JP7013961B2 - コンバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、入力直流電圧を出力直流電圧に変換して出力するコンバータ装置に関するものである。

この種のコンバータ装置として、下記の非特許文献１に開示されたコンバータ装置（電流共振型ＤＣ－ＤＣコンバータ）が知られている。このコンバータ装置では通常、入力される電圧（入力電圧）に対して、等価的にＬＣ共振回路として機能するこのコンバータ装置と負荷（このコンバータ装置において変換した電圧を供給する負荷）とが直列接続された状態となるように構成される。また、このコンバータ装置では、動作周波数（スイッチング周波数）を変化させることでＬＣ共振回路として機能するこのコンバータ装置のインピーダンスを変化させることができる。このことから、このコンバータ装置では、動作周波数を変化させることで、負荷に供給する電圧（出力電圧）を安定化させている。

しかしながら、このコンバータ装置のように動作周波数を変化させて出力電圧を安定化させる構成には、動作条件によって動作周波数を高くせざるを得ない場合において、スイッチング損失やトランスなどの磁性部品での損失が増加するという課題が生じる。また、このコンバータ装置には、過電流時の出力電圧制御が難しいという課題、および出力短絡時に過大電流が流れて、安定動作が困難となるという課題も生じる。

この課題については、下記の非特許文献２に開示されたコンバータ装置（電流共振型ＤＣ－ＤＣコンバータ）の構成を採用することにより、改善することが可能である。詳細には、このコンバータ装置は、降圧回路（Buck Converter）と、固定周波数（一定のスイッチング周波数）で動作する電流共振コンバータとで構成される２ステージ型コンバータとして構成されて、降圧回路のスイッチング動作を制御（ＰＷＭ制御）することにより、降圧回路から電流共振コンバータに供給される直流電圧を低い電圧まで変化させることができる。このことから、このコンバータ装置では、電流共振コンバータでのスイッチング損失や磁性部品での損失の増加を回避しつつ、出力短絡状態を含む過負荷状態（過大電流が流れる状態）においても負荷に供給する電圧（出力電圧）の安定化が可能となっている。

ROBERT L. STEIGERWALD、"A Comparison of Half-Bridge Resonant Converter Topologies"、IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS、VOL. 3、NO. 2、APRIL 1988 Shi-Yi Lin、他３名、"Implementation and Study of Constant-Frequency LLC Resonant Converter"、［ｏｎｌｉｎｅ］、First Online: 28 February 2013、［平成３０年２月１５日検索］、インターネット<URL：https://link.springer.com/chapter/10.1007/978-1-4614-6747-2_75>

ところが、上記の非特許文献２に開示されたコンバータ装置には、以下のような解決すべき課題が存在している。すなわち、このコンバータ装置に含まれている降圧回路では、主スイッチはソフトスイッチングを達成できていない。よって、このコンバータ装置には、大きなスイッチング損失が生じるという解決すべき課題が存在している。

本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、スイッチング周波数を変化させることなく出力電圧を制御可能としつつ出力短絡時における過大電流の発生も回避し得る１ステージ型のコンバータ装置を提供することを主目的とする。

上記目的を達成すべく、本発明に係るコンバータ装置は、第１巻線および第２巻線が形成されたトランスと、一対の第１直流端子部と、一対の第１接続ラインを介して前記第１巻線に接続された一対の第１交流端子部と、一対の第２直流端子部と、一対の第２接続ラインを介して前記第２巻線に接続された一対の第２交流端子部と、前記一対の第１直流端子部と前記一対の第１交流端子部との間に配設されて、当該一対の第１直流端子部に入力される入力直流電圧を交流電圧に変換して当該一対の第１交流端子部に出力するスイッチング回路部と、順方向を揃えて直列接続されると共に互いの接続点が前記一対の第２交流端子部のうちの一方の第２交流端子部に接続された第１整流素子および第２整流素子で構成されて、電流出力端部が第１電力ラインを介して前記一対の第２直流端子部のうちの一方の第２直流端子部に接続され、かつ電流入力端部が第２電力ラインを介して前記一対の第２直流端子部のうちの他方の第２直流端子部に接続された直列整流素子部と、前記第１電力ラインおよび前記第２電力ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたインダクタと、直列接続された第１スイッチおよび第１キャパシタで構成されて、一方の端部が前記直列整流素子部の前記電流出力端部に接続されると共に他方の端部が前記一対の第２交流端子部のうちの他方の第２交流端子部に接続された第１直列回路部と、直列接続された第２スイッチおよび第２キャパシタで構成されて、一方の端部が前記他方の第２交流端子部に接続されると共に他方の端部が前記直列整流素子部の前記電流入力端部に接続された第２直列回路部と、前記一対の第１接続ラインおよび前記一対の第２接続ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたＬＣ共振回路と、前記スイッチング回路部、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチに対するスイッチング制御を実行することにより、前記入力直流電圧を出力直流電圧に変換して前記一対の第２直流端子部間から出力させる制御部とを備え、前記制御部は、前記スイッチング制御を実行することにより、前記一方の第２交流端子部に対して前記他方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチをＯＦＦ状態にさせ、かつ前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記第２キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記インダクタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させる第１動作、前記一方の第２交流端子部に対して前記他方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記第２キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記第１キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させ、かつ前記インダクタにエネルギーを蓄積させる第２動作、前記他方の第２交流端子部に対して前記一方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチをＯＮ状態にさせ、かつ前記第２スイッチをＯＦＦ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記第１キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記インダクタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させる第３動作、並びに前記他方の第２交流端子部に対して前記一方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記第１キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記第２キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させ、かつ前記インダクタにエネルギーを蓄積させる第４動作を、前記スイッチング回路部、前記第１直列回路部および前記第２直列回路部に繰り返し実行させる。

これにより、従来技術で説明した２ステージ型コンバータにおいて前段の降圧回路で実現が難しかったソフトスイッチング動作を、本発明において２次側（第２巻線側の回路）に新たに追加された第１スイッチおよび第２スイッチ（ＦＥＴなどの半導体スイッチ）はいずれも達成し得るような駆動が容易なことから、コンバータ装置全体としての損失を低減させることができる。また、スイッチング回路部、第１スイッチおよび第２スイッチのスイッチング周波数を変化させることなく（一定としつつ）、第１スイッチおよび第２スイッチのオンデューディを変化させることで、出力直流電圧を制御すること（具体的には、ゼロボルトに至るまでの範囲内の任意の電圧に制御すること）ができるため、スイッチング周波数を変化させて出力直流電圧を制御する構成のコンバータ装置での課題を解消しつつ、過電流時の出力電圧制御も容易に行うことができる結果、出力短絡時に過大電流が発生するのを回避することができる。

また、本発明に係るコンバータ装置は、第１巻線および第２巻線が形成されたトランスと、一対の第１直流端子部と、一対の第１接続ラインを介して前記第１巻線に接続された一対の第１交流端子部と、一対の第２直流端子部と、一対の第２接続ラインを介して前記第２巻線に接続された一対の第２交流端子部と、前記一対の第１直流端子部と前記一対の第１交流端子部との間に配設されて、当該一対の第１直流端子部に入力される入力直流電圧を交流電圧に変換して当該一対の第１交流端子部に出力するスイッチング回路部と、順方向を揃えて直列接続されると共に互いの接続点が前記一対の第２交流端子部のうちの一方の第２交流端子部に接続された第１整流素子および第２整流素子で構成されて、電流出力端部が第１電力ラインを介して前記一対の第２直流端子部のうちの一方の第２直流端子部に接続され、かつ電流入力端部が第２電力ラインを介して前記一対の第２直流端子部のうちの他方の第２直流端子部に接続された第１直列整流素子部と、前記第１電力ラインおよび前記第２電力ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたインダクタと、順方向を揃えて直列接続されると共に互いの接続点が前記一対の第２交流端子部のうちの他方の第２交流端子部に接続された第３整流素子および第４整流素子で構成された第２直列整流素子部と、前記第１直列整流素子部の前記電流出力端部と前記第２直列整流素子部の電流出力端部との間に接続された第１スイッチと、前記第１直列整流素子部の前記電流入力端部と前記第２直列整流素子部の電流入力端部との間に接続された第２スイッチと、前記第２直列整流素子部に並列接続されたキャパシタと、前記一対の第１接続ラインおよび前記一対の第２接続ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたＬＣ共振回路と、前記スイッチング回路部、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチに対するスイッチング制御を実行することにより、前記入力直流電圧を出力直流電圧に変換して前記一対の第２直流端子部間から出力させる制御部とを備え、前記制御部は、前記スイッチング制御を実行することにより、前記一方の第２交流端子部に対して前記他方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチをＯＦＦ状態にさせ、かつ前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記インダクタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させる第１動作、前記一方の第２交流端子部に対して前記他方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させ、かつ前記インダクタにエネルギーを蓄積させる第２動作、前記他方の第２交流端子部に対して前記一方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチをＯＮ状態にさせ、かつ前記第２スイッチをＯＦＦ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記インダクタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させる第３動作、並びに前記他方の第２交流端子部に対して前記一方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させ、かつ前記インダクタにエネルギーを蓄積させる第４動作を、前記スイッチング回路部、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチに繰り返し実行させる。

