JP2005224012A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】電圧変換用トランスの１次側と２次側との巻線比にとらわれず、高い変換効率で昇圧／降圧が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること。
【解決手段】トランス１の１次側スイッチング素子２−１と２−３、２−２と２−４を対として交互にオン・オフすると２次側に出力電圧が得られる。２次側整流素子３−１〜３−４に並列接続されたスイッチング素子８−１〜８−４をスイッチング素子２−１〜２−４のオン期間の一部でオンさせて２次側のＬＣ共振回路４を通る短絡状態を生成させる。その後、短絡状態を開放し、短絡状態時にＬＣ共振回路４のリアクトルに貯えられたエネルギをトランス巻線比で生成された電圧に加算して出力させる。
【選択図】図２

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、電圧変換用トランスの１次側巻線と２次側巻線の巻線比にとらわれない昇圧／降圧を可能にした絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

電圧変換用トランスを介在させる絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、電圧変換用トランスの１次側に設けられたスイッチング手段をオン・オフ制御することにより電圧変換が行われる。その際に出力可能な出力電圧は電圧変換用トランスの１次側巻線と２次側巻線の巻線比により支配される。

図６は、本出願人が先に提案したＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。このＤＣ−ＤＣコンバータは、１次側巻線１−１と２次側巻線１−２を含む電圧変換用トランス（以下、単にトランスと称す。）１を有する。

トランス１の１次側にはスイッチング素子２−１〜２−４をブリッジ接続して構成したスイッチング手段２を設け、２次側には整流素子３−１〜３−４をブリッジ接続して構成したブリッジ型整流回路３を設ける。トランス１の２次側にはさらに、共振用リアクトルと共振用コンデンサからなる共振回路４を設ける。

スイッチング素子２−１〜２−４は例えばＦＥＴからなり、それぞれのスイッチング素子２−１〜２−４には寄生ダイオードなどの整流素子５−１〜５−４が付属している。なお、コンデンサ６、７は入力端子および出力取り出し端子に接続された平滑用コンデンサである。

スイッチング素子２−１と２−３、２−２と２−４の対を共振回路４の共振周波数で交互にオン・オフ駆動すると、入力電圧は、そのオン・オフ駆動周波数に従った周波数でトランス１を介して昇圧あるいは降圧される。

共振回路４の共振周波数ｆは、共振回路４におけるリアクトルのインダクタンスをＬとし、コンデンサのキャパシタンスをＣとすると、ｆ＝１／２π√ＬＣで表され、例えばＬ＝130μＨ、Ｃ＝0.47μＦであると、ｆ≒20.4ＫＨｚとなる。

ここで、入力電圧をＶ１、電圧変換用トランスの１次側巻線１−１と２次側巻線１−２との巻線比をＮ１：Ｎ２とすれば、スイッチング手段２をオン・オフ制御することで出力可能な出力電圧Ｖ２は下記式で表される。ただし、スイッチング損失などの損失は無視している。
Ｖ２≦（Ｎ２／Ｎ１）Ｖ１

また、電圧変換用トランスの１次側巻線と２次側巻線の巻線比以上の昇圧を可能にした双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが下記特許文献１で提案されている。これは、順送電の降圧時は整流回路として作用する２次側スイッチング回路の４つのスイッチング素子を、逆送電の昇圧時にはまず全てオンし、続いて一部スイッチング素子をオフし、以下このようなオン・オフ制御を繰り返してチョークコイルへの磁気エネルギ蓄積と放出が繰り返されるようにして電圧変換用トランスの巻線比以上の大きな電圧変換比を得ようとするものである。
特開２００２−１６５４４８号公報

上記従来技術のように、電圧変換用トランスの１次側巻線と２次側巻線の巻線比で電圧変換比が制約されると、要求される出力電圧の下限（あるいは上限）に制約がある場合にはそれに伴い入力電圧の下限（あるいは上限）も制約される。このため、入力電圧が大きく変動することが想定される場合には電圧変換用トランスの巻線比を十分に大きくとっておかざるを得ないという課題がある。

