·周波数検知部、 7— 1、 7-2· · ·低圧側端子、 8 1、 8—2···高圧側端子、 10, 11···平滑コンデンサ、 12···発電機、 13···バッテ リ、 14···駆動用インバータ（整流回路）、 15···レギユレータ、 16···インバータ、 10 0· ··双方向 DC— DCコンバータ
発明を実施するための最良の形態
[0024] 以下、図面を参照して本発明を説明する。図 1は、本発明に係る DC-DCコンパ一 タの原理を示す回路図である。以下では図 4と同一あるいは同等部分は同一符号で 示す。図 1が図 4と異なるのは、共振回路 3の作動による共振電流の周波数を検出す る共振電流周波数検出手段を設け、これにより検出された周波数を駆動手段 4にフィ ードバックした点である。共振電流周波数検出手段は、例えばトランス 1の一次側の 共振電流が流れるラインに対して配置された共振電流検出用変流器 5とこれにより検 出された共振電流の周波数を検知する周波数検知部 6で構成される。
[0025] 次に、図 1の動作を説明する。駆動手段 4は、まず、共振回路 3の回路素子の素子 定数に基づいて設定された共振周波数でスイッチング手段 2をオン'オフ駆動する。 これによりトランス 1の 1次側から 2次側への DC— DC変換が行われる。
[0026] 共振電流検出用変流器 5は、トランス 1の 1次側卷線に流れる電流を電圧値として 検出し、周波数検知部 6は、検出された電圧値の変化力 周波数を算出することによ り電流の周波数を検知する。周波数検知部 6で検知された周波数は駆動手段 4にフ イードパックされる。 [0027] 駆動手段 4は、周波数検知部 6で検知された周波数に基づいてスイッチング手段 2 をオン'オフする。これにより、スイッチング手段 2は、周波数検知部 6で検知された実 際の共振電流の周波数、すなわち共振回路 3の現在の実際の共振周波数に合致し た周波数でオン'オフされる。したがって、共振回路 3を構成する回路素子の素子定 数に製造段階でバラツキがあったり、 DC— DCコンバータへの組み込み後にその素 子定数に経年変化や周囲温度に応じた変化が生じたりしてもスイッチング手段 3のォ ン 'オフ周波数と共振回路 3の共振周波数との間のずれは抑制される。
[0028] 図 2は、本発明に係る DC— DCコンバータの実施形態を示す具体回路図である。
本実施形態は、低圧側端子 7— 1、 7— 2に接続される直流電源と高圧側端子 8—1、 8 1に接続される直流電源との間でトランス 1を介して双方向に電力を融通し合う双方 向 DC— DCコンバータとして構成した例である。以下では、低圧側端子 7— 1、 7— 2側 を一次側、高圧側端子 8 - 1、 8 - 2側を二次側と呼ぶことがある。
[0029] トランス 1は、一次側の低圧側卷線 1-1と二次側の高圧側卷線 1-2を含む。この双 方向 DC - DCコンバータの昇圧比は、低圧側卷線 1 - 1と高圧側卷線 1 - 2の卷線比 により決定される。低圧側スイッチング手段 2は、低圧側端子 7— 1、 7— 2と低圧側卷 線 1 1との間に挿入され、高圧側スイッチング手段 9は、高圧側端子 8— 1、 8— 2と高 圧側卷線 1 2との間に挿入される。
[0030] 低圧側スイッチング手段 2は FETなどの 4つのスイッチング素子（以下、 FETと記す 。）2— 1一 2— 4をブリッジ接続して構成することができ、高圧側スイッチング手段 9も 4 つの FET9—1— 9 4をブリッジ接続して構成することができる。
[0031] FET2— 1一 2— 4、 9 1一 9 4のそれぞれには、ダイオードなどの整流素子が並列 接続される。これらの整流素子は、 FETの寄生ダイオードでよぐ別途接続した接合 ダイオードでもよい。並列接続された整流素子を合わせれば、低圧側スイッチング手 段 2および高圧側スイッチング手段 9はそれぞれ、スイッチング '整流部と考えることが できる。
[0032] 高圧側端子 8— 1、 8— 2と高圧側卷線 1-2との間には LC共振回路 3が挿入される。
