WO2007060998A1 - Ａｃリンク双方向ｄｃ－ｄｃコンバータとそれを用いたハイブリッド電源システムおよびハイブリッド車両 - Google Patents

Ａｃリンク双方向ｄｃ－ｄｃコンバータとそれを用いたハイブリッド電源システムおよびハイブリッド車両 Download PDF

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Atsushi Moki
Katsuji Iida
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Komatsu Ltd.
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Definitions

  • the present invention relates to an AC link bidirectional DC-DC converter, a hybrid power supply system using the same, and an hybrid vehicle.
  • a power supply device for an electric vehicle is combined with a battery for main power and a battery or capacitor for sub power.
  • the load fluctuation of the battery for the main power source is suppressed within a certain range as much as possible by making the sub-power source bear a large, sudden, and frequent fluctuation of the load on the electric device.
  • the kinetic energy of the electric device can be recovered as electric power to the auxiliary power source, and the recovered electric power can be supplied to the electric device side as necessary.
  • the operation of collecting electric power from the electric device side to the sub power supply is called a regeneration mode, and the operation of supplying electric power from the sub power source side to the electric device side is called a crawling mode.
  • a power supply system that performs such an operation is called a noble power supply system.
  • An electric vehicle equipped with such a hybrid power supply system is called a hybrid vehicle.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining a typical hybrid power supply system for an electric vehicle according to the prior art.
  • the hybrid power supply system 1 includes a main power supply 10, an electric device 20, and a sub power supply.
  • the main power source 10 includes an engine 11, a generator 12 and an inverter 13. Electric device 20 It consists of an inverter 21 and a motor 22. Inverter 13 and inverter 21 are connected via positive line 14 and negative line 15. A voltage V 0 is applied between the positive electrode line 14 and the negative electrode line 15.
  • the part composed of the main power source 10, the electric motor 20, and the positive and negative electrode lines 14 and 15 is simply referred to as the main power source 10.
  • the sub-power source 30 is composed of a bi-directional step-up booster 31 and an energy storage device 32 (hereinafter referred to as a battery 32). “Bidirectional” in the present invention means that power is reversibly transmitted from the sub power source 30 to the main power source 10 or from the main power source 10 to the sub power source 30 via the positive and negative electrode lines 14 and 15.
  • the bidirectional step-up chipper 31 includes two semiconductor switching elements Sl and S2 and an inductor 35 having an inductance L.
  • the semiconductor switching elements Sl and S2 are composed of IGBTs and antiparallel diodes connected in parallel as internal elements or external elements.
  • IGBT is Tr
  • antiparallel diode is D.
  • Trl means the IGBT of the semiconductor switching element S1
  • D1 means the antiparallel diode of the semiconductor switching element S1.
  • Semiconductor switching elements Sl, S2 are connected in series at connection point a, and one end of inductor 35 is connected to connection point a.
  • the negative terminal b of the semiconductor switching element S1 is connected to the negative line 15 and the positive terminal c of the semiconductor switching element S2 is connected to the positive line 14.
  • the positive side of the notch 32 is connected to the other end of the inductor 35, and the negative side of the notch 32 and the negative electrode line 15 are connected. That is, the battery 32 and the main power supply 10 are connected in parallel so as to have the same polarity.
  • the bidirectional boosting chopper 31 temporarily stores the power of the battery 32 in the inductor 35, and then can transmit the stored power to the main power supply 10, and conversely, the power of the main power supply 10 can be transferred to the battery 32. Can be transmitted.
  • the voltage VO of the main power supply 10 is generally maintained at a high voltage of about 600V.
  • the voltage VI of the battery 32 of the secondary power supply 30 is a low voltage of about 300V.
  • the maximum current flowing through the bidirectional booster 31 is about 600A (when the battery voltage is 300V and the transmission power is 120kW, and the ripple rate is 50%).
  • the movement of the main power supply 10 in the regeneration mode The energy can be converted into low voltage power and the battery 32 of the secondary power supply 30 can be charged.
  • the power stored in the battery 32 of the sub power source 30 can be converted into high voltage power and supplied to the main power source 10.
  • the hybrid power supply system 1 even if the load of the electric device 20 fluctuates greatly, suddenly, and frequently, it is possible to supply power from the secondary power supply 30 to supplement the power capacity of the main power supply 10. it can. As a result, the electric device 20 can be efficiently driven within a certain high voltage range.
  • the hybrid power supply system 1 has the following four problems.
  • the voltage rating of the semiconductor switching elements S 1 and S 2 used in the bidirectional booster 31 is high. If the voltage VO of the main power supply 10 is about 600V, the semiconductor switching elements Sl and S2 rated at 1200V are required for safety.
  • the current flowing from the battery 32 (peak value about 600A) flows through the semiconductor switching element Sl, the S2 IGBT and the anti-parallel diode of the bidirectional booster 31 respectively. Therefore, semiconductor switching elements Sl and S2 with a high current rating of about 600A are required. Also, coupled with that, the inductor 35 becomes huge.
  • the current flowing through the inductor 35 is a direct current, and only half of the B—H curve of the iron core (core) is used. Further, since the direct current itself flowing through the inductor 35 becomes an exciting current, a core gap is required. This allows you to It is necessary to increase the cross-sectional area.
  • a core having a large core cross-sectional area is expensive, and it is difficult to reduce the size and weight. Therefore, a hybrid power supply system in which the magnetic part is AC driven is known.
  • FIG. 13 is a diagram of a hybrid power supply system using an AC link bidirectional DC—DC converter.
  • the hybrid power supply system 2 has a main power supply 10 (voltage VO: approximately 600V) and ⁇ IJ power supply 40 power, and the sub power supply 40 has an inverter 41 and an inverter 42 connected to a transformer 43 (here Is an AC link bidirectional DC-DC converter 44 and an energy storage device 46 (hereinafter referred to as a capacitor 46. Voltage VI: 300V at rated voltage) linked with a winding ratio of 1: 2.
  • the inverter 41 includes four semiconductor switching elements Sl, Sl, S2, and S2. Each semiconductor switching element is composed of IGBT and anti-parallel diode, as in Fig. 12.
  • the set of semiconductor switching elements (Sl, S2) on the left side of the inverter 41 is connected in series, the positive electrode side of the semiconductor switching element S1 is connected to the positive electrode side of the capacitor 46, and the negative electrode of the semiconductor switching element S2 Side is connected to the negative side of capacitor 46.
  • the set of semiconductor switching elements (S2, SI) on the right side is connected in series, the positive side of semiconductor switching element S2 is connected to the positive side of capacitor 46, and the negative side of semiconductor switching element S1 is the capacitor. 46 is connected to the negative electrode side.
  • the set of semiconductor switching elements (Sl, S1) and the set of semiconductor switching elements (S2, S2) are turned on and off alternately.
  • the inverter 42 has four semiconductor switching elements S21, S21, S22, and S22.
  • the semiconductor switching element is composed of an IGBT and an antiparallel diode, as in FIG.
  • the set of semiconductor switching elements (S21, S22) on the left is connected in series, the positive side of the semiconductor switching element S21 is connected to the positive side of the main power supply 10, and the negative side of the semiconductor switching element S22 is the main Connected to the negative side of power supply 10.
  • the set of semiconductor switching elements (S22, S21) on the right side is connected in series, and the semiconductor The positive electrode side of the body switching element S22 is connected to the positive electrode side of the main power supply 10, and the negative electrode side of the semiconductor switching element S21 is connected to the negative electrode side of the main power supply 10.
  • a set of semiconductor switching elements (S21, S21) and a set of semiconductor switching elements (S22, S22) are alternately turned on and off.
  • the AC terminal dl and the AC terminal d2 of the inverter 41 are connected via the coil 44 of the transformer 43 having a 1: 2 power ratio, and the AC terminal el of the inverter 42 The AC terminal e2 is connected via the coil 45 of the transformer 43.
  • the transformer 43 has a leakage inductance of a constant value L, and the auxiliary power source 40 is provided by the high-speed switching control of the inverter that temporarily stores the power stored in the leakage inductance L.
  • V ⁇ is transmitted to the main power supply 10.
  • the phase of the inverter 41 is set to the phase leading to the inverter 42. At that time, the inverter 41 transmits high-voltage power about twice as high as VI to the main power source 10 through the transformer 43.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 11-146566
  • the iron core can be reduced in size and weight by AC driving. Switching loss can be reduced by performing turn-on switching when the voltage and current of the semiconductor switching element are zero. That is, the problems (3) and (4) are solved.
