JP4527616B2

JP4527616B2 - 絶縁共振形双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ及びその制御方法

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Publication number: JP4527616B2
Application number: JP2005185391A
Authority: JP
Inventors: 裕成川添; 修治加藤; 基生二見; 博雄小西
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2005-06-24
Filing date: 2005-06-24
Publication date: 2010-08-18
Anticipated expiration: 2025-06-24
Also published as: JP2007006653A

Description

本発明は、絶縁共振形ＤＣ／ＤＣコンバータに係わり、特に双方向に電力融通可能なＤＣ／ＤＣコンバータ及びその制御方法に関するものである。

絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスによる電気回路の絶縁とＬＣ共振を利用したソフトスイッチングによる変換損失の低減が可能で、かつ双方向に電力を融通できる変換装置である。

対象とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとしては、特許文献１に開示されているように、低圧（昇圧）側スイッチング部と高圧（降圧）側スイッチング部をトランス及びＬＣ共振回路で接続して共通化し、回路を小型化した技術が知られている。

また、この特許文献１には、エンジン始動用電動機の駆動インバータ直流部とバッテリ間の電力を融通し合う例が示されており、更に太陽光発電、風力発電、燃料電池などの直流電源系でも電力を融通し合う場合に使用可能であることが開示されている。

特開２００４−２８２８２８号公報（図１、図４ほか全体）

特許文献１の従来技術では、トランスの巻数比以上にＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を高くすることができないため、低圧・高圧側の電圧比がトランス巻数比に等しい場合には電力融通ができない。また、この状態で高圧側電圧が高め、或いは低圧側電圧が低めの場合には低圧側から高圧側への電力供給が、逆に低圧側電圧が高め、或いは高圧側電圧が低めの場合には高圧側から低圧側への電力供給ができない。例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータの低圧側に接続されたバッテリの充放電を考えると、バッテリの内部抵抗によって、充電時にはバッテリ電圧が上昇し、逆に放電時には低下するため、高圧側の電圧条件によっては、バッテリの充放電が制限される可能性がある。

そこで、本発明の課題は、トランス巻数比以上にＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を高くでき、低圧側と高圧側の電圧変動に対してロバストな出力特性を持つ絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。

本発明の望ましい実施態様においては、低圧側スイッチング部と、高圧側スイッチング部と、これら高低圧側スイッチング部を接続する絶縁トランスと、この絶縁トランスと前記高低圧側スイッチング部の一方との間に接続されたＬＣ共振回路と、前記高低圧側スイッチング部を制御する制御回路とを備えた絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記トランスの１次又は２次巻線と前記ＬＣ共振回路の直列回路を、前記高低圧側スイッチング部の主スイッチング素子をオンした瞬間から短時間だけ共振電流を循環させることを特徴とする。

また、本発明の望ましい他の実施態様においては、単相フルブリッジ回路で構成される低圧側及び高圧側スイッチング部の各アームの還流ダイオードを有する主半導体スイッチング素子と並列に、補助共振コンデンサと逆並列ダイオード付補助半導体スイッチング素子の直列回路を備え、前記低圧側又は高圧側スイッチング部の各アームの主半導体スイッチング素子のオン期間の初期に、前記補助半導体スイッチング素子をオンさせることを特徴とする。

本発明のさらに他の望ましい実施態様においては、前記低圧側及び降圧側の両スイッチング部を制御する前記制御回路は、パルス幅を一定とし、その繰返し周波数を調整する周波数制御型であることを特徴とする。

本発明の望ましい実施態様によれば、トランス巻数比以上にコンバータの出力電圧を高くでき、低圧側と高圧側の電圧変動に対してロバストな特性を持つ絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ及びその制御方法を実現できる。

本発明のその他の目的と特徴は、以下に述べる実施形態の説明で明らかにする。

以下、本発明の実施形態を図を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施形態による絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成図である。対象とするＤＣ／ＤＣコンバータは、単相フルブリッジ回路で構成される低圧側スイッチング部１、高圧側スイッチング部２、これら両単相フルブリッジ回路間を絶縁するトランス３を主体として構成されている。トランス３は、低圧側巻線３１及び高圧側巻線３２を備えている。また、トランス３の高圧側巻線３２と、高圧側スイッチング部２との間には、ＬＣ共振回路４が接続されている。このＬＣ共振回路４は、共振リアクトル４１と共振コンデンサ４２からなる。この絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータで接続される両直流系統には、それぞれ平滑コンデンサ５と６が接続されている。