例えば、電源装置として使用するエンジン駆動発電機において、エンジン発電機により負荷に給電する共にバッテリを充電する場合、通常負荷の運転時にエンジン回転数が4000rpm、発電出力電圧が260Vとすると、この時の発電出力電圧260Vを降圧して12Vバッテリを充電するには巻線比20:1の電圧変換用トランスを用いて13V程度の充電電圧確保することが必要である。

ここで負荷量に応じてエンジン回転数が制御され、軽負荷の運転時にエンジン回転数が2500rpm、発電出力電圧が180Vになったとすると、この時にバッテリに与えられる電圧は9Vになって、バッテリを充電する電圧としては不十分なものとなる。この例では、バッテリの充電だけを考えれば電圧変換用トランスの巻線比を例えば14:1に設定して発電出力電圧が180Vになってもバッテリに12.8Vの電圧が与えられるようにすることが考えられるが、こうすると、通常負荷運転時に18.6Vの過電圧がバッテリに印加されることになり、印加電圧を制限することが必要となる。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータを双方向ＤＣ−ＤＣインバータとして構成し、負荷への給電のアシストにバッテリを使用することを考えると、バッテリ電圧の昇圧によって得られる電圧は128V(12V×14)となり、発電出力電圧180Vにとどかないため、昇圧を行ってもバッテリから負荷へ給電することはできなくなくなってしまう。

また、上記特許文献１で提案されている双方向ＤＣ−ＤＣコンバータではスイッチング回路の４つのスイッチング素子をまず全てオンにし、続いて一対のスイッチング素子をオフにするというオン・オフ制御を繰り返すことで電圧変換を行うものであり、全てあるいは一対のスイッチング素子を同時にオン・オフさせる構成であるため、オン・オフのタイミングのずれによるスイッチング損失が発生しやすいという課題がある。また、電圧変換比を種々に可変することが困難である。さらに、オン・オフのタイミングを電流値が零付近に設定することが困難であり、そのタイミングのずれによりスイッチング損失が発生するという課題もある。

本発明は、上記課題を解決し、電圧変換用トランスの１次側巻線と２次側巻線の巻線比にとらわれず、高い変換効率で昇圧／降圧が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は、電圧変換用トランスと、前記電圧変換用トランスの１次側に設けられ、入力電圧をオン・オフするスイッチング手段と、前記スイッチング手段に直列に接続されたリアクトルと、前記電圧変換用トランスの２次側に設けられた整流回路および出力取り出し端子と、前記スイッチング手段をオン・オフさせる駆動手段を有するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記スイッチング手段をブリッジ型スイッチング回路で構成し、前記整流回路をブリッジ型整流回路として構成すると共に前記整流手段を構成する整流素子と並列に短絡スイッチを設け、前記短絡スイッチのオンデューティを前記スイッチング手段のオンタイミングに同期させて制御し、前記ブリッジ型整流回路に流れる電流の一部を前記短絡スイッチのオン動作で前記リアクトルへ環流させることにより昇圧比を変更可能に構成した点に第１の特徴がある。

また、本発明は、前記電圧変換用トランスの２次側出力電圧を検出し、該２次側出力電圧が所定値になるように前記短絡スイッチのオンデューティを制御する点に第２の特徴がある。

また、本発明は、前記リアクトルと共にＬＣ共振回路を構成する共振用コンデンサを備え、前記駆動手段は前記スイッチング手段を前記ＬＣ共振回路の共振周波数でオン・オフさせる点に第３の特徴がある。

さらに、本発明は、前記スイッチング手段を構成するスイッチング素子に並列にそれぞれ整流素子を設けると共に、前記整流回路を構成する整流素子に並列にそれぞれスイッチング素子を設けることにより、双方向性のＤＣ−ＤＣコンバータ機能が具備された点に第４の特徴がある。