  • the voltage rating of each semiconductor switching element of the inverter 42 needs to be about 1200V.
  • the current iDl (pi Is approximately 600 A for each semiconductor switching element and transformer of inverter 41 because it flows through the semiconductor switching elements SI, SI (or S2, S2) and the transformer 43 to the negative side of the capacitor 46. It is necessary to pass the current. Since the circuit is bidirectional, the situation is the same in the regeneration mode. That is, the problem (1) and the problem (2) are not solved.
  • the hybrid power supply system 2 using the AC link bidirectional DC-DC converter 44 has a circuit different from the hybrid power supply system 1 using the bidirectional booster chopper 31 shown in FIG. There is no advantage just because it is complicated.
  • the present invention has an object to provide a small, lightweight, and low-cost AC link bidirectional DC-DC converter having a small voltage and current rating and a small switching loss. And Another object of the present invention is to provide a hybrid power vehicle and hybrid power system using the AC link bidirectional DC-DC converter.
  • the DC terminals of two voltage source inverters are connected in series so as to have a polarity, and a plurality of AC terminals of each voltage source inverter are connected.
  • An AC link bidirectional DC-DC converter connected to a transformer and AC-linked between the two voltage source inverters via the transformer, between the DC terminals of the AC link bidirectional DC-DC converter The external voltage applied to is divided by the voltage type inverters.
  • a second invention is characterized in that, in the first invention, the voltage division by each of the voltage type inverters connects a positive DC terminal of one voltage type inverter and a negative DC terminal of the other voltage type inverter.
  • a third invention controls the voltage source inverter according to the first invention or the second invention.
  • the leakage inductance of the transformer is used.
  • the leakage inductance of the transformer is produced by adjusting a gap between a primary coil and a secondary coil of the transformer.
  • the transformer 53 when applied to the hybrid power supply system 3, the transformer 53 has the leakage inductance L, so that the leakage inductance (L / 2) of the coil 57 and the coil
  • the predetermined power can be stored in 58 leakage inductances (L / 2).
  • the leakage inductance required for the hybrid power supply system 3 can be appropriately set by adjusting the distance between the coil 57 and the coil 58.
  • the inductance can be added to the outside without relying only on the leakage inductance.
  • a fifth invention is characterized in that, in the first to fourth inventions, the winding ratio of the transformer is set in accordance with a voltage dividing ratio of the voltage source inverter.
  • the winding ratio of the coil 57 and the coil 58 is set to 1: 2, thereby generating the coil 57.
  • the voltage ratio of the voltage generated by the coil 58 and the voltage generated by the coil 58 can be set to 1: 2.
  • a sixth invention is characterized in that, in the first to fifth inventions, the voltage source inverter is controlled by phase difference control.
  • the voltage / current pattern of the coil 57 and the voltage / current pattern of the coil 58 as shown in FIGS. ⁇ I can do it.
  • a seventh invention is characterized in that in the sixth invention, frequency control is involved.
  • the seventh invention in addition to the phase difference control, by changing the frequency within a range not causing magnetic saturation of the transformer 53, the voltage / current pattern of the coil 57 and the voltage / current pattern of the coil 58 are changed. The turn can be controlled quickly and easily.
  • the main power source of the engine generator and the energy storage device are connected in parallel so as to have the same polarity via an AC link bidirectional DC DC converter, and an inverter and an Hybrid power supply system that drives an electric device that also has motor power System
  • the AC link bidirectional DC-DC converter is connected in series so that the DC terminals of the two voltage source inverters have a positive polarity, and a plurality of AC terminals of each of the voltage source inverters are connected to a transformer.
  • An AC link bidirectional DC—DC converter in which the two voltage-type inverters are AC linked to each other via a capacitor, and the energy storage device is a voltage on the negative DC terminal side of the AC link bidirectional DC—DC converter.
  • the voltage of the main power source connected in parallel between the series terminals of the AC inverter and applied between the DC terminals on the high voltage side of the AC link bidirectional DC-DC converter is divided by the voltage type inverters. It is a feature.
  • an energy storage device is connected to both inverters 51 and 52, but either one may be a small capacity capacitor for the purpose of surge absorption.
  • the positive DC terminal 11 of the inverter 51 and the negative DC terminal 12 of the inverter 52 are connected in series, and the AC terminal ml of the inverter 51 and the AC terminal m2 Are connected via the coil 57, and the AC terminal nl and the AC terminal n2 of the inverter 52 are connected via the coil 58. Therefore, the inverter 51 and the inverter 52 are AC-linked, and the voltage of the main power supply 10 is divided by the inverter 51 and the inverter 52.
  • a ninth invention is characterized in that, in the eighth invention, when the voltage source inverter is controlled, a leakage inductance of the transformer is used.
  • a leakage inductance of the transformer is used.
  • the transformer 53 when applied to the hybrid power supply system 3, the transformer 53 has the leakage inductance L, so that the leakage inductance (L / 2) of the coil 57 and the coil
  • the predetermined power can be stored in 58 leakage inductances (L / 2).
  • a tenth invention is characterized in that, in the eighth invention or the ninth invention, the winding ratio of the transformer is set in accordance with a voltage dividing ratio of the voltage source inverter.
  • the direct current voltage VI of the voltage source inverter and the voltage source inverter when applied to the hybrid power supply system 3, for example, the direct current voltage VI of the voltage source inverter and the voltage source inverter When the voltage ratio of the current voltage V2 is 1 to 2 at the time of rating, it is possible to operate with efficiency by setting the winding ratio of the coil 57 and coil 58 to 1: 2.
  • An eleventh invention is characterized in that in the eighth invention to the tenth invention, the voltage source inverter is controlled by phase difference control.
  • the eleventh invention by controlling the phase difference, the voltage / current pattern of coil 57 and the voltage / current pattern of coil 58 can be made at high speed. It can be easily controlled.
  • the twelfth invention is characterized in that in the eleventh invention, frequency control is involved.
  • the frequency / current pattern of the coil 57 and the voltage / current pattern of the coil 58 are changed by changing the frequency within a range not causing magnetic saturation of the transformer. Can be easily controlled at high speed.
  • a thirteenth aspect is characterized in that the hybrid power supply system according to the eighth aspect to the twelfth aspect is mounted on a hybrid vehicle.
  • the voltage of the main power supply 10 can be divided by the inverter 51 and the inverter 52.
  • power transmission between the sub power supply side and the main power supply side can be performed using the leakage inductance.
  • the winding ratio of the transformer 53 can be changed according to the operating voltage ratio of the inverter 51 and the inverter 52.
  • the voltage / current pattern of the coil 57 and the coil 58 can be controlled quickly and easily by phase difference control.
  • the voltage VO of the main power supply 10 when applied to the hybrid power supply system 3, the voltage VO of the main power supply 10 can be divided by the inverter 51 and the inverter 52.
  • the voltage rating of the semiconductor switching element used in each inverter can be reduced.
  • the current force flowing in the capacitor 55 is shunted to the S inverter 51 and the inverter 52, so that the current rating of the semiconductor switching element used for the inverter can be reduced.
  • the transformer 53 can be made smaller and lighter, and the cost of manufacturing the transformer 53 can be reduced.
  • inverter 51 and inverter 52 are When the switching element is turned on, it flows in an anti-parallel diode connected in the opposite polarity. Therefore, the turn-on is switched to zero voltage switching (ZVS) or zero current switching (ZCS). ) Can be done easily. As a result, the switching loss is greatly reduced without using any special means, so that the transmission efficiency of the hybrid power supply system 3 can be increased.
  • ZVS zero voltage switching
  • ZCS zero current switching
  • power transmission between the inverter 51 and the inverter 52 can be performed using the leakage inductance, and the leakage inductance is used.
  • the leakage inductance that is essentially present in the transformer 53 to an appropriate value, bidirectional power control can be easily performed without providing additional inductance outside. Needless to say, an inductance can be added to the outside without relying only on the leakage inductance.
  • the winding ratio of transformer 53 can be set according to the voltage division ratio of inverter 51 and inverter 52.
  • the voltage of the main power supply 10 and the applicable voltage range of the capacitor 55 of the inverter 51 can be arbitrarily changed, so that the design can be performed in consideration of the size and cost of the capacitor 55.
  • the voltage 'current pattern as shown in Figs. 2 and 3 can be controlled by phase difference control.
  • the power transmission between the main power supply 10 and the capacitor 55 by the capacitor 64 can be performed at high speed and power can be easily achieved.