このような構成により、低圧側及び高圧側スイッチング部１，２間でＬＣ共振を利用したソフトスイッチング（Zero Current Switching）を行い、低圧側から高圧側（昇圧方向）、或いは高圧側から低圧側（降圧方向）の双方向に直流電力を融通することができる。

低圧側スイッチング部１は、主として、昇圧用主スイッチング素子１１〜１４、降圧用補助スイッチング素子１５〜１８、補助共振コンデンサＣ１５〜Ｃ１８で構成される。また、昇圧用主パルス信号をＰ１１〜Ｐ１４、降圧用補助パルス信号をＰ１５〜Ｐ１８、各補助共振コンデンサに流れる電流をＩＣ１５〜ＩＣ１８とする。

高圧側スイッチング部２は、主として、降圧用主スイッチング素子２１〜２４、昇圧用補助スイッチング素子２５〜２８、補助共振コンデンサＣ２５〜Ｃ２８で構成される。また、降圧用主パルス信号をＰ２１〜Ｐ２４、昇圧用パルス信号をＰ２５〜Ｐ２８、各補助共振コンデンサに流れる電流をＩＣ２５〜ＩＣ２８とする。

図２は、本発明の一実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータ主回路をドライブするためのパルス発生部の機能ブロック図である。まず、パルス作成部１１０では、周波数指令値Ｆｒｅｆに基づき、昇圧用パルス作成部１１１で、昇圧用主パルスＰ１とＰ２、昇圧用パルスＰ３とＰ４を、降圧用パルス作成部１１２で、降圧用主パルスＰ５とＰ６、降圧用補助パルスＰ７とＰ８を作成する。パルス選択部１１３では、昇降圧パルス切替え信号ＰＳＷに基づき、その信号が正なら、昇圧用パルスＰ１（Ｐ１１、Ｐ１２）、Ｐ２（Ｐ１３、Ｐ１４）、Ｐ３、並びにＰ４を選択する。他方、切替え信号ＰＳＷが負なら、降圧用主パルスＰ５（Ｐ２１、Ｐ２２）、Ｐ６（Ｐ２３、Ｐ２４）、Ｐ７、並びにＰ８を選択する。

図３は、各パルスの時間関係を示すパルス波形図である。昇圧用パルス作成部１１１と降圧用パルス作成部１１２では、各パルスのオン時間Ｔ１、デッドタイムの１／２：Ｔ２をそれぞれ固定とし、周波数指令値Ｆｒｅｆに応じて、各パルスのオフ時間Ｔ３を調整する。周波数指令値Ｆｒｅｆと、時間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３の関係は、（１）式で表される。

１／Ｆｒｅｆ＝（２×Ｔ１）＋（４×Ｔ２）＋（２×Ｔ３）……………………（１）
オフ時間Ｔ３は、周波数指令値Ｆｒｅｆが最大値の時に零となるため、デッドタイムを決定すれば、オン時間Ｔ１が与えられる。例えば、周波数指令値Ｆｒｅｆの最大値を２０ｋＨｚ（１／Ｆｒｅｆ＝５０μｓ）、デッドタイムを２μｓ（Ｔ２＝１μｓ）とすると、オン時間Ｔ１は、２３μｓとなる。

補助スイッチング素子オフタイミング調整部３０では、昇圧用パルスＰ３、Ｐ４、昇圧用主パルスＰ１１〜Ｐ１４、補助共振コンデンサ電流ＩＣ２５〜ＩＣ２８を入力して、昇圧用パルスＰ２５〜Ｐ２８を出力する。また、降圧用補助パルスＰ７、Ｐ８、降圧用主パルスＰ２１〜Ｐ２４、補助共振コンデンサ電流ＩＣ１５〜ＩＣ１８を入力して、降圧用補助パルスＰ１５〜Ｐ１８を出力する。ただし、補助パルス信号Ｐ３、Ｐ４、Ｐ７、Ｐ８については、補助スイッチング素子オフタイミング調整部３０を省略して、Ｐ３をＰ２５とＰ２６、Ｐ４をＰ２７とＰ２８、Ｐ７をＰ１５とＰ１６、Ｐ８をＰ１７とＰ１８としてもよい。