低圧側スイッチング手段 2の FET2— 1一 2— 4および高圧側スイッチング手段 9の FE T9— 1一 9 4は、 CPUなど力もなる制御回路 4によりオン'オフされる。なお、低圧側 端子 7—1、 7— 2間、および高圧側端子 8— 1、 8— 2間に接続されているコンデンサ 10 、 11は、出力平滑用コンデンサである。
[0033] トランス 1の低圧側卷線 1 1と低圧側スイッチング手段 2との間に共振電流検出用 変流器 5が挿入され、これによる検出出力は周波数検知部 6に与えられる。電流検出 用変流器 5と周波数検知部 6は共振電流周波数検出手段を構成する。
[0034] CPUなど力 なる制御回路 4は、周波数検知部 6で検知された周波数に基づいて 低圧側スイッチング手段 2の FET2—1— 2— 4や高圧側スイッチング手段 9の FET9— 1一 9 4をオン'オフする。なお、周波数検知部 6は、制御回路 4の一部としてソフトゥ エアで構成することもでき、周波数は、例えば共振電流波形のピーク位置などの特定 位置のずれを判断することにより検知できる。
[0035] 図 2の動作の概略を説明する。まず、一次側（図の左側)から二次側（図の右側)へ 電力を供給する場合、低圧側スイッチング手段2の FET2— 1、 2— 4のペアと FET2— 2、 2— 3のペアとを交互にオン 'オフさせる。このオン 'オフに伴う電流がトランス 1の低 圧側卷線 1 - 1に流れる。
[0036] 高圧側卷線 1 2に誘起された電流は、 LC共振回路 3を通して高圧側スイッチング 手段 9に入力され、 FET9— 1一 9 4に並列接続された整流素子により整流され、平 滑コンデンサ 11で平滑されて出力される。このとき一次側および二次側に流れる電 流は、 LC共振回路 3の存在により正弦波状になる。
[0037] また、電流検出用変流器 5と周波数検知部 6からなる共振電流周波数検出手段に よるフィードバック機能で、低圧側スイッチング手段 2の FET2— 1一 2— 4は LC共振回 路 3の現在の実際の共振周波数に合致した周波数でオン'オフされる。
[0038] 以上は、一次側から二次側へ電力を供給する場合の動作であるが、二次側から一 次側へ電力を供給する場合も同様である。また、一次側と二次側とを完全同期で、す なわち一次側と二次側とを同一駆動信号で駆動して相互に自動的に電力をやり取り させる場合も同様である。この場合には、トランス卷線比による一次側と二次側の相 対電圧差で電力のやり取りが行われる。
[0039] 図 3は、本発明の適用例を示す回路図である。本例は、発電機 12を含む直流電源 とバッテリ 13で電力を融通し合って負荷に電力を供給するシステムに、図 2の双方向 DC— DCコンバータを適用した例である。発電機 12は、例えばエンジン駆動式の 3相 の多極磁石発電機である。
[0040] 本適用例においても、電流検出用変流器 5と周波数検知部 6からなる共振電流周 波数検出手段によるフィードバック機能で、双方向 DC— DCコンバータのスィッチン グ手段は LC共振回路の現在の実際の共振周波数に合致した周波数でオン'オフ駆 動されるので、変換効率を高めることができる。
[0041] まず、エンジンの始動時には、双方向 DC— DCコンバータ 100の低圧側スィッチン グ手段を駆動し、これにより昇圧したバッテリ 13の DC電圧を駆動用インバータ (整流 回路） 14に印加する。駆動用インバータ 14は、印加された DC電圧を 3相の AC電圧 に変換して発電機 12に印加し、これをエンジン始動用電動機として起動する。
[0042] エンジンが始動すると、発電機 12はエンジンにより駆動され、駆動用インバータ 14 のスイッチング動作は停止される。発電機 12の出力は、整流回路 (駆動用インバータ ) 14で整流され、レギユレータ 15で調整され、さらにインバータ 16で所定周波数の交 流電力に変換されて負荷へ供給される。
[0043] バッテリ 13の電圧が低下した時、双方向 DC— DCコンバータ 100の高圧側スィッチ ング手段を駆動すれば、整流回路 14の出力を双方向 DC— DCコンバータ 100により 降圧し、降圧した電圧でバッテリ 13を充電することができる。