  • the voltage / current pattern of the coil 57 and the voltage 'current pattern of the coil 58 can be controlled at high speed and force easily. Power transmission by the converter can be performed at high speed and power can be easily achieved.
  • a hybrid power supply system mounted on a vehicle can be reduced in size and weight, and the cost can be reduced. Furthermore, since the switching loss is small, the power usage efficiency of the vehicle can be increased.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining a hybrid power supply system using an AC link bidirectional DC-DC converter according to the present invention.
  • the hybrid power supply system 3 includes a main power supply 10 and a sub power supply 50.
  • Main power supply 10 is connected to sub power supply 50 via positive line 14 and negative line 15.
  • the sub power supply 50 includes an AC link bidirectional DC-DC converter 54 and a capacitor 55 (voltage VI) as an energy storage device.
  • the AC link bidirectional DC—DC converter 54 includes an inverter 51, an inverter 52, and a transformer 53. In place of the capacitor 55, a capacitor or the like may be used as an energy storage device.
  • the inverter 51 includes four semiconductor switching elements Sl, Sl, S2, and S2.
  • the semiconductor switching element is composed of an IGBT and an antiparallel diode.
  • the left side semiconductor switching element (Sl, S2) and the right side semiconductor switching element (Sl, S2) are the left side semiconductor switching element (Sl, S2) and the right side semiconductor switching element (Sl, S2).
  • Each set of S2, SI) is connected in series.
  • the four semiconductor switching elements S21, S21, S22, and S22 are used up to the inverter 52 ⁇ .
  • the semiconductor switching element is composed of an IGBT and an antiparallel diode.
  • the set of the left semiconductor switching elements (S21, S22) and the set of the right semiconductor switching elements (S22, S21) are connected in series.
  • the inverter 51 and the inverter 52 are positively connected to the positive DC terminal 11 of the inverter 51 and the negative DC terminal 12 of the inverter 52. Are connected in series.
  • the positive DC terminal 11 of the inverter 51 is connected to the positive electrode of the capacitor 55. Further, the negative terminal n of the inverter 51 is connected to the negative terminal of the capacitor 55. That is, the inverter 51 is connected in parallel so as to have the same polarity as the capacitor 55.
  • the positive terminal p of the inverter 52 is connected to the positive line 14. Further, the negative terminal n of the inverter 51 is connected to the negative line 15. That is, the AC link bidirectional DC—DC converter 54 is connected in parallel so as to have the same polarity as the main power supply 10.
  • the pair of semiconductor switching elements (Sl, S1) and the pair of semiconductor switching elements (S2, S2) are alternately turned on and off.
  • the set of semiconductor switching elements (Sl, SI) and semiconductor switching elements (S2, S2) is hereinafter referred to as S1 arm and S2 arm.
  • the set of semiconductor switching elements (S21, S21) and the set of semiconductor switching elements (S22, S22) are alternately turned on and off.
  • a set of semiconductor switching elements (S21, S21) and semiconductor switching elements (S22, S22) is hereinafter referred to as S21 arm and S22 arm.
  • a capacitor 56 (voltage V2) is connected in parallel with the inverter 52, but a small-capacitance capacitor for the purpose of surge absorption may be used.
  • the AC terminal ml and AC terminal m2 of the inverter 51 are connected via the coil 57 of the transformer 53, and the AC terminal nl and AC terminal n2 of the inverter 52 are connected via the coil 58 of the transformer 53.
  • the ratio of coil 57 to coil 58 is preferably 1: 1 as described later. It can be changed arbitrarily according to circumstances.
  • the transformer 53 has a leakage inductance of a constant value L (in the figure, divided into L / 2 on the coil 57 side and L / 2 on the coil 58 side).
  • L in the figure, divided into L / 2 on the coil 57 side and L / 2 on the coil 58 side.
  • the accumulated electric power is transmitted to the sub power supply 50 or the main power supply 10 using the high-speed switching control of the inverter.
  • transformers increase leakage inductance when the gap between the primary coil (here, coil 57) and the secondary coil (here, coil 58) increases.
  • the primary coil and the secondary coil are formed in close contact so as to be small.
  • the leakage inductance required for the circuit of the present invention is actively created by adjusting the gap between the primary coil and the secondary coil.
  • the inductance can be added to the outside without relying solely on the leakage inductance.
  • the voltages generated at the coins 57 and 58 are defined as the coin voltages vl and v2, and the currents flowing through the coins 57 and 58 are defined as the coil currents il and i2. If the winding ratio of coil 57 and coil 58 is the same and the excitation current is ignored, the currents il and i2 are the same in magnitude due to the action of transformer 53, and il starts winding of coil 57 (black circle) I2 flows out from the beginning of winding of the coil 58 (black circle mark) so as to cancel the magnetic flux due to il.
  • FIG. 2 is a diagram showing changes in voltage and current when the AC link bidirectional DC-DC converter 54 is operated in the caulking mode under heavy load.
  • the horizontal axis is the common time axis.
  • FIG. 2 (A) is a diagram showing a change in voltage vl of coil 57 with respect to ON / OFF of S1 arm and S2 arm of inverter 51.
  • the vertical axis is the voltage value.
  • the S1 and S2 arms are alternately turned on and off in a cycle of 2T.
  • the voltage vl is the voltage VI
  • the S2 arm is on
  • the voltage vl is the voltage VI.
  • the voltage waveform is then repeated periodically.
  • FIG. 2 (B) is a diagram showing a change in voltage v2 of coil 58 with respect to ON / OFF of S21 arm and S22 arm of inverter 52.
  • the vertical axis is the voltage value.
  • the S21 arm and the S22 arm are alternately turned on and off at a cycle of 2T after a predetermined time T1 with respect to the S1 and S2 arms.
  • the voltage v2 is the voltage V2
  • the voltage v2 is the voltage V2. This voltage waveform is repeated periodically thereafter.
  • FIG. 2 (C) is a diagram showing a change in coil current il when voltage VI is higher than voltage V2.
  • the vertical axis represents the current value.
  • the current change rate is (V1 ⁇ V2) ZL, and since VI> V2, the current change rate of ilb is positive. This is the current change in the first half cycle.
  • the coil current il changes from the maximum positive value II to the maximum negative value II.
  • the coil current il which was the maximum positive current value II at time T, decreases rapidly with time and becomes zero at time T3.
  • the coil current is -12 at + T1.
  • the current change rate at this time is-(V1 + V2) ZL.
  • This current pattern is periodically repeated.
  • the actual power energies in the second half cycle are the same as the actual power energies in the first half cycle because the voltage and current patterns are antisymmetric. That is, in one cycle, twice as much energy as the power in the first half cycle is transmitted from the sub power source 50 side to the main power source 10 side. Incidentally, the transmitted power is the average of this energy over time T.
  • FIG. 2 (D) is a diagram showing a change in the coil current il when the voltage VI is smaller than the voltage V2.
  • the coil current il changes from a positive value II to a negative maximum value—12 to a negative value—II.
  • the current pattern in the second half cycle is basically the same as that in Fig. 2 (C), so its explanation is omitted.
  • the actual power for one cycle can be calculated in the same way as in Fig. 2 (C).
  • the inverter 51 and the inverter 52 are symmetrical in circuit. Therefore, in hybrid power supply system 3, in order to switch the power mode to the regeneration mode, the roles of inverter 51 and inverter 52 need only be switched.
  • FIG. 3 is a diagram showing changes in voltage and current when the AC link bidirectional DC-DC converter 54 is operated in the regeneration mode under heavy load.
  • the horizontal axis is the common time axis.
  • FIG. 3 (A) is a diagram showing a change in voltage v2 of coil 58 with respect to ON / OFF of S21 arm and S22 arm of inverter 52.
  • FIG. The vertical axis is the voltage value.
  • the S21 arm and S22 arm are alternately turned on and off in a cycle of 2T.
  • the voltage v2 is the voltage V2
  • the voltage v2 is the voltage – V2. This voltage waveform is then repeated periodically.
  • FIG. 3B is a diagram showing a change in the voltage vl of the coil 57 with respect to ON / OFF of the S1 arm and S2 arm of the inverter 51.
  • the vertical axis is the voltage value.
  • the S1 arm and the S2 arm are repeatedly turned on and off at a cycle 2T with a delay of a predetermined time T1 with respect to the S21 arm and the S22 arm.
  • T1 a predetermined time
  • Fig. 3 (C) is a diagram showing a change in the coil current i2 when the voltage V2 is larger than the voltage VI.