図４は、本発明の一実施形態による補助スイッチング素子オフタイミング調整部３０の詳細ブロック図である。補助スイッチング素子オフタイミング調整部３０は、前記パルス作成部１１０より与えられた補助パルスＰ３に対してオフタイミングを調整し、補助共振コンデンサ電流ＩＣ２５の振動電流（破線部分）を除去する。これにより、補助スイッチング素子２５の損失を低減して変換効率を高める役割を果たす。

図５は、図４に示す補助スイッチング素子オフタイミング調整部３０の各部のパルス波形図である。この図を参照しながら、図４の補助パルスのオフタイミングを調整する具体的な回路について説明する。補助スイッチング素子オフタイミング調整部３０は、昇圧用補助パルスＰ３、昇圧用主パルスＰ１１、電流センサＣＴ２５を介して検出した補助共振コンデンサ電流ＩＣ２５を入力する。そして、遅延回路３１、マイナス判定回路３２、ＡＮＤ回路３３、ＮＯＴ回路３４、ＯＲ回路３５、ＳＲフリップフロップ回路３６で構成され、その出力Ｐ２５で昇圧用補助スイッチング素子２５をオン・オフする。これにより、前記パルス作成部１１０より与えられた昇圧用補助パルスＰ３を昇圧用主パルスＰ１１がオンしてから時間Ｔ４後に補助共振コンデンサ電流ＩＣ２５がマイナスとなった時点でオフとする昇圧用補助パルスＰ２５を得ることができる。なお、ここでは、昇圧用補助パルスＰ２５を一例として説明したが、他の補助パルスＰ２６〜Ｐ２８及び降圧用補助パルスＰ１５〜Ｐ１８についても、同様の回路をそれぞれに用い、オフタイミングを調整する。補助パルスはそれぞれ、Ｐ２６（入力：Ｐ３、Ｐ１２、ＩＣ２６）、Ｐ２７（入力：Ｐ４、Ｐ１３、ＩＣ２７）、Ｐ２８（入力：Ｐ４、Ｐ１４、ＩＣ２８）である。また、降圧用補助パルスは、それぞれ、Ｐ１５（入力：Ｐ７、Ｐ２１、ＩＣ１５），Ｐ１６（入力：Ｐ７、Ｐ２２、ＩＣ１６）、Ｐ１７（入力：Ｐ８、Ｐ２３、ＩＣ１７）、及びＰ１８（入力：Ｐ８、Ｐ２４、ＩＣ１８）である。

図６は、本発明の一実施形態による絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作時の主回路状態図である。本回路図は、図１に対して、昇圧動作に寄与しない回路は省略している。また、高圧側スイッチング部２の降圧用主スイッチング素子２１〜２４は、素子の還流ダイオード部分のみが昇圧動作に寄与するため、この部分をＤ２１〜Ｄ２４として表している。

図７は、本発明の一実施形態による絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作時の図６の状態での動作を説明するための各部波形図である。波形は、上より、昇圧用主パルスＰ１１〜Ｐ１４、トランス３の高圧側電圧Ｖ２、電流Ｉ２、昇圧用補助パルスＰ２５〜Ｐ２８、補助共振コンデンサ電流ＩＣ２５、ＩＣ２８を示す。

（１）まず、昇圧用補助スイッチング素子２５と２６（若しくは２７と２８）をオンすることにより、補助共振コンデンサＣ２５とＣ２６（若しくはＣ２７とＣ２８）が、平滑コンデンサ６から充電される。すなわち、充電路は、６上端→Ｃ２５→２５→３２→４１→４２→Ｃ２６→２６→６下端の径路である。

（２）次に、昇圧用主スイッチング素子１１と１２（若しくは１３と１４）をオンすると、ＬＣの共振電流Ｉ２が一旦、補助共振コンデンサＣ２７とＣ２８（若しくはＣ２５とＣ２６）に流れる。すなわち、前回までの動作履歴により、補助共振コンデンサＣ２７は、その上端が正の方向に充電されている。このため、３２上端→４１→４２→Ｄ２７→Ｃ２７→Ｃ２５→２５→３２下端の径路で、補助共振コンデンサＣ２５を充電する共振電流が増大する。同時に、前回までの履歴により、補助共振コンデンサＣ２８は、その上端が正の方向に充電されているため、３２上端→４１→４２→Ｃ２６→２６→Ｄ２８→Ｃ２８→３２下端の径路でも、補助共振コンデンサＣ２６を充電する共振電流が増大する。したがって、これらの２つの径路で共振リアクトル４１の共振電流が増大し、エネルギーが蓄積される。