これにより、従来技術で説明した２ステージ型コンバータにおいて前段の降圧回路で実現が難しかったソフトスイッチング動作を、本発明において２次側（第２巻線側の回路）に新たに追加された第１スイッチおよび第２スイッチ（ＦＥＴなどの半導体スイッチ）はいずれも達成し得るような駆動が容易なことから、コンバータ装置全体としての損失を低減させることができる。また、スイッチング回路部、第１スイッチおよび第２スイッチのスイッチング周波数を変化させることなく（一定としつつ）、第１スイッチおよび第２スイッチのオンデューディを変化させることで、出力直流電圧を制御すること（具体的には、ゼロボルトに至るまでの範囲内の任意の電圧に制御すること）ができるため、スイッチング周波数を変化させて出力直流電圧を制御する構成のコンバータ装置での課題を解消しつつ、過電流時の出力電圧制御も容易に行うことができる結果、出力短絡時に過大電流が発生するのを回避することができる。さらに、第２巻線側の回路に配設されてエネルギーの蓄積・放出を行うキャパシタを１つにできるため、第１キャパシタおよび第２キャパシタの２個を必要とする上記した本発明に係るコンバータ装置と比較して、電子部品を実装する回路基板、さらには装置自体を小型化することができる。

本発明によれば、２ステージ型コンバータにおいて必須となっている降圧回路が不要な１ステージ型として構成されているため、この降圧回路のスイッチで発生していたスイッチング損失を無くすことができると共に、第２巻線側に配設された各スイッチをソフトスイッチング動作させる駆動が容易なため、コンバータ装置全体としての損失を低減させることができる。また、第２巻線側に配設された各スイッチのオンデューティを変化させることで、出力直流電圧を制御すること（具体的には、ゼロボルトに至るまでの範囲内の任意の電圧に制御すること）ができるため、出力短絡時における過大電流の発生を回避することができる。

コンバータ装置１Ａの構成図である。 コンバータ装置１Ａの動作を説明するための波形図である。 コンバータ装置１Ａの図２における期間Ｔ１での動作を説明するための構成図である。 コンバータ装置１Ａの図２における期間Ｔ２での動作を説明するための構成図である。 コンバータ装置１Ａの図２における期間Ｔ３での動作を説明するための構成図である。 コンバータ装置１Ａの図２における期間Ｔ４での動作を説明するための構成図である。 コンバータ装置１Ａのスイッチング回路部７の他の回路例（スイッチング回路部１５）の構成図である。 コンバータ装置１Ａのスイッチング回路部７のさらなる他の回路例（スイッチング回路部１６）の構成図である。 コンバータ装置１Ｂの構成図である。 コンバータ装置１Ｂの動作を説明するための波形図である。 コンバータ装置１Ｂの図１０における期間Ｔ１での動作を説明するための構成図である。 コンバータ装置１Ｂの図１０における期間Ｔ２での動作を説明するための構成図である。 コンバータ装置１Ｂの図１０における期間Ｔ３での動作を説明するための構成図である。 コンバータ装置１Ｂの図１０における期間Ｔ４での動作を説明するための構成図である。

以下、コンバータ装置の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

まず、コンバータ装置の一例としてのコンバータ装置１Ａの構成について図１を参照して説明する。このコンバータ装置１Ａは、トランス２、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂ、一対の第１交流端子部４ａ，４ｂ、一対の第２直流端子部５ａ，５ｂ、一対の第２交流端子部６ａ，６ｂ、スイッチング回路部７、直列整流素子部８、インダクタ９、第１直列回路部１０、第２直列回路部１１、ＬＣ共振回路１２、および制御部１３を備え、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂ間に入力される入力直流電圧Ｖｉｎ（本例では一例として、図１に示すように直流電源ＰＳから出力される電圧であるものとする）を出力直流電圧Ｖｏｕｔに変換して一対の第２直流端子部５ａ，５ｂ間から出力（具体的には、第２直流端子部５ａ，５ｂに接続された負荷ＬＤへ供給）可能に構成されている。

詳細には、トランス２は、本例では一例として、共通の磁気コア（図示せず）に形成されて、互いに磁気的に結合する２つの巻線（第１巻線２ａおよび第２巻線２ｂ）を備えている。一対の第１交流端子部４ａ，４ｂは、一対の第１接続ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂを介して第１巻線２ａに接続されている。また、本例では、ＬＣ共振回路１２が、この第１接続ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂに挿入接続されている。具体的には、本例では、ＬＣ共振回路１２は、第１接続ラインＬ１ａに挿入接続された共振キャパシタ１２ａと、第１接続ラインＬ１ｂに挿入接続された共振インダクタ１２ｂとを備えて構成されている。このため、本例では、第１交流端子部４ａは、共振キャパシタ１２ａが挿入接続された第１接続ラインＬ１ａを介して第１巻線２ａの一端に接続され、また第１交流端子部４ｂは、共振インダクタ１２ｂが挿入接続された第１接続ラインＬ１ｂを介して第１巻線２ａの他端に接続されている。なお、共振キャパシタ１２ａおよび共振インダクタ１２ｂについては、この構成に代えて、図示はしないが、共振キャパシタ１２ａを第１接続ラインＬ１ｂに挿入接続し、共振インダクタ１２ｂを第１接続ラインＬ１ａに挿入接続する構成とすることもできる。

一対の第２交流端子部６ａ，６ｂは、一対の第２接続ラインＬ２ａ，Ｌ２ｂを介して第２巻線２ｂに接続されている。なお、本例ではＬＣ共振回路１２は、上記したように第１接続ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂに挿入接続されているが、この構成に限定されるものではなく、第１接続ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂおよび第２接続ラインＬ２ａ，Ｌ２ｂのうちの少なくとも一方に挿入接続されていればよい。

スイッチング回路部７は、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂと一対の第１交流端子部４ａ，４ｂとの間に配設されて、入力直流電圧Ｖｉｎを交流電圧Ｖ１に変換して第１交流端子部４ａ，４ｂ間に出力する。本例では一例として、スイッチング回路部７は、ハーフブリッジスイッチング回路で構成されている。具体的には、スイッチング回路部７は、第１交流端子部４ａ，４ｂのうちの一方の第１交流端子部（本例では、第１交流端子部４ａ）で互いに接続されたスイッチ７ａおよびスイッチ７ｂのスイッチ直列回路と、第１交流端子部４ａ，４ｂのうちの他方の第１交流端子部（本例では、第１交流端子部４ｂ）で互いに接続されたキャパシタ７ｃおよびキャパシタ７ｄのキャパシタ直列回路とで構成されている。

また、このスイッチ直列回路の一方の端部（本例ではスイッチ７ａのドレイン端子）は、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂのうちの一方の第１直流端子部（本例では、第１直流端子部３ａ）に接続されている。また、このスイッチ直列回路の他方の端部（本例ではスイッチ７ｂのソース端子）は、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂのうちの他方の第１直流端子部（本例では、第１直流端子部３ｂ）に接続されている。また、上記のキャパシタ直列回路の一方の端部（本例ではキャパシタ７ｃの一端）は、第１直流端子部３ａに接続され、キャパシタ直列回路の他方の端部（本例ではキャパシタ７ｄの他端。なお、キャパシタ７ｄの一端は、キャパシタ７ｃの他端と第１交流端子部４ｂで接続されている）は、第１直流端子部３ｂに接続されている。つまり、キャパシタ直列回路は、スイッチ直列回路に並列接続されている。

直列整流素子部８は、順方向を揃えて直列接続されて第１整流素子として機能するｎチャネル型のＦＥＴ８ａおよび第２整流素子として機能するｎチャネル型のＦＥＴ８ｂで構成されている。本例では、各ＦＥＴ８ａ，８ｂは、互いの接続点（ＦＥＴ８ａのソース端子とＦＥＴ８ｂのドレイン端子）が一対の第２交流端子部６ａ，６ｂのうちの一方の第２交流端子部（本例では、第２交流端子部６ｂ）に接続されている。また、各ＦＥＴ８ａ，８ｂは、後述するように同期整流動作するように駆動されて、ダイオードと同等の整流素子として機能する。また、直列整流素子部８は、電流出力端部（本例では、ＦＥＴ８ａのドレイン端子（ＦＥＴ８ａ内のボディダイオードのカソード端子でもある））が第１電力ラインＬｐ１を介して一対の第２直流端子部５ａ，５ｂのうちの一方の第２直流端子部（本例では、第２直流端子部５ａ）に接続され、かつ電流入力端部（本例では、ＦＥＴ８ｂのソース端子（ＦＥＴ８ｂ内のボディダイオードのアノード端子でもある））が第２電力ラインＬｐ２を介して一対の第２直流端子部５ａ，５ｂのうちの他方の第２直流端子部（本例では、第２直流端子部５ｂ）に接続されている。なお、ＦＥＴ８ａおよびＦＥＴ８ｂは、上記のように整流素子としてそれぞれ機能するため、ボディダイオードと同じ極性の単体のダイオードでそれぞれ置き換えることもできる。