  • the vertical axis represents the current value.
  • the coil current i2 changes from the maximum positive value II to the maximum negative value II. Since the current pattern in the second half cycle is an antisymmetric current pattern with respect to the first half cycle, the explanation is omitted. Thereafter, this current pattern is periodically repeated.
  • the actual regenerative energy in the second half cycle is the same value as the actual regenerative energy in the first half cycle because the current pattern is antisymmetric. In other words, in one cycle, twice the regenerative energy in the first half cycle is transmitted from the main power source 10 to the sub power source 50. Incidentally, the power transmitted is the average of this energy over time T.
  • Fig. 3 (D) is a diagram showing a change in the coil current i2 when the voltage V2 is smaller than the voltage VI.
  • the coil current il changes from a positive value II to a negative value II. Since the second half period is a voltage and current pattern that is antisymmetric to the first half period, its description is omitted.
  • the actual regenerative power for one cycle can be calculated in the same way as in Fig. 3 (C).
  • the current pattern of the line and regeneration depends on parameters such as period 2T, phase delay ⁇ , voltage VI, V2, and leakage inductance L. By changing these parameters, the current pattern Can be optimized. For example, the maximum power can be transmitted when the phase difference between the inverter 51 and the inverter 52 is 90 degrees.
  • control is performed by changing the phase difference at a constant frequency, but in addition to the phase difference control, the frequency is changed within a range that does not cause magnetic saturation of the transformer.
  • the transmission power can also be controlled. This makes it possible to control the AC link bidirectional DC—DC converter at high speed and easily.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a current flow (a state during a period from time T1 to time T in FIG. 2) of the hybrid power supply system 3 in the caulking mode.
  • the solid line is the current path, and the dotted line is the interruption path.
  • the current on the main power supply 10 side flows into the capacitor 55 side, but during the period from time T1 to T in Fig. 3, the S21 IGBT and S2 diode conduct, and the current in Fig. 4 It only changes direction. That is, the current iD2 of the inverter 52 and the current iDl that has shunted the inverter 51 merge at the connection point 11, and the large current iD flows to the capacitor 55 side.
  • the currents in both the windings are equal if the exciting current is ignored. Therefore, the current iDl flowing through the inverter 51 and the current i D2 flowing through the inverter 52 are equal. That is, when a current of 300 A flows from the main power supply 10, the current that flows to the inverter 52 side is naturally 300 A. The current that flows to the inverter 51 is also 300 A, and a current of 600 A flows into the capacitor 55.
  • the current force flowing in the capacitor 55 is shunted by the S inverter 51 and the inverter 52. Therefore, the current rating of the semiconductor switching element used for each inverter is set. Can be halved.
  • the transformer 53 can be made smaller and lighter by reducing the current, and if the coil-to-wire ratio is 1: 1, the transformer 53 can be Easy to manufacture and low cost.
  • the high voltage on the main power supply 10 side is divided into the inverter 51 and the inverter 52.
  • the voltage applied to inverter 51 is equal to voltage VI of capacitor 55 connected to the DC positive terminal and negative terminal of inverter 51.
  • the potential difference of inverter 51 is set to V0 / 2
  • the potential difference of inverter 52 will also be V0 / 2.
  • the voltage ratings of the inverter 51 and inverter 52 elements can be the same.
  • the force coil winding ratio in which the winding ratio of the coil 57 and the coil 58 of the transformer is 1: 1 can be changed.
  • the applicable voltage range of the capacitor 55 of the inverter 51 can be changed.
  • the voltage VI of the capacitor 55 is preferably set to one third of the voltage of the main power supply 10.
  • the voltage rating of the inverter 51 can be about 200V, and the capacitor 55 can be operated at a low voltage of about 200V.
  • Low voltage capacitors have the advantage of small 'lightweight' and low cost.
  • the rated voltage of inverter 52 is a little higher, about 400V.
  • the voltage of the main power supply 10 can be divided by the inverter 51 and the inverter 52, so that the voltage rating of the elements used in each inverter is reduced. can do. Further, the applicable voltage range of the capacitor of the inverter 51 can be changed.
  • the semiconductor switching element is turned on at zero voltage and zero current (soft switching).
  • the coil current il becomes zero at time T2 (see Fig. 2 (C)), the polarity of the coil current il is reversed, and the current starts to flow through the IGBT of the S1 arm. Since the IGBT of the arm is turned on, there is no switching loss at this point. The same goes for the S22 arm.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a current path of the hybrid power supply system 3 after the IGBT of the S1 arm is turned on. Since the polarity of the current of the inverter 52 also reverses, no current flows through the capacitor 55 during this time. Until time T1, the IGBTs of S1 arm and S22 arm are on. Force to turn off S22 and turn on S21 at time T1 Like the turn on of S1, a zero turn-on loss occurs, and the state shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing two inverters in a half-bridge circuit in an AC link bidirectional DC-DC converter.
  • those with the same reference numerals as those in FIG. 1 have the same or the same functions.
  • the description will be made in the form of being incorporated in a hybrid power supply system.
  • an AC link bidirectional DC-DC converter 64 is powered by an inverter 51 composed of semiconductor switching elements Sl and S2 and an inverter 52 composed of semiconductor switching elements S21 and S22.
  • the positive DC terminal 11 of the inverter 51 and the negative DC terminal 12 of the inverter 52 are connected in series with added polarity.
  • Inverter 51 is connected in parallel so as to have the same polarity as a set of capacitor 55a and capacitor 55b connected in series.
  • the inverter 52 is connected in parallel so as to have the same polarity as the set of the capacitors 56a and 56b connected in series.
  • Capacitor 55a and capacitor 55b are each V1 / 2, and the potential difference between the positive electrode side and the negative electrode side of inverter 51 is VI. Further, the capacitor 56a and the capacitor 56b are each V2 / 2, and the potential difference between the positive side and the negative side of the inverter 52 is V2.
  • the positive side of inverter 52 is connected to the positive electrode of main power supply 10, and the negative side of inverter 51 is connected to the negative electrode of main power supply 10. That is, the AC link bidirectional DC—DC converter 64 is connected in parallel so as to have the same polarity as the main power supply 10.
  • AC terminal ml and AC terminal m2 of inverter 51 are connected via coil 57 of transformer 53, and AC terminal nl and AC terminal n2 on inverter 52 side are connected via coil 58 of transformer 53. Connected.
  • the ratio of the stripes 57 and 58 is 1: 1, but it is better to match the stripe ratio according to the ratio of the voltage VI and the voltage V2.
  • Fig. 9 is a diagram showing a case where two inverters are connected in a multiphase bridge in an AC link bidirectional DC-DC converter. In the following, the case of a three-phase bridge connection will be described. Since the connection to the capacitor 55 and the main power supply 10 is basically the same as that of the first embodiment, only the differences from the first embodiment will be described below.
  • the AC link bidirectional DC-DC converter 74 includes an inverter 51 composed of semiconductor switching elements Sl, S2, S3, S4, S5, S6 and semiconductor switching elements S21, S22, S23, Powered by the inverter 52 consisting of S24, S25 and S26.
  • the inverter 51 has a configuration in which three sets of semiconductor switching elements (Sl, S2), (S3, S4), and (S5, S6) are connected in series, and these three sets are connected in parallel. is there.
  • the inverter 52 has a configuration in which three sets of semiconductor switching elements (S21, S22), (S23, S24), and (S25, S26) are connected in series, and these three sets are connected in parallel.
  • the positive DC terminal 11 of the inverter 51 and the negative DC terminal 12 of the inverter 52 are connected in series with added polarity.
  • AC terminal ml, AC terminal m2 and AC terminal m3 on inverter 51 side are connected via coil 57 of transformer 53, and AC terminal nl, AC terminal n2 and AC terminal n3 on inverter 52 side are It is connected via the coil 58 of the transformer 53.
  • the inverter 51 and the inverter 52 can be AC-linked in three phases.
  • the number of bridge arms may be increased.
  • Figure 10 shows two inverters in the center of an AC link bidirectional DC-DC converter. It is a figure explaining the Example linked by AC with the transformer with one tap.
  • the AC link bidirectional DC-DC converter 84 also acts as an inverter 51 composed of semiconductor switching elements Sl and S2 and an inverter 52 composed of semiconductor switching elements S21 and S22.
  • Inverter 51 is configured in parallel so that semiconductor switching elements Sl and S2 have the same polarity.