本発明の第１の特徴によれば、１次側のスイッチング手段と同期して２次側の短絡スイッチを駆動し、その駆動の際のオンデューティを制御することによって電圧変換用トランスの巻線比による制約を超えて昇圧された種々の出力電圧を得ることができる。また、短絡スイッチの駆動は一対でなく１個でよいため、スイッチング損失の発生を抑制できる。

また、第２の特徴によれば、電圧変換用トランスの巻線比により制約を超えて昇圧された出力電圧を目標電圧に容易に設定できる。

また、第３の特徴によれば、スイッチングによる電流波形を正弦波状にすることができるため、スイッチング素子がオフするタイミングを電流値の零クロス点付近に設定することが容易になる。また、トランスの伝達遅れなどに起因するスイッチング素子の短絡防止のために、デッドタイムを大きくとったり、駆動時間を短くしたりする必要がない。これにより変換効率を高めることが可能になる。

さらに、第４の特徴によれば、高圧側からのバッテリの充電やこのバッテリを利用しての負荷への給電アシストを簡単に行うことができ、その際の昇圧比や降圧比を自在かつ容易に制御できる。

以下、図面を参照して本発明を説明する。図１は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施形態を示す回路図であり、図６と同一あるいは同等部分には同一符号を付してある。図１が図６と異なるのは、トランス１の２次側に設けたブリッジ型整流回路３の整流素子３−１〜３−４のそれぞれに並列に、短絡スイッチとして機能するスイッチング素子８−１〜８−４を接続し、これらの短絡スイッチ８−１〜８−４のオンデューティをスイッチング手段２のスイッチング素子２−１〜２−４のオンタイミングに同期させて制御する点である。スイッチング素子８−１〜８−４は、例えばＦＥＴからなる。

次に、本実施形態の動作を説明する。まず、トランス１の巻線比Ｎ１：Ｎ２以下の比で電圧変換を行う通常動作を図１を参照して説明する。通常動作の場合、共振回路４の回路素子の素子定数に基づく共振周波数でスイッチング手段２をオン・オフ駆動する。すなわちスイッチング素子２−１と２−３、２−２と２−４の対を交互にオン・オフ駆動する。このとき、２次側スイッチング素子８−１〜８−４はオフのままとする。

図３（ａ）のタイムチャートは、スイッチング素子２−１と２−３のオン・オフタイミングSW1、スイッチング素子２−２と２−４のオン・オフタイミングSW2、スイッチング素子８−１〜８−４のオン・オフタイミングSW3を示す。SW1およびSW2は交互にオン・オフを繰り返し、SW3はオフのままである。なお、SW1およびSW2のオンデューティは、巻線比以下であれば、要求される出力電圧に応じて変えられる。

トランス１の１次側には図１に実線で示す電流Ｉ−１と破線で示す電流Ｉ−２が交互に流れ、これによりトランス１の２次側に電流Ｉ−３と電流Ｉ−４が流れる。電流Ｉ−３、Ｉ−４はそれぞれ整流素子３−１と３−３、３−２と３−４の対で整流される。これによりトランス１の巻線比Ｎ１：Ｎ２以下の比で１次側から２次側へのＤＣ−ＤＣ変換が行われる。

次に、トランス１の巻線比Ｎ１：Ｎ２を超える比で電圧変換を行う場合の動作を図２を参照して説明する。共振回路４の回路素子の素子定数に基づく共振周波数でスイッチング手段２をオン・オフ駆動する点は上記と同じである。

この場合にはスイッチング素子２−１と２−３のオン期間の一部でスイッチング素子８−２または８−４をオンさせ、スイッチング素子２−２と２−４のオン期間の一部でスイッチング素子８−１または８−３をオンさせる。

図２は、このときの動作を示す図であり、スイッチング素子２−１と２−３のオン期間の一部でスイッチング素子８−２をオンさせた時にトランス１の１次側に流れる電流Ｉ−１および２次側に流れる電流Ｉ−５の経路を示している。