インダクタ９は、第１電力ラインＬｐ１および第２電力ラインＬｐ２のうちの少なくとも一方に挿入接続されている。本例では一例として、インダクタ９は、第１電力ラインＬｐ１に挿入接続されているが、図示はしないが、第２電力ラインＬｐ２に挿入接続される構成であってもよいし、第１電力ラインＬｐ１および第２電力ラインＬｐ２の双方に分けて挿入接続される構成であってもよい。なお、図示はしないが、出力直流電圧Ｖｏｕｔを平滑するキャパシタを第２直流端子部５ａ，５ｂ間に接続する構成を採用することもできる。

第１直列回路部１０は、直列接続された第１スイッチとしてのスイッチ１０ａおよび第１キャパシタとしてのキャパシタ１０ｂで構成されている。本例では一例として、スイッチ１０ａはｎチャネル型のＦＥＴで構成されて、スイッチ１０ａのドレイン端子とキャパシタ１０ｂの一方の端子とが接続されている。また、第１直列回路部１０は、一方の端部（本例ではスイッチ１０ａのソース端子）が直列整流素子部８の電流出力端部に接続されると共に、他方の端部（本例ではキャパシタ１０ｂの他方の端子）が一対の第２交流端子部６ａ，６ｂのうちの他方の第２交流端子部（本例では、第２交流端子部６ａ）に接続されている。なお、第１直列回路部１０は、この構成に代えて、直列整流素子部８の電流出力端部側にキャパシタ１０ｂを配設し、かつ第２交流端子部６ａ側にスイッチ１０ａを同じ向きで配設した構成であってもよい。

第２直列回路部１１は、直列接続された第２スイッチとしてのスイッチ１１ａおよび第２キャパシタとしてのキャパシタ１１ｂで構成されている。本例では一例として、スイッチ１１ａはｎチャネル型のＦＥＴで構成されて、スイッチ１１ａのソース端子とキャパシタ１１ｂの一方の端子とが接続されている。また、第２直列回路部１１は、一方の端部（本例ではキャパシタ１１ｂの他方の端子）が他方の第２交流端子部６ａに接続されると共に、他方の端部（本例ではスイッチ１１ａのドレイン端子）が直列整流素子部８の電流入力端部に接続されている。なお、第２直列回路部１１は、この構成に代えて、第２交流端子部６ａ側にスイッチ１１ａを同じ向きで配設し、かつ直列整流素子部８の電流入力端部側にキャパシタ１１ｂを配設した構成であってもよい。

ＬＣ共振回路１２は、一例として第１接続ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂに挿入接続されているが、この構成に限定されるものではなく、第１接続ラインＬ１ａ，Ｌ１ｂおよび第２接続ラインＬ２ａ，Ｌ２ｂのうちの少なくとも１つに挿入接続されていればよい。

制御部１３は、各スイッチ１０ａ，１１ａおよび同期整流駆動するＦＥＴ８ａ，８ｂに対して駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をそれぞれ出力することにより、またスイッチング回路部７の各スイッチ７ａ，７ｂに対して駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２をそれぞれ出力する（オンデューティ０．５で出力する）ことにより、各スイッチ１０ａ，１１ａ、各ＦＥＴ８ａ，８ｂ、および各スイッチ７ａ，７ｂに対するスイッチング制御を実行する。本例では、各スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａは上記のようにＦＥＴで構成され、また直列整流素子部８の各整流素子もＦＥＴ８ａ，８ｂで構成されているため、制御部１３は、各スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａ、およびＦＥＴ８ａ，８ｂに対する適切な駆動回路（図示せず）を備えて、スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａを構成する各ＦＥＴおよび各ＦＥＴ８ａ，８ｂのゲート・ソース間に、各駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をソース端子の電位を基準とする正極性の電圧信号として出力するものとする。また、駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２については、図示はしないが、デッドタイムが設けられているものとする。

次に、コンバータ装置１Ａの動作について図１～図６を参照して説明する。

制御部１３は、各駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１～Ｓ４を、図２に示す期間Ｔ１から期間Ｔ４までの出力状態を１サイクルとして、各スイッチ１０ａ，１１ａ，７ａ，７ｂおよびＦＥＴ８ａ，８ｂに繰り返し出力する。なお、図２中の「ＯＮ」、「ＯＦＦ」は、駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に対応する各スイッチ１０ａ，１１ａ，７ａ，７ｂおよびＦＥＴ８ａ，８ｂのＯＮ・ＯＦＦ状態を示している。以下、各期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４に分けて動作を説明する。なお、ＦＥＴ８ａ，８ｂについては、対応する駆動信号Ｓ３，Ｓ４によって駆動されることにより、この１サイクル全体を通して上記したように整流素子（ダイオード）として機能するため、以下の動作説明においては、ダイオード８ａ，８ｂといい、個々についての詳細な説明は省略し、図３～図６中では、ダイオードのシンボルで表記するものとする。

まず、期間Ｔ１では、図２に示すように駆動信号Ｓ１１がゼロボルト（ゲート閾値電圧未満の電圧の一例）から正電圧（ゲート閾値電圧以上の電圧）に切り替えられることにより、図２，３に示すように、スイッチ７ａは、ＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行する。また、図２に示すように駆動信号Ｓ１，Ｓ１２が正電圧からゼロボルトに切り替えられることにより、図２，３に示すように、スイッチ１０ａ，７ｂは、ＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行する。また、図２に示すように他の駆動信号Ｓ２は正電圧に維持されることから、図２，３に示すように、スイッチ１１ａはＯＮ状態を継続する。つまり、スイッチ７ａがＯＮ状態で、かつスイッチ７ｂがＯＦＦ状態のときに、スイッチ１０ａがＯＦＦ状態で、かつスイッチ１１ａがＯＮ状態になる。

この場合、第１巻線２ａ側（第１直流端子部３ａ，３ｂ側）の回路では、直流電源ＰＳ（入力直流電圧Ｖｉｎ）からＯＮ状態のスイッチ７ａ、共振キャパシタ１２ａ、第１巻線２ａ、共振インダクタ１２ｂおよびキャパシタ７ｄを経由して直流電源ＰＳに戻る電流経路が形成されて、この電流経路に電流Ｉａが流れる。これにより、キャパシタ７ｄが充電される（キャパシタ７ｄにエネルギーが蓄積される）。また、キャパシタ７ｃからＯＮ状態のスイッチ７ａ、共振キャパシタ１２ａ、第１巻線２ａおよび共振インダクタ１２ｂを経由してキャパシタ７ｃに戻る電流経路も形成される。このため、期間Ｔ３，Ｔ４において後述するようにしてキャパシタ７ｃに蓄積されたエネルギーが放出されることにより、この電流経路に電流Ｉｂが図３において矢印で示す向きで流れる。

また、この２つの電流経路にはＬＣ共振回路１２（共振キャパシタ１２ａおよび共振インダクタ１２ｂ）が含まれていることから、電流Ｉａ，Ｉｂの各波形は図示はしないが、共振波形（正弦波状の波形）となる。また、これにより、各電流Ｉａ，Ｉｂが同じ向きで同時に流れるスイッチ７ａおよび第１巻線２ａでの電流（合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ））の波形も図２に示すように、共振波形（正弦波状の波形）となる。また、第１巻線２ａにこの向きで合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ）が流れるため、第２巻線２ｂには、ダイオード８ａ，８ｂの接続点（第２交流端子部６ｂ）に対して各直列回路部１０，１１の接続点（第２交流端子部６ａ）が高電位となる電圧（誘起電圧Ｖ２）が誘起する。

一方、第２巻線２ｂ側（第２直流端子部５ａ，５ｂ側）の回路では、スイッチ１０ａがＯＦＦ状態に移行することにより、期間Ｔ３，Ｔ４において後述するようにしてＯＮ状態のスイッチ１０ａを経由して実行されていたキャパシタ１０ｂに対する充電（キャパシタ１０ｂにおける第２巻線２ｂ側の端子の電位を基準として、キャパシタ１０ｂにおける直列整流素子部８の電流出力端部側の端子の電位が高電位となる充電）が停止される。また、期間Ｔ４において後述する電流Ｉｊがインダクタ９に流れることによってインダクタ９に蓄積されていたエネルギーが放出されることにより、図３に示すように、インダクタ９から負荷ＬＤ、ダイオード８ｂおよびダイオード８ａを経由してインダクタ９に戻る電流経路に電流Ｉｃが流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。