  • the inverter 52 is configured in parallel so that the semiconductor switching elements S21 and S22 have the same polarity.
  • the positive terminal pi of the semiconductor switching element S1 of the inverter 51 is connected to the coil terminal ql of the transformer 73, and the positive terminal p2 of the semiconductor switching element S2 is connected to the coil terminal q2.
  • DC terminal p3 on the negative side of inverter 51 is connected to capacitor 55 and the negative side of main power supply 10.
  • the positive side of the capacitor 55 is connected to the center tap zl of the feeder line 77 of the transformer 73.
  • the negative terminal rl of the semiconductor switching element S21 on the inverter 52 side is connected to the coil terminal si of the transformer 73, and the negative terminal r2 of the semiconductor switching element S22 is connected to the coil terminal s2.
  • the DC terminal r3 on the positive side of the inverter 52 is connected to the positive side of the main power supply 10.
  • the coil 77 of the transformer 73 and the center taps zl and z2 of the coil 78 correspond to 11 and 12 in Examples 1 to 3, and the inverter 51 and the inverter 5
  • IGBT is used for AC link bidirectional DC-DC converter.
  • High-speed semiconductor switching elements such as BJT, MOSFET, GTO may be used.
  • the hybrid power supply of the present invention can be applied to a vehicle.
  • FIG. 11 shows a hybrid power supply system to which the hybrid power supply of the present invention is applied.
  • the configuration is basically the same as that shown in FIG. Is omitted.
  • the hybrid power supply system can be reduced in size, weight, and cost, and the switching power loss can be reduced, so that the power use efficiency of the vehicle can be increased.
  • the hybrid power supply system using the AC link bidirectional DC-DC converter of the present invention can be applied to a power device requiring relatively large power as a power reversible booster.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining a hybrid power supply system using an AC link bidirectional DC-DC converter according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing the voltage and current operations of AC link bidirectional DC-DC converter 54 in the cascade mode.
  • FIG. 3 is a diagram showing voltage and current operations of AC link bidirectional DC-DC converter 54 in the regeneration mode.
  • FIG. 4 is a current path diagram from time T1 to time T, showing an example of the current flow of the hybrid power supply system 3 in the cascade mode.
  • FIG. 7 is a diagram showing a current path of the hybrid power supply system 3 from time T2 to time T1.
  • FIG. 8 is a diagram in which two inverters are half-bridge circuits.
  • FIG. 9 is a diagram in the case of using two inverters as a polyphase bridge circuit.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining an embodiment in which two inverters are AC-linked by a transformer with a center tap.
  • FIG. 11 is a diagram showing a noble power supply system to which the noble power supply of the present invention is applied.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining a typical hybrid power supply system for an electric vehicle.
  • FIG. 13 is a diagram of a hybrid power system using an AC link bidirectional DC-DC converter.

Abstract

２組の電圧形インバータの直流端子が加極性となるように直列に接続され、前記各電圧形インバータの複数の交流端子が変圧器に接続され、前記変圧器を介して前記２つの電圧形インバータが相互にＡＣリンクされたACリンク型昇圧装置であって、前記ＡＣリンク型昇圧器の直流端子間に印加された外部電圧は前記各電圧形インバータにより分圧される。

Description

明 細 書
ACリンク双方向 DC— DCコンバータとそれを用いたハイブリッド電源シス テムおよびハイブリッド車両
技術分野
[0001] 本発明は、 ACリンク双方向 DC— DCコンバータとそれを用いたハイブリッド電源シ ステムおよびノ、イブリツド車両に関するものである。
背景技術
[0002] 電気自動車の場合、発進時、加速時、減速時、停止時、登坂時等において、モー タ等の電動装置に対する負荷が大幅に、急激に、し力も頻繁に変動する。そのため、 電動装置を駆動するために電気自動車に搭載された電池は、一定負荷の条件で使 用した場合よりも容量力 、さくなり、かつ寿命が短くなつてしまう。
[0003] 上記欠点を補うために、後掲する特許文献 1に述べられているように、電気自動車 の電源装置を、主電源用の電池と、副電源用の電池またはキャパシタとを組み合わ せて構成し、上記した電動装置に対する負荷の大幅、急激、かつ頻繁な変動をこの 副電源に負担させることで、主電源用の電池の負荷変動をできるだけ一定の範囲内 に抑えるようにしている。
[0004] 上記電源システムの場合、減速 ·制動時には電動装置の運動エネルギーを副電源 に電力として回収することができ、また、必要に応じて回収した電力を電動装置側に 供給できる。副電源に電動装置側から電力を回収する動作を回生モードといい、副 電源側から電動装置側に電力を供給する動作をカ行モードという。このような動作を 行う電源システムをノヽイブリツド電源システムという。また、このようなハイブリッド電源 システムを搭載した電気自動車をハイブリッド車両と 、う。
[0005] 図 12は、従来技術の代表的な電気自動車用ハイブリッド電源システムを説明する ための図である。
[0006] 同図 12において、ハイブリッド電源システム 1は、主電源 10と電動装置 20と副電源
30とで構成されている。
[0007] 主電源 10は、エンジン 11と発電機 12とインバータ 13とからなる。電動装置 20は、 インバータ 21とモータ 22とからなる。インバータ 13とインバータ 21とが正極ライン 14 と負極ライン 15を介して接続される。正極ライン 14と負極ライン 15との間には電圧 V 0が印加される。以下においては、特に誤解のないかぎり、主電源 10と電動装置 20 と正負極ライン 14、 15とで構成される部分を単に主電源 10ということにする。