２次側に流れる電流Ｉ−５の経路から明らかなように、スイッチング素子８−４をオンさせた時、入力側からみると出力側はトランス１を挟んで短絡状態になる。この短絡状態の期間中は共振回路４のリアクトルにエネルギが貯えられる。

次にスイッチング素子８−４をオフして短絡状態を開放すると、短絡状態時にリアクトルに貯えられたエネルギがトランス１の巻線比で昇圧された電圧に加算されて出力に現れる。これによりトランス１の巻線比Ｎ１：Ｎ２以上の比での電圧変換が可能になる。

図３（ｂ）のタイムチャートは、スイッチング素子２−１と２−３のオン・オフタイミングSW1、スイッチング素子２−２と２−４のオン・オフタイミングSW2、スイッチング素子８−２または８−４のオン・オフタイミングSW3-1、スイッチング素子８−１または８−３のオン・オフタイミングSW3-2を示す。図３（ｂ）は、スイッチング素子２−１と２−３のオン期間の一部（短絡期間）ｔ１でスイッチング素子８−２または８−４のオンさせ、スイッチング素子２−２と２−４のオン期間の一部（短絡期間）ｔ２でスイッチング素子８−１または８−３のオンさせる例を示している。短絡期間ｔ１と短絡期間ｔ２は通常、同一に設定される。また短絡期間ｔ１、ｔ２を変えることにより電圧変換比を変化させて種々の出力電圧を出力させることができる。

図４は、制御系をも含めた本発明の実施形態を示すブロック図である。本実施形態では、トランス１の２次側出力電圧を検出し、この２次側出力電圧が目標電圧値になるようにスイッチング素子２−１〜２−４、８−１〜８−４をオン・オフ制御する。例えば目標電圧値がトランス１の巻線比で十分に変換可能な値であれば１次側のスイッチング素子２−１〜２−４をオン・オフ制御して目標電圧を達成し、目標電圧値がトランス１の巻線比で得ることができない高い値であればさらにスイッチング素子８−１〜８−４を上記のようにオン・オフ制御して目標電圧を達成する。

具体的には、制御系はトランス１の２次側出力電圧を検出する出力電圧検出手段９を有する。出力電圧検出手段９は検出出力を制御部１０に与える。制御部１０はＣＰＵなどからなり、目標電圧値がトランス１の巻線比で十分に変換可能な値であればスイッチング手段２のドライバ１１にのみ制御信号を与え、スイッチング素子２−１と２−３、２−２と２−４の対を交互にオンデューティ５０％以内で設定出力電圧となるようにオンデューティを制御する。

また、目標電圧値がトランス１の巻線比で得ることができない高い値であれば、さらにスイッチング素子８−１〜８−４のドライバ１２に制御信号を与える。このとき、ドライバ１１はスイッチング手段２のスイッチング素子２−１と２−３、２−２と２−４の対を交互に例えばオンデューティ５０％で駆動し、ドライバ１２は、目標電圧と出力電圧検出手段９の検出出力の差がなくなるようにスイッチング素子８−２または８−４、スイッチング素子８−１または８−３のオン期間（短絡期間ｔ１、ｔ２）を50％以内で制御する。

図５は、本発明の適用例を示す回路図である。本適用例は、発電機１３を含む直流電源とバッテリ１４で電力を融通し合って負荷に電力を供給するシステムに、図１のＤＣ−ＤＣコンバータを適用した例である。発電機１３は、例えばエンジン駆動式の３相の多極磁石発電機である。

まず、エンジンの始動時には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の低圧側スイッチング手段８のスイッチング素子８−１と８−３、８−２と８−４の対を交互にオンし、これにより昇圧したバッテリ１４のＤＣ電圧を駆動用インバータ（整流回路）１５に印加する。駆動用インバータ１５は、印加されたＤＣ電圧を３相のＡＣ電圧に変換して発電機１３に印加し、これをエンジン始動用電動機として起動する。