また、上記したように、第１巻線２ａへの電流（Ｉａ＋Ｉｂ）の流入に起因して、第２交流端子部６ｂに対して第２交流端子部６ａが高電位となる誘起電圧Ｖ２が第２巻線２ｂに誘起する。このため、第２巻線２ｂ側の回路では、スイッチ１１ａがＯＮ状態に移行していることにより、第２巻線２ｂからキャパシタ１１ｂ、ＯＮ状態のスイッチ１１ａおよびダイオード８ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路が形成されて、上記の極性の誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂから出力されるエネルギー）に基づき、図３に示すように、この電流経路に矢印で示す向きに電流Ｉｄが流れる。これにより、キャパシタ１１ｂは、キャパシタ１１ｂにおける直列整流素子部８の電流入力端部側の端子の電位を基準として、キャパシタ１１ｂにおける第２巻線２ｂ側の端子の電位が高電位となるように充電される（キャパシタ１１ｂにエネルギーが蓄積される）。

このように、期間Ｔ１では、第１巻線２ａ側の回路は、キャパシタ７ｃから放出されるエネルギーと入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーとに基づき、第１巻線２ａに合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｄを充電する動作とを実行する。また、第２巻線２ｂ側の回路は、インダクタ９から放出されるエネルギーに基づいて、負荷ＬＤに電流Ｉｃを供給する（出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する）動作と、第２巻線２ｂに上記の極性で誘起される誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂからのエネルギー）でキャパシタ１１ｂを充電する動作とを第１動作として実行する。

次いで、期間Ｔ２では、図２に示すように、駆動信号Ｓ１がゼロボルトから正電圧に切り替わることにより、図２，４に示すように、スイッチ１０ａがＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行する。なお、他の各スイッチ７ａ，７ｂ，１１ａは、対応する駆動信号が期間Ｔ１のときと同じであることから、期間Ｔ１のときのＯＮ・ＯＦＦ状態を継続する。つまり、スイッチ７ａがＯＮ状態を、スイッチ７ｂがＯＦＦ状態を継続しているときに、スイッチ１０ａ，１１ａが共にＯＮ状態になる。

この場合、第１巻線２ａ側の回路では、図４に示すように、各スイッチ７ａ，７ｂが期間Ｔ１のときのＯＮ・ＯＦＦ状態を継続することから、期間Ｔ１のときと同じ電流経路が継続して形成される。このため、第１巻線２ａに合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｄを充電する動作とが継続される。

一方、第２巻線２ｂ側の回路では、図４に示すように、期間Ｔ１のときと同極性で第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２に基づき、第２巻線２ｂからキャパシタ１１ｂ、スイッチ１１ａおよびダイオード８ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路に電流Ｉｄが継続して流れて、キャパシタ１１ｂへの充電が継続される。また、スイッチ１０ａがＯＮ状態に移行することにより、キャパシタ１０ｂからスイッチ１０ａ、インダクタ９、負荷ＬＤ、ＯＮ状態のスイッチ１１ａおよびキャパシタ１１ｂを経由してキャパシタ１０ｂに戻る新たな電流経路が形成される。これにより、キャパシタ１０ｂに蓄積されていたエネルギーに基づき、この新たな電流経路に電流Ｉｅが矢印の向きに流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。また、電流Ｉｅがインダクタ９に流れることにより、インダクタ９にエネルギーが蓄積される。なお、これら２つの電流経路が重なる第２直列回路部１１（スイッチ１１ａおよびキャパシタ１１ｂ）には、電流Ｉｄ，Ｉｅが逆向きで流れるため、電流Ｉｄ，Ｉｅの合成電流（Ｉｅ－Ｉｄ）がスイッチ１１ａに流れる。

このように、期間Ｔ２では、第１巻線２ａ側の回路は、キャパシタ７ｃから放出されるエネルギーと入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーとに基づいて、第１巻線２ａに合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｄを充電する動作とを継続して実行する。また、第２巻線２ｂ側の回路は、第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂからのエネルギー）でキャパシタ１１ｂを充電する動作を継続すると共に、キャパシタ１０ｂから放出されるエネルギーに基づき、負荷ＬＤに電流Ｉｅを供給する（出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する）と共に、インダクタ９にエネルギーを蓄積する動作を第２動作として実行する。

続いて、期間Ｔ３では、図２に示すように駆動信号Ｓ１２がゼロボルトから正電圧に切り替えられることにより、図２，５に示すように、スイッチ７ｂは、ＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行する。また、図２に示すように駆動信号Ｓ２，Ｓ１１が正電圧からゼロボルトに切り替えられることにより、図２，５に示すように、スイッチ１１ａ，７ａは、ＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行する。また、図２に示すように他の駆動信号Ｓ１は正電圧に維持されることから、図２，５に示すように、スイッチ１０ａはＯＮ状態を継続する。つまり、スイッチ７ａがＯＦＦ状態で、かつスイッチ７ｂがＯＮ状態のとき（期間Ｔ１，Ｔ２とは逆の状態のとき）に、スイッチ１０ａがＯＮ状態で、かつスイッチ１１ａがＯＦＦ状態になる。

この場合、第１巻線２ａ側の回路では、スイッチ７ａがＯＦＦ状態に移行することにより、直流電源ＰＳ（入力直流電圧Ｖｉｎ）からキャパシタ７ｃ、共振インダクタ１２ｂ、第１巻線２ａ、共振キャパシタ１２ａ、およびＯＮ状態のスイッチ７ｂを経由して直流電源ＰＳに戻る電流経路が形成されて、この電流経路に電流Ｉｆが流れる。これにより、キャパシタ７ｃが充電される（キャパシタ７ｃにエネルギーが蓄積される）。

また、スイッチ７ｂがＯＮ状態に移行することにより、キャパシタ７ｄから共振インダクタ１２ｂ、第１巻線２ａ、共振キャパシタ１２ａ、およびＯＮ状態のスイッチ７ｂを経由してキャパシタ７ｄに戻る電流経路も形成される。このため、期間Ｔ１，Ｔ２においてキャパシタ７ｄに蓄積されたエネルギーが放出されることにより、この電流経路に電流Ｉｇが図５において矢印で示す向きで流れる。

また、この２つの電流経路にはＬＣ共振回路１２が含まれていることから、電流Ｉｆ，Ｉｇの各波形は図示はしないが、共振波形（正弦波状の波形）となる。また、これにより、各電流Ｉｆ，Ｉｇが同じ向きで同時に流れるスイッチ７ｂおよび第１巻線２ａでの電流（合成電流（Ｉｆ＋Ｉｇ））も図２に示すように、共振波形（正弦波状の波形）となる。また、第１巻線２ａにこの向きで合成電流（Ｉｆ＋Ｉｇ）が流れるため、第２巻線２ｂには、第２交流端子部６ａに対して第２交流端子部６ｂが高電位となる電圧（誘起電圧Ｖ２）が誘起する。

一方、第２巻線２ｂ側の回路では、スイッチ１１ａがＯＦＦ状態に移行する（ターンオフする）ことにより、期間Ｔ１，Ｔ２においてＯＮ状態のスイッチ１１ａを経由して実行されていたキャパシタ１１ｂに対する充電（キャパシタ１１ｂにおける直列整流素子部８の電流入力端部側の端子の電位を基準として、キャパシタ１１ｂにおける第２巻線２ｂ側の端子の電位が高電位となる充電）が停止される。

また、期間Ｔ２において電流Ｉｅがインダクタ９に流れることによってインダクタ９に蓄積されていたエネルギーが放出されることにより、図５に示すように、インダクタ９から負荷ＬＤ、ダイオード８ｂおよびダイオード８ａを経由してインダクタ９に戻る電流経路に電流Ｉｃが流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。

また、上記したように、第１巻線２ａへの電流（Ｉｆ＋Ｉｇ）の流入に起因して、第２交流端子部６ａに対して第２交流端子部６ｂが高電位となる誘起電圧Ｖ２が第２巻線２ｂに誘起する。このため、第２巻線２ｂ側の回路では、スイッチ１０ａがＯＮ状態に移行していることにより、第２巻線２ｂからダイオード８ａ、ＯＮ状態のスイッチ１１ａおよびキャパシタ１０ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路が形成されて、上記の極性の誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂから出力されるエネルギー）に基づき、図５に示すように、この電流経路に矢印で示す向きに電流Ｉｈが流れる。これにより、キャパシタ１０ｂは、キャパシタ１０ｂにおける第２巻線２ｂ側の端子の電位を基準として、キャパシタ１０ｂにおける直列整流素子部８の電流出力端部側の端子の電位が高電位となるように充電される（キャパシタ１０ｂにエネルギーが蓄積される）。