[0008] 副電源 30は、双方向昇圧チヨツバ 31とエネルギー蓄積装置 32 (これ以降バッテリ 3 2として説明する）とからなる。本願発明でいう「双方向」とは、正負極ライン 14、 15を 介して、副電源 30から主電源 10へ、あるいは主電源 10から副電源 30へ電力を可逆 的に伝送することをいう。
[0009] 双方向昇圧チヨッパ 31は、 2個の半導体スイッチング素子 Sl、 S2とインダクタンス L を有するインダクタ 35とからなる。半導体スイッチング素子 Sl、 S2は、 IGBTおよび 内部素子または外部素子として並列に接続された逆並列ダイオードで構成されるも のである。あとの説明の便宜のために、 IGBTを Tr、逆並列ダイオードを Dとする。た とえば、 Trlは半導体スイッチング素子 S1の IGBTを意味し、 D1は半導体スィッチン グ素子 S1の逆並列ダイオードを意味する。
[0010] 半導体スイッチング素子 Sl、 S2は、接続点 aで直列に接続され、接続点 aにインダ クタ 35の一端が接続される。半導体スイッチング素子 S1の負極端子 bは負極ライン 1 5と接続され、半導体スイッチング素子 S2の正極端子 cは正極ライン 14と接続される 。また、ノ ッテリ 32の正極側がインダクタ 35の他端と接続され、ノ ッテリ 32の負極側と 負極ライン 15が接続される。すなわち、ノ ッテリ 32と主電源 10は同極性になるように 並列に接続される。
[0011] 双方向昇圧チヨッパ 31により、ノ ッテリ 32の電力を一時的にインダクタ 35に蓄積し 、次にその蓄積電力を主電源 10に伝送できるとともに、反対に主電源 10の電力をバ ッテリ 32に伝送できる。
[0012] 電気自動車では、主電源 10の電圧 VOは一般的に、 600V程度の高電圧に維持さ れる。一方、副電源 30のバッテリ 32の電圧 VIは 300V程度の低電圧である。また、 双方向昇圧チヨッパ 31を流れる最大電流は 600A程度 (バッテリ電圧 300Vおよび伝 送電力 120kWでリップル率 50%とした場合）である。
[0013] 上記構成のハイブリッド電源システム 1により、回生モードの場合、主電源 10の運動 エネルギーを低電圧電力に変換して、副電源 30のバッテリ 32に充電しておくことが できる。また、カ行モードの場合、副電源 30のバッテリ 32の蓄電力を高電圧電力に 変換して主電源 10に供給することができる。
[0014] すなわちノ、イブリツド電源システム 1によれば、電動装置 20の負荷が大幅、急激、 かつ頻繁に変動したとしても、副電源 30から主電源 10の電力容量を補う電力供給を 行うことができる。これにより、電動装置 20を一定の高電圧範囲内で効率よく駆動す ることがでさる。
[0015] しかしながら、ハイブリッド電源システム 1には以下の 4つの問題がある。
[0016] (1)素子の電圧定格が高い
双方向昇圧チヨツバ 31に使用する半導体スイッチング素子 S 1、 S 2の電圧定格が 高い。主電源 10の電圧 VOを 600V程度とすると、安全性を考慮して 1200V定格の 半導体スイッチング素子 Sl、 S 2が必要である。
[0017] (2)素子の電流定格が高い
ノ ッテリ 32から流れる電流 (ピーク値約 600A)が双方向昇圧チヨッパ 31の半導体 スイッチング素子 Sl、 S 2の IGBTおよび逆並列ダイオードをそれぞれ流れる。そのた め、約 600Aの高い電流定格の半導体スイッチング素子 Sl、 S2が必要である。また 、それに相俟ってインダクタ 35が巨大になる。
[0018] (3)電力損失が大きい
双方向昇圧チヨッパ 31に使用する半導体スィッチ素子 Sl、 S2の何れかの逆並列 ダイオードが導通している状態で他方の半導体スイッチング素子の IGBTをターンォ ンするハードスイッチングであるため、ターンオン損失および逆並列ダイオードの逆 回復損失が発生し、さらに電圧定格の高い半導体スィッチ素子は導通損失およびス イッチング損失も大きぐインバータ回路の電圧が高いことと相俟って電力変換効率 が低下する。
[0019] (4)小型化 ·低コストが困難
インダクタ 35を流れる電流は直流電流であり、鉄心（コア）の B— Hカーブの半分の 領域しか使用されない。また、インダクタ 35を流れる直流電流そのものが励磁電流と なるため、コアギャップを必要とする。これにより大きなインダクタンスを得るためにコ ァ断面積を増大する必要がある。
[0020] コア断面積の大きなコアは高価であり、また小型 ·軽量ィ匕が困難である。そこで、磁 気部分を交流駆動化するハイブリッド電源システムが知られている。
[0021] 図 13は、 ACリンク双方向 DC— DCコンバータを用いたハイブリッド電源システムの 図である。
[0022] 同図 13において、ハイブリッド電源システム 2は、主電源 10 (電圧 VO :約 600V)と 畐 IJ電源 40力 なり、副電源 40は、インバータ 41とインバータ 42とを変圧器 43 (ここで は卷線比 1対 2)でリンクさせた ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 44およびェネル ギー蓄積装置 46 (これ以降キャパシタ 46として説明する。電圧 VI：定格時 300V)と で構成されている。
[0023] インバータ 41は、 4個の半導体スイッチング素子 Sl、 Sl、 S2、 S2力らなる。各半導 体スイッチング素子は、図 12と同様に、 IGBTおよび逆並列ダイオードで構成される
[0024] 図において、インバータ 41の左側の半導体スイッチング素子（Sl、 S2)の組は直列 に接続され、半導体スイッチング素子 S1の正極側がキャパシタ 46の正極側に接続さ れ、半導体スイッチング素子 S2の負極側がキャパシタ 46の負極側に接続される。
[0025] 一方、右側の半導体スイッチング素子（S2、 SI)の組は直列に接続され、半導体ス イッチング素子 S2の正極側がキャパシタ 46の正極側に接続され、半導体スィッチン グ素子 S 1の負極側がキャパシタ 46の負極側に接続される。
[0026] 半導体スイッチング素子（Sl、 S1)の組と半導体スイッチング素子（S2、 S2)の組は 交互にオン'オフされる。
[0027] インバータ 42は、インバータ 41と同様に、 4個の半導体スイッチング素子 S21、 S2 1、 S22、 S22力 なる。半導体スイッチング素子は、図 12と同様に、 IGBTおよび逆 並列ダイオードで構成される。
[0028] 図において、左側の半導体スイッチング素子（S21、 S22)の組は直列に接続され、 半導体スイッチング素子 S21の正極側が主電源 10の正極側に接続され、半導体ス イッチング素子 S22の負極側が主電源 10の負極側に接続される。
[0029] 一方、右側の半導体スイッチング素子（S22、 S21)の組は直列に接続され、半導 体スイッチング素子 S22の正極側が主電源 10の正極側に接続され、半導体スィッチ ング素子 S21の負極側が主電源 10の負極側に接続される。
[0030] 半導体スイッチング素子（S21、 S21)の組と半導体スイッチング素子（S22、 S22) の組は交互にオン ·オフされる。
[0031] インバータ 41の交流端子 dlと交流端子 d2とは、図 13に示すように、 1対 2の卷線 比の変圧器 43のコイル 44を介して接続され、インバータ 42の交流端子 elと交流端 子 e2とは変圧器 43のコイル 45を介して接続される。
[0032] 変圧器 43は一定値 Lの漏れインダクタンスを有しており、漏れインダクタンス Lに一 時的に蓄積させた電力を、インバータの高速スイッチング制御により、副電源 40ある
Vヽは主電源 10へ伝送する。
[0033] 具体的には、カ行モード（キャパシタ 46から主電源 10への電力伝送時）の場合、ィ ンバータ 41の位相をインバータ 42に対し進み位相とする。その際、変圧器 43を介し て、インバータ 41は VIの約 2倍の高電圧の電力を主電源 10に伝送する。
[0034] 回生モード（主電源 10からキャパシタ 46への電力伝送時）の場合、インバータ 41 の位相をインバータ 42に対し遅; ^立相とする。その際、変圧器 43を介して、主電源 1
0は VOの略半分の低電圧の電力をキャパシタ 46に伝送する。
特許文献 1：特開平 11― 146566号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0035] 上記した ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 44の場合、鉄心（コア）を交流駆動 することにより小型 ·軽量にすることができる。半導体スイッチング素子の電圧と電流 が零のときにターンオンスイッチングを行うことにより、スイッチング損失を低減すること ができる。すなわち、（3)、 （4)の問題が解決される。
[0036] しかしながら、 ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 44では、インバータ 42の半導 体スイッチング素子 S21、 S21、 S22、 S22には主電源 10の電圧 VO力印カロされるた め、安全を考慮してインバータ 42の各半導体スイッチング素子の電圧定格は 1200V 程度必要である。
[0037] また、たとえばカ行モードにお!、て、キャパシタ 46の正極側力も流れる電流 iDl (ピ 一ク値約 600A)は、半導体スイッチング素子 SI、 SI (または S2、 S2)と変圧器 43を 通りキャパシタ 46の負極側に流れるため、インバータ 41の各半導体スイッチング素 子および変圧器には約 600Aの電流を流す必要がある。双方向性の回路であるため 、回生モードにおいても事情は同様である。すなわち、（1)の問題および（2)の問題 が解決されない。