（３）そして、比較的小容量の補助共振コンデンサＣ２５とＣ２６は、短時間で高圧側の平滑コンデンサ６の端子電圧ＶＨまで充電される。すると、トランス２次巻線３２の電圧と共振回路リアクトル４１に蓄えられたエネルギーによる電圧の和で、３２上端→４１→４２→Ｄ２３→６→Ｄ２４→３２下端の径路で高圧側の平滑コンデンサ６を充電することとなる。すなわち、昇圧チョッパの原理で、共振リアクトル４１に一旦蓄えたエネルギーを高圧側の平滑コンデンサ６に供給することができる。

これにより、高圧側直流電圧ＶＨをトランス３の低圧側巻線３１と高圧側巻線３２の巻数比以上に高くできる。

図８は、本発明の一実施形態による絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作時の主回路状態図である。本回路図は、図１に対して、降圧動作に寄与しない回路は省略している。また、低圧側スイッチング部１の昇圧用主スイッチング素子１１〜１４は、素子の還流ダイオード部分のみが降圧動作に寄与するため、この部分をＤ１１〜Ｄ１４として表している。

図９は、本発明の一実施形態による絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作時の図８の状態での動作を説明するための各部波形図である。波形は、上より、降圧用主パルスＰ２１〜Ｐ２４、トランス３の高圧側の電圧Ｖ２、電流Ｉ２、降圧用補助パルスＰ１５〜Ｐ１８、補助共振コンデンサ電流ＩＣ１５、ＩＣ１８を示す。

（１）まず、降圧用補助スイッチング素子１５と１６（若しくは１７と１８）をオンすることにより、補助共振コンデンサＣ１５とＣ１６（若しくはＣ１７とＣ１８）が平滑コンデンサ５から充電される。すなわち、充電路は、５上端→Ｃ１５→１５→３１→Ｃ１６→１６→５下端の径路である。

（２）次に、降圧用主スイッチング素子２１と２２（若しくは２３と２４）をオンすると、ＬＣの共振電流が一旦、補助共振コンデンサＣ１７とＣ１８（若しくはＣ１５とＣ１６）に流れる。すなわち、前回までの動作履歴により、補助共振コンデンサＣ１７は、その上端が正の方向に充電されている。このため、３１下端→Ｄ１７→Ｃ１７→Ｃ１５→１５→３１上端の径路で、補助共振コンデンサＣ１５を充電する共振電流が増大する。同時に、前回までの履歴により、補助共振コンデンサＣ１８は、その上端が正の方向に充電されているため、３１下端→Ｃ１６→１６→Ｄ１８→Ｃ１８→３１上端の径路でも、補助共振コンデンサＣ１６を充電する共振電流が増大する。したがって、これらの２つの径路で共振電流が増大し、共振リアクトル４１にエネルギーが蓄積される。

（３）そして、比較的小容量の補助共振コンデンサＣ１５とＣ１６は、短時間で低圧側の平滑コンデンサ５の端子電圧ＶＨまで充電される。すると、共振回路リアクトル４１に蓄えられたエネルギーにより、３１下端→Ｄ１３→５→Ｄ１４→３１上端の径路で低圧側の平滑コンデンサ５を充電することとなる。すなわち、降圧チョッパの原理で、共振リアクトル４１に一旦蓄えたエネルギーを低圧側の平滑コンデンサ５に供給することができる。

これにより、低圧側直流電圧ＶＬをトランス３の低圧側巻線３１と高圧側巻線３２の巻数比以上に高くできる。

図１０は、本発明の一実施形態による絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの出力特性図である。横軸に周波数指令値Ｆｒｅｆ（Ｈｚ）、縦軸に昇降圧方向の出力電流（％）を採り、最大周波数指令値をＦｍａｘとする。実線は、前述した低圧側直流電圧ＶＬと高圧側直流電圧ＶＨの電圧比がトランス３（低圧側巻線３１、高圧側巻線３２）の巻数比に等しい時の出力特性を表す。パターン部分は、これよりも、昇圧運転時に高圧側直流電圧ＶＨが高い、若しくは低圧側直流電圧ＶＬが低い場合、降圧運転時に高圧側直流電圧ＶＨが低い、若しくは低圧側直流電圧ＶＬが高い場合の特性領域を表す。すなわち、実線を含むパターン部分は、本発明の補助共振動作によって得られる出力範囲である。