[0044] 発電機 12がエンジンで駆動されているときに、双方向 DC— DCコンバータ 100の低 圧側スイッチング手段と高圧側スイッチング手段とを完全同期で駆動することもできる 。このようにすれば、整流回路 (駆動用インバータ） 14側とバッテリ 13側とでトランス卷 線比による一次側と二次側の相対電圧差に従い自動的に電力のやり取りを行わせる ことができる。また、この場合はダイオードによる順方向降下電圧 (約 0.7V)による損 失がなぐスイッチング手段のオン抵抗のみの損失となるため、特に低圧側での効率 を高めることができる。
[0045] なお、本適用例は、エンジン駆動式発電機力もなる直流電源とバッテリ間で電力を 融通し合う例であるが、これに限らず、バッテリ、通常の発電機、太陽光発電、風力発 電、燃料電池などの適宜の直流電源系で電力を融通し合う場合にも適用でき、例え ば、ハイブリッド車両などでの走行電力系と保安電装系とで電力のやり取りを行わせ る場合にも適用できる。
以上、実施形態について説明した力 本発明は、種々に変形可能である。例えば、 共振電流検出用変流器に代えて抵抗を共振電流が流れるラインに挿入することによ つても共振電流を検出することができる。また、電流検出用の変流器や抵抗などは一 次側に代えて二次側に設けることもでき、 LC共振回路も二次側ではなく一次側に設 けることちでさる。

Claims

請求の範囲
[1] 1次側端子と、 2次側端子と、 1次側卷線および 2次側卷線を有し電圧変換比を決定 するトランスと、前記 1次側端子と前記 1次側卷線との間に挿入されたスイッチング手 段と、前記スイッチング手段に直列に接続された共振用リアタトルおよびこの共振用リ ァクトルと共振する共振用コンデンサ力 なる LC共振回路と、前記スイッチング手段 をオン'オフ駆動する駆動手段とを備えた DC— DCコンバータにおいて、
前記 LC共振回路の作動による共振電流の周波数を検出する共振周波数検出手 段と、前記共振周波数検出手段で検出された周波数を前記駆動手段へフィードバッ クする手段とを設け、
前記駆動手段は、前記共振周波数検出手段で検出された周波数に基づいて前記 スイッチング手段を前記 LC共振回路の共振周波数でオン'オフ駆動することを特徴 とする DC— DCコンノ ータ。
[2] 前記共振周波数検出手段を前記トランスの 1次側に設けたことを特徴とする請求項 1 に記載の DC— DCコンバータ。
[3] 低圧側端子と、高圧側端子と、低圧側卷線および高圧側卷線を有し電圧変換比を 決定するトランスと、前記低圧側端子と前記低圧側卷線との間に挿入された低圧側 スイッチング手段と、前記高圧側端子と前記高圧側卷線との間に挿入された高圧側 スイッチング手段と、前記低圧側スイッチング手段の各スイッチング素子に並列接続 された低圧側整流素子と、前記高圧側スイッチング手段の各スイッチング素子に並 列接続された高圧側整流素子と、前記低圧側スイッチング手段のスイッチング素子 および前記高圧側スイッチング手段のスイッチング素子をオン'オフ駆動する駆動手 段とを備えた双方向の DC— DCコンバータにおいて、
前記高圧側卷線と前記高圧側スイッチング手段との間もしくは前記低圧側卷線と前 記低圧側スイッチング手段との間に LC共振回路を設けると共に、
前記 LC共振回路の作動による共振電流の周波数を検出する共振周波数検出手 段と、前記共振周波数検出手段で検出された周波数を前記駆動手段へフィードバッ クする手段とを設け、
前記駆動手段は、前記共振周波数検出手段で検出された周波数に基づいて前記 スイッチング手段を前記 LC共振回路の共振周波数でオン'オフ駆動することを特徴 とする DC— DCコンノ ータ。
[4] 前記 LC共振回路を前記高圧側卷線と前記高圧側スイッチング手段との間に設けた ことを特徴とする請求項 3に記載の DC-DCコンバータ。
[5] 前記低圧側スイッチング手段および前記高圧側スイッチング手段はいずれも、 4つの スイッチング素子をブリッジ接続して構成されることを特徴とする請求項 3に記載の D
C DCコンノ ータ。
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