[0038] 以上のように、 ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 44を用いたハイブリッド電源シ ステム 2は、図 12に示す双方向昇圧チヨッパ 31を用いたノ、イブリツド電源システム 1 に対して回路が複雑になるだけで利点がない。
[0039] そこで、本願発明は、上記問題点に鑑み、電圧および電流定格が小さぐかつ、ス イッチング損失の少な 、小型軽量 ·低コストの ACリンク双方向 DC— DCコンバータを 提供することを目的とする。また、その ACリンク双方向 DC— DCコンバータを用いた ノ、イブリツド電源システムとハイブリッド車両を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0040] 以上のような目的を達成するために、第 1発明は、 2つの電圧形インバータの直流 端子が加極性になるように直列に接続され、前記各電圧形インバータの複数の交流 端子が変圧器に接続され、前記変圧器を介して前記 2つの電圧形インバータが相互 に ACリンクされる ACリンク双方向 DC— DCコンバータであって、前記 ACリンク双方 向 DC— DCコンバータの直流端子間に印加された外部電圧は、前記各電圧形イン バータにより分圧されることを特徴としている。
第 2発明は、第 1発明において、前記各電圧形インバータによる分圧は、一方の電圧 型インバータの正極直流端子と他方の電圧型インバータの負極直流端子とを接続す ることを特徴とする。
[0041] 第 1発明および第 2発明によれば、図 1に示すように、ハイブリッド電源システム 3に 適用した場合、 ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 54において、インバータ 51の 正極直流端子 11およびインバータ 52の負極直流端子 12が加極性になるように直列 に接続されるため、主電源 10の電圧 VOは、 ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 54 を構成するインバータ 51およびインバータ 52に分圧されることになる。
[0042] 第 3発明は、第 1発明または第 2発明において、前記電圧形インバータを制御する に際して、前記変圧器の漏れインダクタンスが用いられることを特徴として 、る。
第 4発明は、第 3発明において、前記変圧器の漏れインダクタンスは、前記変圧器の 一次コイルと二次コイルとの間隙を調整して作り出すことを特徴とする。
[0043] 第 3発明によれば、図 1に示すように、ハイブリッド電源システム 3に適用した場合、 変圧器 53が漏れインダクタンス Lを有することにより、コイル 57の漏れインダクタンス ( L/2)およびコイル 58の漏れインダクタンス (L/2)に所定の電力をそれぞれ蓄積する ことができる。
第 4発明によれば、コイル 57とコイル 58の間隔を調整することにより、ハイブリッド電 源システム 3に必要とする漏れインダクタンスを適宜設定することができる。
第 3発明および第 4発明では、当然のことながら漏れインダクタンスだけに頼らず、外 部にインダクタンスを付加することもできることは言うまでもない。
[0044] 第 5発明は、第 1発明乃至第 4発明において、前記電圧形インバータの分圧比に応 じて前記変圧器の卷線比を設定することを特徴として ヽる。
[0045] 第 5発明によれば、図 1に示すように、ハイブリッド電源システム 3に適用した場合、 たとえばコイル 57およびコイル 58の卷線比を 1対 2とすることで、コイル 57で発生す る電圧とコイル 58で発生させる電圧の電圧比を 1対 2とすることができる。
[0046] 第 6発明は、第 1発明乃至第 5発明において、前記電圧形インバータの制御は、位 相差制御により行われることを特徴としている。
[0047] 第 6発明によれば、位相差制御を用いることにより、図 2および図 3に示すようなコィ ル 57の電圧 ·電流パターンとコイル 58の電圧 ·電流パターンを、高速にしかも容易に 帘 U御することができる。
[0048] 第 7発明は、第 6発明において、周波数制御を伴うことを特徴としている。
[0049] 第 7発明によれば、位相差制御に加え、変圧器 53の磁気飽和を来たさない範囲で 周波数を変えることにより、コイル 57の電圧 ·電流パターンとコイル 58の電圧 ·電流パ ターンを、高速にしかも容易に制御することができる。
[0050] 第 8発明は、エンジン発電機の主電源とエネルギー蓄積装置が、 ACリンク双方向 DC DCコンバータを介して同極性になるように並列に接続され、前記主電源の電 力によりインバータおよびモータ力もなる電動装置が駆動されるハイブリッド電源シス テムにおいて、
前記 ACリンク双方向 DC— DCコンバータは、 2つの電圧形インバータの直流端子 が加極性になるように直列に接続され、前記各電圧形インバータの複数の交流端子 が変圧器に接続され、前記変圧器を介して前記 2つの電圧型インバータが相互に A Cリンクされた ACリンク双方向 DC— DCコンバータであり、前記エネルギー蓄積装置 は、前記 ACリンク双方向 DC— DCコンバータの負極直流端子側の電圧形インバー タの直列端子間に並列接続され、前記 ACリンク双方向 DC— DCコンバータの高圧 側の直流端子間に印加された前記主電源の電圧は前記各電圧形インバータにより 分圧されることを特徴としている。図 1ではインバータ 51と 52の双方にエネルギー蓄 積装置が接続されているが、何れか一方はサージ吸収を目的とした小容量のキャパ シタでよい。
[0051] 第 8発明によれば、図 1に示すように、インバータ 51の正極直流端子 11およびイン バータ 52の負極直流端子 12が直列に接続され、インバータ 51の交流端子 mlと交流 端子 m2とがコイル 57を介して接続され、インバータ 52の交流端子 nlと交流端子 n2 とがコイル 58を介して接続される。そのため、インバータ 51とインバータ 52は ACリン クされるとともに、主電源 10の電圧はインバータ 51とインバータ 52により分圧される。
[0052] 第 9発明は、第 8発明において、前記電圧形インバータを制御するに際して、前記 変圧器の漏れインダクタンスが用いられることを特徴としている。ここで、当然のことな 力 漏れインダクタンスだけに頼らず、外部にインダクタンスを付加することもできるこ とは言うまでもない。
[0053] 第 9発明によれば、図 1に示すように、ハイブリッド電源システム 3に適用した場合、 変圧器 53が漏れインダクタンス Lを有することにより、コイル 57の漏れインダクタンス ( L/2)およびコイル 58の漏れインダクタンス (L/2)に所定の電力をそれぞれ蓄積する ことができる。
[0054] 第 10発明は、第 8発明または第 9発明において、前記電圧形インバータの分圧比 に応じて前記変圧器の卷線比を設定することを特徴としている。
[0055] 第 10発明によれば、図 1に示すように、ハイブリッド電源システム 3に適用した場合 、たとえば前記電圧形インバータの直流電圧 VIおよび前記電圧形インバータの直 流電圧 V2の電圧比が定格時に 1対 2となるような場合には、コイル 57およびコイル 5 8の卷線比を 1対 2とすることで、効率のょ 、動作とすることができる。
[0056] 第 11発明は、第 8発明乃至第 10発明において、前記電圧形インバータの制御は、 位相差制御により行われることを特徴としている。
[0057] 第 11発明によれば、図 2および図 3に示すように、位相差を制御することにより、コ ィル 57の電圧 ·電流パターンとコイル 58の電圧 ·電流パターンを、高速にしかも容易 に制御することができる。
[0058] 第 12発明は、第 11発明において、周波数制御を伴うことを特徴としている。
[0059] 第 12発明によれば、位相差制御に加え、変圧器の磁気飽和を来たさない範囲で 周波数を変えることにより、コイル 57の電圧 ·電流パターンとコイル 58の電圧 ·電流パ ターンを、高速にしかも容易に制御することができる。
[0060] 第 13発明は、第 8発明乃至第 12発明記載のハイブリッド電源システムがハイブリツ ド車両に搭載されることを特徴として 、る。
[0061] 第 13発明によれば、たとえば図 1に示すように、本願発明のハイブリッド電源システ ム 3を用いることにより、主電源 10の電圧をインバータ 51とインバータ 52で分圧する ことができる。また、漏れインダクタンスを利用して副電源側と主電源側との電力伝送 を行うことができる。また、変圧器 53の卷線比を、インバータ 51とインバータ 52の動 作電圧比に応じて変更することができる。また、位相差制御により、高速かつ容易に コイル 57とコイル 58の電圧 ·電流パターンを制御することができる。
発明の効果
[0062] 第 1発明および第 8発明によれば、図 1に示すように、ハイブリッド電源システム 3に 適用した場合、主電源 10の電圧 VOをインバータ 51とインバータ 52で分圧することが できるので、各インバータに使用する半導体スイッチング素子の電圧定格を小さくす ることができる。また、ハイブリッド電源システム 3に適用することで、キャパシタ 55に 流れる電流力 Sインバータ 51とインバータ 52に分流されるので、インバータに使用する 半導体スイッチング素子の電流定格を小さくすることができる。低電流化により変圧 器 53を小型'軽量ィ匕できるとともに、変圧器 53を製造するコストを小さくできる。
[0063] さらに、ほとんどの動作状態においてインバータ 51およびインバータ 52の半導体ス イッチング素子のターンオン時には、これと逆極性に接続された逆並列ダイオードに 流れている状態で行われるため、ターンオンを零電圧スイッチング（ZVS : Zero Volta ge Switching)、零電流スイッチング（ZCS : Zero Current Switching)の状態で簡易に 行うことができる。その結果、特別な手段を用いることなくスイッチング損失が大幅に 低減されるので、ハイブリッド電源システム 3の伝送効率を高めることができる。