図１１は、本発明の一実施形態による絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの電力貯蔵装置への応用例を示す機能ブロック図である。低圧側スイッチング部１及び高圧側スイッチング部２でバッテリ７を充放電する電力貯蔵装置であり、その出力は、前述したパルス作成部１１０を有する制御回路１００及び補助スイッチング素子オフタイミング調整部３０でコントロールされる。

まず、制御に必要な電力指令値Ｐｒｅｆ、電圧指令値Ｖｒｅｆ、低圧側直流電流ＩＬ、高圧側直流電流ＩＨ、高圧側直流電圧ＶＨをそれぞれ電流センサＣＴ５、ＣＴ６、電圧センサＰＴ６を介して、制御回路１００に取り込む。これらを乗算部１０１で乗じることにより、高圧側直流電流ＩＨと電圧ＶＨから高圧側直流電力ＰＨを求める。

電力制御部１０３では、電力指令値Ｐｒｅｆと高圧側直流電力ＰＨの偏差を減算部１０２で求め、例えば、比例積分（ＰＩ）制御を用いて、その偏差がゼロ（高圧側直流電力ＰＨが電力指令値Ｐｒｅｆ）となるようにその出力を調整する。一方、電圧制御部１０５では、電圧指令値Ｖｒｅｆと高圧側直流電圧ＶＨの偏差を減算部１０４で求め、電力制御部１０３と同様に比例積分（ＰＩ）制御等を用いて、その偏差がゼロ（高圧側直流電圧ＶＨが電圧指令値Ｖｒｅｆ）となるようにその出力を調整する。電力制御部１０３と電圧制御部１０５の出力は、制御選択部１０６でどちらか一方が選択され、電流制御部１０８の電流指令値Ｉｒｅｆとなる。電流制御部１０８では、電流指令値Ｉｒｅｆと低圧側直流電流ＩＬの偏差を減算部１０７で求め、電力制御部１０３や電圧制御部１０５と同様に比例積分（ＰＩ）制御等を用いて、その偏差がゼロ（低圧側直流電流ＩＬが電流指令値Ｉｒｅｆ）となるようにその出力を調整する。電流制御部１０８の出力は、周波数指令値変換部１０９で周波数指令値Ｆｒｅｆに変換されると共に、パルス作成部１１０の昇降圧パルス切替え信号ＰＳＷとなる。

以上の本発明の実施形態によれば、トランス巻数比以上にコンバータの出力電圧を高くでき、低圧側と高圧側の電圧変動に対してロバストな特性を持つ絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができる。

本発明の一実施形態による絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成図。本発明の一実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータ主回路をドライブするためのパルス発生部の機能ブロック図。本発明の一実施形態による補助スイッチング素子オフタイミング調整部３０における各パルスの時間関係を示すパルス波形図。本発明の一実施形態による補助スイッチング素子オフタイミング調整部３０の詳細ブロック図。本発明の一実施形態における補助スイッチング素子オフタイミング調整部３０の各部のパルス波形図。本発明の一実施形態による絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作時の主回路状態図。本発明の一実施形態による絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作時の図６の状態での動作を説明するための各部波形図。本発明の一実施形態による絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作時の主回路状態図。本発明の一実施形態による絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作時の図８の状態での動作を説明するための各部波形図。本発明の一実施形態による絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの出力特性図。本発明の一実施形態による絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの電力貯蔵装置への応用例を示す機能ブロック図。

符号の説明

１…低圧側スイッチング部、２…高圧側スイッチング部、３…トランス、４…ＬＣ共振回路、４１…共振リアクトル、４２…共振コンデンサ、５，６…平滑コンデンサ、１１〜１４…昇圧用主スイッチング素子、２５〜２８…昇圧用補助スイッチング素子、２１〜２４…降圧用主スイッチング素子、１５〜１８…降圧用補助スイッチング素子、Ｃ１５〜Ｃ１８，Ｃ２５〜Ｃ２８…補助共振コンデンサ、Ｄ１１〜Ｄ１４，Ｄ２１〜Ｄ２４…ダイオード、１１０…パルス作成部、１１１…昇圧用パルス作成部、１１２…降圧用パルス作成部、１１３…パルス選択部、３０…補助スイッチング素子オフタイミング調整部、７…バッテリ、１００…制御回路、１０３…電力制御部、１０５…電圧制御部、１０６…制御選択部、１０８…電流制御部、１０９…周波数指令値変換部。