このように、期間Ｔ３では、第１巻線２ａ側の回路は、キャパシタ７ｄから放出されるエネルギーと入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーとに基づき、第１巻線２ａに合成電流（Ｉｆ＋Ｉｇ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｃを充電する動作とを実行する。また、第２巻線２ｂ側の回路は、インダクタ９から放出されるエネルギーに基づいて、負荷ＬＤに電流Ｉｃを供給する（出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する）動作と、第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂからのエネルギー）でキャパシタ１０ｂを充電する動作とを第３動作として実行する。

次いで、期間Ｔ４では、図２に示すように、駆動信号Ｓ２がゼロボルトから正電圧に切り替わることにより、図２，６に示すように、スイッチ１１ａがＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行する。なお、他の各スイッチは、対応する駆動信号が期間Ｔ３のときと同じであることから、期間Ｔ３のときのＯＮ・ＯＦＦ状態を継続する。つまり、スイッチ７ａがＯＦＦ状態を、スイッチ７ｂがＯＮ状態を継続しているときに、スイッチ１０ａ，１１ａが共にＯＮ状態になる。

この場合、第１巻線２ａ側の回路では、図６に示すように、各スイッチ７ａ，７ｂが期間Ｔ３のときのＯＮ・ＯＦＦ状態を継続することから、期間Ｔ３のときと同じ電流経路が継続して形成される。このため、第１巻線２ａに合成電流（Ｉｆ＋Ｉｇ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｃを充電する動作とが継続される。

一方、第２巻線２ｂ側の回路では、図６に示すように、期間Ｔ３のときと同極性で第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２に基づき、第２巻線２ｂからダイオード８ａ、ＯＮ状態のスイッチ１０ａおよびキャパシタ１０ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路に電流Ｉｈが継続して流れて、キャパシタ１０ｂへの充電が継続される。また、スイッチ１１ａがＯＮ状態に移行することにより、キャパシタ１１ｂからキャパシタ１０ｂ、ＯＮ状態のスイッチ１０ａ、インダクタ９、負荷ＬＤおよびＯＮ状態のスイッチ１１ａを経由してキャパシタ１１ｂに戻る新たな電流経路が形成される。これにより、キャパシタ１１ｂに蓄積されていたエネルギーに基づき、この新たな電流経路に電流Ｉｊが流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。また、電流Ｉｊがインダクタ９に流れることにより、インダクタ９にエネルギーが蓄積される。なお、これら２つの電流経路が重なる第１直列回路部１０（スイッチ１０ａおよびキャパシタ１０ｂ）には、電流Ｉｈ，Ｉｊが逆向きで流れるため、電流Ｉｈ，Ｉｊの合成電流（Ｉｈ－Ｉｊ）がスイッチ１０ａに流れる。

このように、期間Ｔ４では、第１巻線２ａ側の回路は、キャパシタ７ｄから放出されるエネルギーと入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーとに基づいて、第１巻線２ａに合成電流（Ｉｆ＋Ｉｇ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｃを充電する動作とを継続して実行する。また、第２巻線２ｂ側の回路は、第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂからのエネルギー）でキャパシタ１０ｂを充電する動作を継続すると共に、キャパシタ１１ｂから放出されるエネルギーに基づき、負荷ＬＤに電流Ｉｊを供給する（出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する）と共に、インダクタ９にエネルギーを蓄積する動作を第４動作として実行する。

これにより、期間Ｔ１から期間Ｔ４で構成される１サイクルが完了する。

また、出力直流電圧Ｖｏｕｔは、下記の式で表される。なお、ｎは、第１巻線２ａ（巻数Ｎｐ）と第２巻線２ｂ（巻数Ｎｓ）の巻数比（Ｎｓ／Ｎｐ）であり、Ｄは、スイッチ１０ａ，１１ａのオンデューティであるものとする。
Ｖｏｕｔ＝ｎ×Ｖｉｎ×（２×Ｄ－１）

この式から明らかなように、コンバータ装置１Ａは、ｎの値にもよるが、基本的にオンデューティＤを、０．５≦Ｄ＜１の範囲内の値にすることで、出力直流電圧Ｖｏｕｔが入力直流電圧Ｖｉｎよりも小さくなるＢｕｃｋ型（降圧型）コンバータとして機能する。また、この式から明らかなように、コンバータ装置１Ａでは、各スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａのスイッチング周波数を変化させることなく、上記のスイッチ１０ａ，１１ａについてのオンデューティＤを変化させることで、出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御すること（具体的には、ゼロボルトに至るまでの範囲内の任意の電圧に制御すること）が可能になっている。

このように、このコンバータ装置１Ａでは、第１巻線２ａ側の回路は、入力直流電圧Ｖｉｎを交流電圧Ｖ１に変換して第１交流端子部４ａ，４ｂに出力するスイッチング回路部７を備えて構成されると共に、第２巻線２ｂ側の回路は、第２巻線２ｂ、第２直流端子部５ａ，５ｂ、第２交流端子部６ａ，６ｂ、直列整流素子部８、インダクタ９、第１直列回路部１０および第２直列回路部１１を備えて、これらが図１に示すように接続されて構成されている。また、ＬＣ共振回路１２が、第１巻線２ａと第１交流端子部４ａ，４ｂとの間に挿入接続されている。

したがって、このコンバータ装置１Ａによれば、従来技術で説明した２ステージ型コンバータにおいて必須となっている降圧回路が不要な１ステージ型として構成されているため、この降圧回路のスイッチで発生していたスイッチング損失を無くすことができる。また、このコンバータ装置１Ａによれば、第２巻線２ｂ側の回路を構成する各スイッチ１０ａ，１１ａが制御部１３から供給される駆動信号Ｓ１，Ｓ２によってソフトスイッチング動作を達成し得るような駆動が容易なことから、コンバータ装置１Ａ全体としての損失を低減させることができる。また、このコンバータ装置１Ａによれば、第２巻線２ｂ側の回路を構成する各スイッチ１０ａ，１１ａが制御部１３から供給される駆動信号Ｓ１，Ｓ２で駆動されることにより、第２巻線２ｂ側の回路が、各期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４において上記の第１動作～第４動作を実行するため、各スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａのスイッチング周波数を変化させることなく（一定としつつ）、スイッチ１０ａ，１１ａのオンデューティを変化させることで出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御すること（具体的には、ゼロボルトに至るまでの範囲内の任意の電圧に制御すること）ができる。これにより、スイッチング周波数を変化させて出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御する構成のコンバータ装置での課題を解消しつつ、過電流時の出力電圧制御も容易に行うことができる結果、出力短絡時に過大電流が発生するのを回避することができる。

なお、スイッチング回路部７をハーフブリッジスイッチング回路で構成する例を挙げて説明したが、スイッチング回路部７は、この例に限定されるものではない。例えば、図７に示すスイッチング回路部１５のように、スイッチング回路部７におけるキャパシタ７ｃ，７ｄに代えて、スイッチ７ｅ，７ｆ（スイッチ７ａ，７ｂと同じｎチャネル型のＦＥＴ）を配設したフルブリッジスイッチング回路で構成することもできる。この場合、図７に示すように、スイッチ７ｆは、スイッチ７ａと同じ駆動信号Ｓ１１で駆動されて、期間Ｔ１，Ｔ２においては、スイッチ７ａと共にＯＮ状態に移行し、期間Ｔ３，Ｔ４においては、スイッチ７ａと共にＯＦＦ状態に移行する。また、スイッチ７ｅは、スイッチ７ｂと同じ駆動信号Ｓ１２で駆動されて、期間Ｔ１，Ｔ２においては、スイッチ７ｂと共にＯＦＦ状態に移行し、期間Ｔ３，Ｔ４においては、スイッチ７ｂと共にＯＮ状態に移行する。

したがって、コンバータ装置１Ａは、このスイッチング回路部１５を備えた構成においても、第２巻線２ｂ側の回路が各期間Ｔ１～Ｔ４において上記した第１動作～第４動作を実行することにより、スイッチング回路部７を備えた構成と同様の効果を奏することができる。