エンジンが始動すると、発電機１３はエンジンにより駆動され、駆動用インバータ１５のスイッチング動作は停止される。発電機１３の出力は、整流回路（駆動用インバータ）１５で整流され、レギュレータ１６で調整され、さらにインバータ１７で所定周波数の交流電力に変換されて負荷へ供給される。

バッテリ１４の電圧が低下した時、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の高圧側スイッチング手段２のスイッチング素子２−１と２−３、２−２と２−４の対を交互にオンすれば、整流回路１５の出力をＤＣ−ＤＣコンバータ１００により降圧し、降圧した電圧でバッテリ１４を充電することができる。

発電機１３の出力が低下して十分なバッテリ充電電圧が得られなくなった時には低圧側スイッチング手段８のスイッチング素子８−１〜８−４を上記のようにオン・オフ駆動して短絡期間を生成することにより十分なバッテリ充電電圧が得られるようにする。

また、バッテリ１４を負荷への給電アシストに利用する場合には、高圧側スイッチング手段２のスイッチング素子２−１〜２−４を同様にオン・オフ駆動して短絡期間を生成することにより十分な昇圧比で負荷への給電が行われるようにすることができる。

なお、本適用例は、エンジン駆動式発電機からなる直流電源をバッテリでアシストする例であるが、本発明は、これに限らず、バッテリ、通常の発電機、太陽光発電、風力発電、燃料電池などの適宜の直流電源系でを組合せる場合にも適用でき、例えば、ハイブリッド車両などでの走行電力系と保安電装系とで電力のやり取りを行わせる場合にも適用できる。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施形態を示す回路図である。 トランスの巻線比以上の電圧変換比で昇圧を行う場合の動作説明図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの動作説明のためのタイムチャートである。 本発明の実施形態を制御系をも含めて示すブロック図である。 本発明の適用例を示す回路図である。 先に提案のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。

符号の説明

１・・・トランス、１−１・・・低圧側巻線、１−２・・・高圧側巻線、２・・・スイッチング手段、２−１〜２−４，８−１〜８−４・・・スイッチング素子、３・・・ブリッジ型整流回路、３−１〜３−４，５−１〜５−４・・・整流素子、４・・・ＬＣ共振回路、６，７・・・平滑用コンデンサ、９・・・出力電圧検出手段、１０・・・制御部（ＣＰＵ）、１１，１２・・・ドライバ、１３・・・発電機、１４・・・バッテリ、１５・・・駆動用インバータ（整流回路）、１６・・・レギュレータ、１７・・・インバータ、１００・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ

Claims (4)

1. 電圧変換用トランスと、前記電圧変換用トランスの１次側に設けられ、入力電圧をオン・オフするスイッチング手段と、前記スイッチング手段に直列に接続されたリアクトルと、前記電圧変換用トランスの２次側に設けられた整流回路および出力取り出し端子と、前記スイッチング手段をオン・オフさせる駆動手段を有するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記スイッチング手段をブリッジ型スイッチング回路で構成し、前記整流回路をブリッジ型整流回路として構成すると共に前記整流手段を構成する整流素子と並列に短絡スイッチを設け、
   前記短絡スイッチのオンデューティを前記スイッチング手段のオンタイミングに同期させて制御し、前記ブリッジ型整流回路に流れる電流の一部を前記短絡スイッチのオン動作で前記リアクトルへ環流させることにより昇圧比を変更可能に構成したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記電圧変換用トランスの２次側出力電圧を検出し、該２次側出力電圧が所定値になるように前記短絡スイッチのオンデューティを制御することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記リアクトルと共にＬＣ共振回路を構成する共振用コンデンサを備え、前記駆動手段は前記スイッチング手段を前記ＬＣ共振回路の共振周波数でオン・オフさせることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記スイッチング手段を構成するスイッチング素子に並列にそれぞれ整流素子を設けると共に、前記整流回路を構成する整流素子に並列にそれぞれスイッチング素子を設けることにより、双方向性のＤＣ−ＤＣコンバータ機能が具備されたことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。

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