Claims

低圧側スイッチング部と、高圧側スイッチング部と、これら両スイッチング部を接続する絶縁トランスと、この絶縁トランスと一方の前記スイッチング部との間に接続されたＬＣ共振回路と、前記両スイッチング部を制御する制御回路とを備えた絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、単相フルブリッジ回路で構成される前記両スイッチング部の各アームの還流ダイオードを有する主半導体スイッチング素子と並列に、コンデンサと逆並列ダイオード付補助半導体スイッチング素子の直列回路を接続したことを特徴とする絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項１において、前記主半導体スイッチング素子をオンする直前又は同時に、対応する前記補助半導体スイッチング素子をオンさせる信号作成手段を設けたことを特徴とする絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項１において、前記主半導体スイッチング素子がオンする直前又は同時に、対応する前記補助半導体スイッチング素子をオンさせるとともに、短時間後にオフさせる信号作成手段を設けたことを特徴とする絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項２又は３において、前記信号作成手段は、オンさせた前記補助半導体スイッチング素子と直列接続された前記コンデンサを流れる電流が反転した後に、当該補助半導体スイッチング素子をオフするように構成したことを特徴とする絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項１〜４のいずれかにおいて、前記両スイッチング部を制御する前記制御回路は、パルス幅を実質的に一定とし、その繰返し周波数を調整する周波数可変の制御手段を備えたことを特徴とする絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項１〜５のいずれかにおいて、前記低圧側スイッチング部の前記補助半導体スイッチング素子と、前記高圧側スイッチング部の前記補助半導体スイッチング素子のオンオフ信号を選択する手段を設け、前記低圧側と高圧側との間の電力の受渡し方向を判定する手段と、この受渡し方向判定手段の出力に応じて、前記高圧側又は低圧側スイッチング部の前記補助半導体スイッチング素子のオン・オフ信号を選択する手段を備えたことを特徴とする絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項６において、前記低圧側又は高圧側スイッチング部の電流を制御する電流制御手段を備え、前記オン・オフ信号を選択する手段は、前記電流制御手段の出力極性に基づいて前記低圧側又は降圧側補助半導体スイッチング素子のオン・オフ信号を選択する手段を備えたことを特徴とする絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
低圧側スイッチング部と、高圧側スイッチング部と、これら高低圧側スイッチング部を接続する絶縁トランスと、この絶縁トランスと前記高低圧側スイッチング部の一方との間に接続されたＬＣ共振回路と、前記高低圧側スイッチング部を制御する制御回路とを備えた絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記トランスの１次又は２次巻線と前記ＬＣ共振回路の直列回路を、前記高低圧側スイッチング部の主スイッチング素子をオンした瞬間から短時間だけ共振電流を循環させる回路手段を設けたことを特徴とする絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
請求項８において、前記高低圧側スイッチング部の主スイッチング素子をオンした瞬間から短時間だけ共振電流を循環させる前記回路手段は、この循環電流によって充電されるコンデンサを含むことを特徴とする絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
低圧側スイッチング部と、高圧側スイッチング部と、これら高低圧側スイッチング部を接続する絶縁トランスと、この絶縁トランスと前記高低圧側スイッチング部の一方との間に接続されたＬＣ共振回路と、前記高低圧側スイッチング部を制御する制御回路とを備えた絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、単相フルブリッジ回路で構成される前記両スイッチング部の各アームの還流ダイオードを有する主半導体スイッチング素子と並列に、コンデンサと逆並列ダイオード付補助半導体スイッチング素子の直列回路を接続するとともに、前記トランスの１次又は２次巻線と前記ＬＣ共振回路の直列回路を、前記高低圧側スイッチング部の主スイッチング素子をオンした瞬間から短時間だけ共振電流を循環させてこの循環電流によるエネルギーを前記ＬＣ共振回路内のインダクタンスに一旦蓄えるステップと、その後、このエネルギーによる電圧と前記トランスの巻線電圧とにより、前記高圧側又は低圧側スイッチング部に接続された平滑コンデンサを充電するステップとを備えたことを特徴とする絶縁共振形双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。