また、スイッチング回路部７は、図８に示すスイッチング回路部１６ように、スイッチング回路部７におけるキャパシタ７ｃを削除したシングルエンドプッシュプル回路で構成することもできる。この場合、図８に示すように、スイッチ７ａは駆動信号Ｓ１１で駆動されて、期間Ｔ１，Ｔ２においてはＯＮ状態に移行し、期間Ｔ３，Ｔ４においてはＯＦＦ状態に移行する。また、スイッチ７ｂは駆動信号Ｓ１２で駆動されて、期間Ｔ１，Ｔ２においてはＯＦＦ状態に移行し、期間Ｔ３，Ｔ４においてはＯＮ状態に移行する。したがって、コンバータ装置１Ａは、このスイッチング回路部１６を備えた構成においても、第２巻線２ｂ側の回路が各期間Ｔ１～Ｔ４において上記した第１動作～第４動作を実行することにより、スイッチング回路部７を備えた構成と同様の効果を奏することができる。なお、後述するコンバータ装置１Ｂにおいても、第１巻線２ａ側の回路において、スイッチング回路部７，１５，１６のうちのいずれを採用してもよい。

なお、第２巻線２ｂ側の回路については、コンバータ装置１Ａで採用した上記の構成に限定されるものではなく、例えば、図９に示すコンバータ装置１Ｂで採用する後述の回路とすることもできる。以下、このコンバータ装置１Ｂについて、図９～図１４を参照して説明する。なお、コンバータ装置１Ａと同じ構成については同一の符号を付して重複する説明を省略する。

まず、コンバータ装置１Ｂの構成について図９を参照して説明する。このコンバータ装置１Ｂは、トランス２、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂ、一対の第１交流端子部４ａ，４ｂ、一対の第２直流端子部５ａ，５ｂ、一対の第２交流端子部６ａ，６ｂ、スイッチング回路部７，１５，１６のうちのいずれか（同図では一例として、スイッチング回路部７）、第１直列整流素子部としての直列整流素子部８、インダクタ９、第２直列整流素子部としての直列整流素子部１７、第１スイッチとしてのスイッチ１０ａ、第２スイッチとしてのスイッチ１１ａ、キャパシタ１８、ＬＣ共振回路１２、および制御部１３を備え、一対の第１直流端子部３ａ，３ｂ間に入力される入力直流電圧Ｖｉｎを出力直流電圧Ｖｏｕｔに変換して一対の第２直流端子部５ａ，５ｂ間から出力（具体的には、第２直流端子部５ａ，５ｂに接続された負荷ＬＤへ供給）可能に構成されている。

直列整流素子部１７は、順方向を揃えて直列接続されると共に、互いの接続点が一対の第２交流端子部６ａ，６ｂのうちの他方の第２交流端子部（本例では、第２交流端子部６ａ）に接続された第３整流素子として機能するｎチャネル型のＦＥＴ１７ａおよび第４整流素子として機能するｎチャネル型のＦＥＴ１７ｂで構成されている。各ＦＥＴ１７ａ，１７ｂは、互いの接続点（ＦＥＴ１７ａのソース端子とＦＥＴ１７ｂのドレイン端子）が第２交流端子部６ａに接続されている。また、各ＦＥＴ１７ａ，１７ｂは、後述するように同期整流動作するように駆動されて、ダイオードと同等の整流素子として機能する。なお、ＦＥＴ１７ａおよびＦＥＴ１７ｂは、このように整流素子としてそれぞれ機能するため、ボディダイオードと同じ極性の単体のダイオードでそれぞれ置き換えることもできる。したがって、以下では、理解の容易のため、ＦＥＴ１７ａおよびＦＥＴ１７ｂは、以下ではダイオード１７ａおよびダイオード１７ｂともいい、図１１～図１４中では、ＦＥＴ８ａ，８ｂと同様にダイオードのシンボルで表記するものとする。

スイッチ１０ａは、直列整流素子部８の電流出力端部（本例では、ＦＥＴ８ａのドレイン端子）と、直列整流素子部１７の電流出力端部（本例では、ＦＥＴ１７ａのドレイン端子（ＦＥＴ１７ａ内のボディダイオードのカソード端子でもある））との間に接続されている。本例ではスイッチ１０ａは、ｎチャネル型のＦＥＴで構成されて、そのソース端子が直列整流素子部８の電流出力端部に接続され、そのドレイン端子が直列整流素子部１７の電流出力端部に接続されることで、直列整流素子部８，１７の各電流出力端部間に接続されている。

スイッチ１１ａは、直列整流素子部８の電流入力端部（本例では、ＦＥＴ８ｂのソース端子）と、直列整流素子部１７の電流入力端部（本例では、ＦＥＴ１７ｂのソース端子（ＦＥＴ１７ｂ内のボディダイオードのアノード端子でもある））との間に接続されている。本例ではスイッチ１１ａは、ｎチャネル型のＦＥＴで構成されて、そのドレイン端子が直列整流素子部８の電流入力端部に接続され、そのソース端子が直列整流素子部１７の電流入力端部に接続されることで、直列整流素子部８，１７の各電流入力端部間に接続されている。

キャパシタ１８は、直列整流素子部１７に並列接続されている。

制御部１３は、各スイッチ１０ａ，１１ａおよび同期整流駆動するＦＥＴ８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂに対して駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６をそれぞれ出力することにより、またスイッチング回路部７の各スイッチ７ａ，７ｂに対して駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２をそれぞれ出力する（オンデューティ０．５で出力する）ことにより、各スイッチ１０ａ，１１ａ、各ＦＥＴ８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂ、および各スイッチ７ａ，７ｂに対するスイッチング制御を実行する。本例では、各スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａは上記のようにＦＥＴで構成され、また直列整流素子部８，１７の各整流素子もＦＥＴ８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂで構成されているため、制御部１３は、各スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａおよびＦＥＴ８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂに対する適切な駆動回路（図示せず）を備えて、スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａを構成する各ＦＥＴおよび各ＦＥＴ８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂのゲート・ソース間に、各駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６をソース端子の電位を基準とする正極性の電圧信号として出力するものとする。

次に、コンバータ装置１Ｂの動作について図９～図１４を参照して説明する。

制御部１３は、各駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１～Ｓ６を、図１０に示す期間Ｔ１から期間Ｔ４までの出力状態を１サイクルとして、各スイッチ１０ａ，１１ａ，７ａ，７ｂおよびＦＥＴ８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂに繰り返し出力する。なお、図１０中の「ＯＮ」、「ＯＦＦ」は、駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６に対応する各スイッチ１０ａ，１１ａ，７ａ，７ｂおよびＦＥＴ８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂのＯＮ・ＯＦＦ状態を示している。以下、各期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４に分けて動作を説明する。なお、ＦＥＴ８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂについては、対応する駆動信号Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６によって駆動されることにより、この１サイクル全体を通して上記したように整流素子（ダイオード）として機能するため、以下の動作説明においてはダイオード８ａ，８ｂ，１７ａ，１７ｂといい、個々についての詳細な説明は省略する。また、コンバータ装置１Ｂの第１巻線２ａ側の回路は、コンバータ装置１Ａの第１巻線２ａ側の回路と構成が同一である。また、各期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４における各駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２のタイミングもコンバータ装置１Ａと同一である。これにより、コンバータ装置１Ｂの第１巻線２ａ側の回路は、各期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４においてコンバータ装置１Ａの第１巻線２ａ側の回路と同じ動作を実行するため、コンバータ装置１Ｂの第１巻線２ａ側の回路の動作については詳細な説明を省略し、第２巻線２ｂ側の回路の動作を主として説明する。

まず、期間Ｔ１では、第１巻線２ａ側の回路は、コンバータ装置１Ａと同様に、キャパシタ７ｃから放出されるエネルギーと入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーとに基づき、第１巻線２ａに合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｄを充電する動作とを実行する。この第１巻線２ａへの電流（Ｉａ＋Ｉｂ）の流入に起因して、図１１に示すように、第２交流端子部６ｂに対して第２交流端子部６ａが高電位となる誘起電圧Ｖ２が第２巻線２ｂに誘起する。

第２巻線２ｂ側の回路では、スイッチ１１ａがＯＮ状態のときに、スイッチ１０ａがＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行することにより、第２巻線２ｂからダイオード１７ａ、キャパシタ１８、ＯＮ状態のスイッチ１１ａおよびダイオード８ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路が形成される。このため、上記の極性の誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂから出力されるエネルギー）に基づき、図１１に示すように、この電流経路に矢印で示す向きに電流Ｉｄが流れる。これにより、キャパシタ１８は、キャパシタ１８における直列整流素子部１７の電流入力端部側の端子の電位を基準として、キャパシタ１８における直列整流素子部１７の電流出力端部側の端子の電位が高電位となるように充電される（キャパシタ１８にエネルギーが蓄積される）。また、コンバータ装置１Ａと同様に、期間Ｔ４において電流Ｉｊがインダクタ９に流れることによってインダクタ９に蓄積されていたエネルギーが放出されることにより、図１１に示すように、インダクタ９から負荷ＬＤ、ダイオード８ｂおよびダイオード８ａを経由してインダクタ９に戻る電流経路に電流Ｉｃが流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。

このように、期間Ｔ１では、第２巻線２ｂ側の回路は、インダクタ９から放出されるエネルギーに基づいて、負荷ＬＤに電流Ｉｃを供給する（出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する）動作と、第２巻線２ｂに上記の極性で誘起される誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂからのエネルギー）でキャパシタ１８を充電する動作とを第１動作として実行する。

次いで、期間Ｔ２では、第１巻線２ａ側の回路は、コンバータ装置１Ａと同様に、キャパシタ７ｃから放出されるエネルギーと入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーとに基づいて、第１巻線２ａに合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｄを充電する動作とを継続して実行する。したがって、図１２に示すように、第２交流端子部６ｂに対して第２交流端子部６ａが高電位となる誘起電圧Ｖ２が第２巻線２ｂに継続して誘起する。

第２巻線２ｂ側の回路では、スイッチ１１ａがＯＮ状態を継続しているため、図１２に示すように、期間Ｔ１のときと同極性で第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２に基づき、第２巻線２ｂからダイオード１７ａ、キャパシタ１８、ＯＮ状態のスイッチ１１ａおよびダイオード８ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路に電流Ｉｄが継続して流れて、キャパシタ１８への充電が継続される。また、スイッチ１０ａがＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行することにより、キャパシタ１８からＯＮ状態のスイッチ１０ａ、インダクタ９、負荷ＬＤおよびＯＮ状態のスイッチ１１ａを経由してキャパシタ１８に戻る新たな電流経路が形成される。これにより、キャパシタ１８に蓄積されていたエネルギーに基づき、この新たな電流経路に電流Ｉｅが矢印の向きに流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。また、電流Ｉｅがインダクタ９に流れることにより、インダクタ９にエネルギーが蓄積される。

また、これら２つの電流経路が重なるスイッチ１１ａには、電流Ｉｄ，Ｉｅが逆向きで流れるため、電流Ｉｄ，Ｉｅの合成電流（Ｉｅ－Ｉｄ）が流れる。

このように、期間Ｔ２では、第２巻線２ｂ側の回路は、第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂからのエネルギー）でキャパシタ１８を充電する動作を継続すると共に、キャパシタ１８から放出されるエネルギーに基づき、負荷ＬＤに電流Ｉｅを供給する（出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する）と共に、インダクタ９にエネルギーを蓄積する動作を第２動作として実行する。

続いて、期間Ｔ３では、第１巻線２ａ側の回路は、コンバータ装置１Ａと同様に、キャパシタ７ｄから放出されるエネルギーと入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーとに基づき、第１巻線２ａに合成電流（Ｉｆ＋Ｉｇ）を、合成電流（Ｉａ＋Ｉｂ）とは逆向きで供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｃを充電する動作とを実行する。したがって、図１３に示すように、第２交流端子部６ａに対して第２交流端子部６ｂが高電位となる誘起電圧Ｖ２が第２巻線２ｂに誘起する。

第２巻線２ｂ側の回路では、スイッチ１０ａがＯＮ状態のときに、スイッチ１１ａがＯＮ状態からＯＦＦ状態に移行することにより、第２巻線２ｂからダイオード８ａ、ＯＮ状態のスイッチ１０ａ、キャパシタ１８およびダイオード１７ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路が形成される。このため、上記の極性の誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂから出力されるエネルギー）に基づき、図１３に示すように、この電流経路に矢印で示す向きに電流Ｉｈが流れる。これにより、キャパシタ１８は、キャパシタ１８における直列整流素子部１７の電流入力端部側の端子の電位を基準として、キャパシタ１８における直列整流素子部１７の電流出力端部側の端子の電位が高電位となるように（期間Ｔ１のときと同じ極性に）充電される（キャパシタ１８にエネルギーが蓄積される）。また、期間Ｔ２において電流Ｉｅがインダクタ９に流れることによってインダクタ９に蓄積されていたエネルギーが放出されることにより、図１３に示すように、インダクタ９から負荷ＬＤ、ダイオード８ｂおよびダイオード８ａを経由してインダクタ９に戻る電流経路に電流Ｉｃが流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。

このように、期間Ｔ３では、第２巻線２ｂ側の回路は、インダクタ９から放出されるエネルギーに基づいて、負荷ＬＤに電流Ｉｃを供給する（出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する）動作と、第２巻線２ｂに上記の極性で誘起される誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂからのエネルギー）でキャパシタ１８を充電する動作とを第３動作として実行する。

次いで、期間Ｔ４では、第１巻線２ａ側の回路は、コンバータ装置１Ａと同様に、キャパシタ７ｄから放出されるエネルギーと入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーとに基づいて、第１巻線２ａに合成電流（Ｉｆ＋Ｉｇ）を供給する動作と、入力直流電圧Ｖｉｎからのエネルギーでキャパシタ７ｃを充電する動作とを継続して実行する。したがって、図１４に示すように、第２交流端子部６ａに対して第２交流端子部６ｂが高電位となる誘起電圧Ｖ２が第２巻線２ｂに継続して誘起する。

第２巻線２ｂ側の回路では、スイッチ１０ａがＯＮ状態を継続しているため、図１４に示すように、期間Ｔ３のときと同極性で第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２に基づき、第２巻線２ｂからダイオード８ａ、ＯＮ状態のスイッチ１０ａ、キャパシタ１８およびダイオード１７ｂを経由して第２巻線２ｂに戻る電流経路に電流Ｉｈが継続して流れて、キャパシタ１８への充電が継続される。また、スイッチ１１ａがＯＦＦ状態からＯＮ状態に移行することにより、キャパシタ１８からＯＮ状態のスイッチ１０ａ、インダクタ９、負荷ＬＤおよびＯＮ状態のスイッチ１１ａを経由してキャパシタ１８に戻る新たな電流経路が形成される。これにより、キャパシタ１８に蓄積されていたエネルギーに基づき、この新たな電流経路に電流Ｉｊが矢印の向きに流れる（負荷ＬＤに出力直流電圧Ｖｏｕｔが出力される）。また、電流Ｉｊがインダクタ９に流れることにより、インダクタ９にエネルギーが蓄積される。

また、これら２つの電流経路が重なるスイッチ１０ａには、電流Ｉｈ，Ｉｊが逆向きで流れるため、電流Ｉｈ，Ｉｊの合成電流（Ｉｈ－Ｉｊ）が流れる。

このように、期間Ｔ４では、第２巻線２ｂ側の回路は、第２巻線２ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２（第２巻線２ｂからのエネルギー）でキャパシタ１８を充電する動作を継続すると共に、キャパシタ１８から放出されるエネルギーに基づき、負荷ＬＤに電流Ｉｊを供給する（出力直流電圧Ｖｏｕｔを出力する）と共に、インダクタ９にエネルギーを蓄積する動作を第４動作として実行する。これにより、期間Ｔ１から期間Ｔ４で構成される１サイクルが完了する。

また、コンバータ装置１Ｂでの出力直流電圧Ｖｏｕｔは、上記したコンバータ装置１Ａでの出力直流電圧Ｖｏｕｔと同一の式で表される。したがって、コンバータ装置１Ｂも、コンバータ装置１Ａと同様にして、出力直流電圧Ｖｏｕｔが入力直流電圧Ｖｉｎよりも小さくなるＢｕｃｋ型（降圧型）コンバータとして機能すると共に、各スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａのスイッチング周波数を変化させることなく、上記のスイッチ１０ａ，１１ａについてのオンデューティＤを変化させることで、出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御すること（具体的には、ゼロボルトに至るまでの範囲内の任意の電圧に制御すること）が可能になっている。

このコンバータ装置１Ｂにおいても、第１巻線２ａ側の回路は、入力直流電圧Ｖｉｎを交流電圧Ｖ１に変換して第１交流端子部４ａ，４ｂに出力するスイッチング回路部７を備えて構成されると共に、第２巻線２ｂ側の回路は、第２巻線２ｂ、第２直流端子部５ａ，５ｂ、第２交流端子部６ａ，６ｂ、各直列整流素子部８，１７、インダクタ９および各スイッチ１０ａ，１１ａを備えて、これらが図９に示すように接続されて構成されている。また、ＬＣ共振回路１２が、第１巻線２ａと第１交流端子部４ａ，４ｂとの間に挿入接続されている。

したがって、このコンバータ装置１Ｂにおいても、従来技術で説明した２ステージ型コンバータにおいて必須となっている降圧回路が不要な１ステージ型として構成されているため、この降圧回路のスイッチで発生していたスイッチング損失を無くすことができる。また、このコンバータ装置１Ｂによれば、第２巻線２ｂ側の回路を構成する各スイッチ１０ａ，１１ａが制御部１３から供給される駆動信号Ｓ１，Ｓ２によってソフトスイッチング動作を達成し得るような駆動が容易なことから、コンバータ装置１Ｂ全体としての損失を低減させることができる。また、このコンバータ装置１Ｂにおいても、第２巻線２ｂ側の回路を構成する各スイッチ１０ａ，１１ｂが制御部１３から供給される駆動信号Ｓ１，Ｓ２で駆動されることにより、第２巻線２ｂ側の回路が、各期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４において上記の第１動作～第４動作を実行するため、各スイッチ７ａ，７ｂ，１０ａ，１１ａのスイッチング周波数を変化させることなく（一定としつつ）、スイッチ１０ａ，１１ａのオンデューティを変化させることで出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御すること（具体的には、ゼロボルトに至るまでの範囲内の任意の電圧に制御すること）ができる。これにより、スイッチング周波数を変化させて出力直流電圧Ｖｏｕｔを制御する構成のコンバータ装置での課題を解消しつつ、過電流時の出力電圧制御も容易に行うことができる結果、出力短絡時に過大電流が発生するのを回避することができる。さらに、このコンバータ装置１Ｂによれば、第２巻線２ｂ側の回路を構成するためのキャパシタ（半導体素子で構成されるスイッチ１０ａなどと比較して、通常、その外形が極めて大きくなる電子部品）をキャパシタ１８の１個で済ますことができることから、キャパシタ１０ｂ，１１ｂの２個必要とするコンバータ装置１Ａと比較して、電子部品を実装する回路基板、さらには装置自体を小型化することができる。

なお、上記のコンバータ装置１Ａ，１Ｂでは、独立した構成要素としての共振キャパシタ１２ａと共振インダクタ１２ｂとでＬＣ共振回路１２を構成したが、これに限定されるものではない。例えば、共振キャパシタ１２ａは、独立した構成要素として配設する構成に代えて、スイッチング回路部７，１６に含まれているキャパシタ（キャパシタ７ｃやキャパシタ７ｄ）や、第１直列回路部１０のキャパシタ１０ｂや、第２直列回路部１１のキャパシタ１１ｂで代用することもできる。また、共振インダクタ１２ｂについても、独立した構成要素として配設する構成に代えて、トランス２の漏れインダクタンスで代用することもできる。

１Ａ，１Ｂ コンバータ装置
２ トランス
２ａ 第１巻線
２ｂ 第２巻線
３ａ，３ｂ 第１直流端子部
４ａ，４ｂ 第１交流端子部
５ａ，５ｂ 第２直流端子部
６ａ，６ｂ 第２交流端子部
７ スイッチング回路部
８，１７ 直列整流素子部
９ インダクタ
１０ 第１直列回路部
１０ａ スイッチ（第１スイッチ）
１０ｂ キャパシタ（第１キャパシタ）
１１ 第２直列回路部
１１ａ スイッチ（第２スイッチ）
１１ｂ キャパシタ（第２キャパシタ）
１２ ＬＣ共振回路
１３ 制御部
Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ 第１接続ライン
Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ 第２接続ライン
Ｌｐ１ 第１電力ライン
Ｌｐ１ 第２電力ライン

Claims (2)

1. 第１巻線および第２巻線が形成されたトランスと、
   一対の第１直流端子部と、
   一対の第１接続ラインを介して前記第１巻線に接続された一対の第１交流端子部と、
   一対の第２直流端子部と、
   一対の第２接続ラインを介して前記第２巻線に接続された一対の第２交流端子部と、
   前記一対の第１直流端子部と前記一対の第１交流端子部との間に配設されて、当該一対の第１直流端子部に入力される入力直流電圧を交流電圧に変換して当該一対の第１交流端子部に出力するスイッチング回路部と、
   順方向を揃えて直列接続されると共に互いの接続点が前記一対の第２交流端子部のうちの一方の第２交流端子部に接続された第１整流素子および第２整流素子で構成されて、電流出力端部が第１電力ラインを介して前記一対の第２直流端子部のうちの一方の第２直流端子部に接続され、かつ電流入力端部が第２電力ラインを介して前記一対の第２直流端子部のうちの他方の第２直流端子部に接続された直列整流素子部と、
   前記第１電力ラインおよび前記第２電力ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたインダクタと、
   直列接続された第１スイッチおよび第１キャパシタで構成されて、一方の端部が前記直列整流素子部の前記電流出力端部に接続されると共に他方の端部が前記一対の第２交流端子部のうちの他方の第２交流端子部に接続された第１直列回路部と、
   直列接続された第２スイッチおよび第２キャパシタで構成されて、一方の端部が前記他方の第２交流端子部に接続されると共に他方の端部が前記直列整流素子部の前記電流入力端部に接続された第２直列回路部と、
   前記一対の第１接続ラインおよび前記一対の第２接続ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたＬＣ共振回路と、
   前記スイッチング回路部、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチに対するスイッチング制御を実行することにより、前記入力直流電圧を出力直流電圧に変換して前記一対の第２直流端子部間から出力させる制御部とを備え、
   前記制御部は、前記スイッチング制御を実行することにより、
   前記一方の第２交流端子部に対して前記他方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチをＯＦＦ状態にさせ、かつ前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記第２キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記インダクタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させる第１動作、
   前記一方の第２交流端子部に対して前記他方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記第２キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記第１キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させ、かつ前記インダクタにエネルギーを蓄積させる第２動作、
   前記他方の第２交流端子部に対して前記一方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチをＯＮ状態にさせ、かつ前記第２スイッチをＯＦＦ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記第１キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記インダクタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させる第３動作、
   並びに前記他方の第２交流端子部に対して前記一方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記第１キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記第２キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させ、かつ前記インダクタにエネルギーを蓄積させる第４動作を、前記スイッチング回路部、前記第１直列回路部および前記第２直列回路部に繰り返し実行させるコンバータ装置。
2. 第１巻線および第２巻線が形成されたトランスと、
   一対の第１直流端子部と、
   一対の第１接続ラインを介して前記第１巻線に接続された一対の第１交流端子部と、
   一対の第２直流端子部と、
   一対の第２接続ラインを介して前記第２巻線に接続された一対の第２交流端子部と、
   前記一対の第１直流端子部と前記一対の第１交流端子部との間に配設されて、当該一対の第１直流端子部に入力される入力直流電圧を交流電圧に変換して当該一対の第１交流端子部に出力するスイッチング回路部と、
   順方向を揃えて直列接続されると共に互いの接続点が前記一対の第２交流端子部のうちの一方の第２交流端子部に接続された第１整流素子および第２整流素子で構成されて、電流出力端部が第１電力ラインを介して前記一対の第２直流端子部のうちの一方の第２直流端子部に接続され、かつ電流入力端部が第２電力ラインを介して前記一対の第２直流端子部のうちの他方の第２直流端子部に接続された第１直列整流素子部と、
   前記第１電力ラインおよび前記第２電力ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたインダクタと、
   順方向を揃えて直列接続されると共に互いの接続点が前記一対の第２交流端子部のうちの他方の第２交流端子部に接続された第３整流素子および第４整流素子で構成された第２直列整流素子部と、
   前記第１直列整流素子部の前記電流出力端部と前記第２直列整流素子部の電流出力端部との間に接続された第１スイッチと、
   前記第１直列整流素子部の前記電流入力端部と前記第２直列整流素子部の電流入力端部との間に接続された第２スイッチと、
   前記第２直列整流素子部に並列接続されたキャパシタと、
   前記一対の第１接続ラインおよび前記一対の第２接続ラインのうちの少なくとも一方に挿入接続されたＬＣ共振回路と、
   前記スイッチング回路部、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチに対するスイッチング制御を実行することにより、前記入力直流電圧を出力直流電圧に変換して前記一対の第２直流端子部間から出力させる制御部とを備え、
   前記制御部は、前記スイッチング制御を実行することにより、
   前記一方の第２交流端子部に対して前記他方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチをＯＦＦ状態にさせ、かつ前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記インダクタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させる第１動作、
   前記一方の第２交流端子部に対して前記他方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させ、かつ前記インダクタにエネルギーを蓄積させる第２動作、
   前記他方の第２交流端子部に対して前記一方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチをＯＮ状態にさせ、かつ前記第２スイッチをＯＦＦ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記インダクタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させる第３動作、
   並びに前記他方の第２交流端子部に対して前記一方の第２交流端子部が高電位となる誘起電圧を前記第２巻線に発生させると共に、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをＯＮ状態にさせることにより、当該誘起電圧に基づいて前記キャパシタにエネルギーを蓄積させると共に、前記キャパシタに蓄積されているエネルギーを放出させることで前記出力直流電圧を出力させ、かつ前記インダクタにエネルギーを蓄積させる第４動作を、前記スイッチング回路部、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチに繰り返し実行させるコンバータ装置。

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