[0064] 第 2発明および第 9発明によれば、図 1に示すように、インバータ 51とインバータ 52 との電力伝送を漏れインダクタンスを利用して行うことができるとともに、漏れインダク タンスを利用することで、変圧器 53に本質的に存在する漏れインダクタンスを適正な 値となるようにすることで外部に付加的なインダクタンスを設けることなく簡易に双方 向電力制御を行うことができる。ここで、当然のことながら漏れインダクタンスだけに頼 らず外部にインダクタンスを付加することもできることは言うまでもない。
[0065] 第 3発明および第 10発明によれば、図 1に示すように、インバータ 51とインバータ 5 2の分圧比に応じて変圧器 53の卷線比を設定することができる。これにより主電源 1 0の電圧およびインバータ 51のキャパシタ 55の適用電圧範囲を任意に変更すること ができるので、キャパシタ 55の大きさおよびコストを考慮して設計することができる。
[0066] 第 4発明および第 11発明によれば、図 2および図 3に示すような電圧'電流パター ンの制御を位相差制御で行うことができるので、 ACリンク双方向 DC— DCコンパ一 タ 64による主電源 10とキャパシタ 55の間の電力伝送を高速にし力も容易に行うこと ができる。
[0067] 第 5発明および第 12発明によれば、コイル 57の電圧 ·電流パターンとコイル 58の 電圧'電流パターンを、高速にし力も容易に制御することができるので、 ACリンク双 方向 DC— DCコンバータによる電力伝送を高速にし力も容易に行うことができる。
[0068] 第 13発明によれば、車両に搭載するハイブリッド電源システムを小型軽量ィ匕でき、 また低コストにできる。さらに、スイッチング損失が小さいので車両の電力使用効率を 高めることができる。
発明を実施するための最良の形態
[0069] 以下、本願発明を実施例について図を参照しながら説明する。
実施例 1 [0070] 図 1は、本願発明の ACリンク双方向 DC— DCコンバータを用いたハイブリッド電源 システムを説明するための図である。
[0071] 同図 1において、ハイブリッド電源システム 3は、主電源 10と副電源 50とからなる。
[0072] 主電源 10は、正極ライン 14および負極ライン 15を介して副電源 50と接続される。
[0073] 副電源 50は、 ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 54とエネルギー蓄積装置であ るキャパシタ 55 (電圧 VI)とで構成される。 ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 54 は、インバータ 51とインバータ 52と変圧器 53とで構成される。なお、キャパシタ 55の 代わりにエネルギー蓄積装置として蓄電器等を用いてもょ 、。
[0074] インバータ 51は、 4個の半導体スイッチング素子 Sl、 Sl、 S2、 S2力らなる。半導体 スイッチング素子は、 IGBTおよび逆並列ダイオードで構成される。図において、左 側の半導体スイッチング素子（Sl、 S2)の組および右側の半導体スイッチング素子（
S2、 SI)の組はそれぞれ直列に接続される。
[0075] インノ ータ 52ίま、 4個の半導体スイッチング素子 S21、 S21、 S22、 S22力らなる。
半導体スイッチング素子は、 IGBTおよび逆並列ダイオードで構成される。図におい て、左側の半導体スイッチング素子（S21、 S22)の組および右側の半導体スィッチン グ素子（S22、 S21)の組はそれぞれ直列に接続される。
[0076] インバータ 51とインバータ 52は、図 13に示した ACリンク双方向 DC— DCコンパ一 タ 44の場合と異なり、インバータ 51の正極直流端子 11とインバータ 52の負極直流端 子 12が加極性になるように直列に接続される。
[0077] インバータ 51の正極直流端子 11はキャパシタ 55の正極と接続される。また、インバ ータ 51の負極端子 nはキャパシタ 55の負極と接続される。すなわち、インバータ 51 はキャパシタ 55と同極性になるように並列に接続される。
[0078] インバータ 52の正極端子 pは正極ライン 14と接続される。また、インバータ 51の負 極端子 nは負極ライン 15と接続される。すなわち、 ACリンク双方向 DC— DCコンパ ータ 54は、主電源 10と同極性になるように並列に接続される。
[0079] 半導体スイッチング素子（Sl、 S1)の組と半導体スイッチング素子（S2、 S2)の組は 交互にオン'オフされる。半導体スイッチング素子（Sl、 SI)および半導体スィッチン グ素子（S2、 S2)の組を、以下 S1アームおよび S2アームという。 [0080] 半導体スイッチング素子（S21、 S21)の組と半導体スイッチング素子（S22、 S22) の組は交互にオン'オフされる。半導体スイッチング素子（S21、 S21)および半導体 スイッチング素子（S22、 S22)の組を、以下 S21アームおよび S22アームという。
[0081] なお、図 1において、インバータ 52と並列にキャパシタ 56 (電圧 V2)が接続されて いるが、サージ吸収を目的とした小容量のキャパシタでよい。
[0082] インバータ 51の交流端子 mlと交流端子 m2は変圧器 53のコイル 57を介して接続 され、インバータ 52の交流端子 nlと交流端子 n2は変圧器 53のコイル 58を介して接 続される。インバータ 51およびインバータ 52の直流電圧の定格時の電圧がほぼ等し い場合には、コイル 57とコイル 58の卷線比は、あとで述べるように 1対 1とするのが好 ましいが、都合に応じて任意に変更できる。
[0083] 変圧器 53は一定値 Lの漏れインダクタンス（図ではコイル 57側に L/2、コイル 58側 に L/2となるように分割している）を有しており、漏れインダクタンスに一時的に蓄積さ せた電力を、インバータの高速スイッチング制御を用いて副電源 50あるいは主電源 10へ伝送する。
一般的に、変圧器は一次コイル (ここではコイル 57)と二次コイル (ここではコイル 58) との間隙が広がると、漏れインダクタンスが増加することが知られており、通常は漏れ インダクタンスを極力小さくするように、一次コイルと二次コイルを密着させて形成して いる。本願発明では、この一次コイルと二次コイルの間隙を調整することにより、本願 発明の回路に必要とする漏れインダクタンスを積極的に作りだしている。
なお、当然のことながら漏れインダクタンスだけに頼らず、外部にインダクタンスを付 カロすることもできることは言うまでもない。このことは他の実施例でも同様である。
[0084] 図 1にお!/ヽて、コィノレ 57、 58に発生する電圧をコィノレ電圧 vl、 v2とし、コィノレ 57、 5 8に流れる電流をコイル電流 il、 i2とする。コイル 57とコイル 58の卷線比が同じであり 、励磁電流を無視すれば、変圧器 53の作用で電流 ilと i2は大きさが同じであり、か つ ilがコイル 57の巻き始め（黒丸印）へ流れ込むとすれば、 ilによる磁束を打ち消す ように、 i2はコイル 58の巻き始め（黒丸印）から流れ出す。
[0085] 次に、上記構成のハイブリッド電源システム 3における動作を変圧器 53の卷線比が 1対 1の場合について説明する。 [0086] (カ行モード）
図 2は、重負荷時のカ行モードにおける ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 54を 動作させたときの電圧および電流の変化を示す図である。なお、横軸は共通時間軸 である。
[0087] 以下、図 2 (A)〜 (D)に示す動作パターンを順次説明する。
[0088] 図 2 (A)は、インバータ 51の S1アームと S2アームのオン'オフに対するコイル 57の 電圧 vlの変化を示す図である。縦軸は電圧値である。図において、 S1アームが最 初にオンする時刻を t = 0とする。
[0089] S1アームと S2アームは周期 2Tでオン'オフを交互に繰り返す。 S1アームがオンの 時、電圧 vlは電圧 VIとなり、 S2アームがオンの時、電圧 vlは電圧 VIとなる。時 刻 t = 0から時刻 Tまでを前半周期、時刻 Tから時刻 2Tまでを後半周期という。その後 この電圧波形が周期的に繰り返される。
[0090] 図 2 (B)は、インバータ 52の S21アームと S22アームのオン'オフに対するコイル 58 の電圧 v2の変化を示す図である。縦軸は電圧値である。
[0091] カ行モードとするために、 S21アームと S22アームは、 S1と S2アームに対して所定 時間 T1だけ遅れて周期 2Tで交互にオン'オフを繰り返す。 S21アームがオンの時、 電圧 v2は電圧 V2となり、 S22アームがオンの時、電圧 v2は電圧 V2となる。以下こ の電圧波形が周期的に繰り返される。
[0092] 図 2 (C)は、電圧 VIが電圧 V2より大きいときのコイル電流 ilの変化を示す図である
。縦軸は電流値である。
[0093] 図 2 (C)において、時刻 t=0にコイル電圧 vlが— VIから VIに切り替わると、漏れ インダクタンス電圧は、半導体スイッチング素子の作用により電圧 VIと電圧 V2が和 動的に正極に印加される。時刻 t=0において負の最大電流値 IIであったコイル 電流 ilは時間とともに急激に増加し、時刻 T2に零になり、時刻 T1にコイル電流 12と なる。
[0094] これを数式で表すと、時刻 t=0から時刻 T1の間のコイル電流 ilaは、
ila= -II + (VI + V2) t/L (1)
となる。ここで、 Lは漏れインダクタンス、 tは経過時間である。電流変化率は (VI + V2) ZLである。 V1 +V2=V0であり、主電源 10の電圧が高いほどコイル電流 ilは 急速に立ち上がる。
[0095] 次に、時刻 T1に S21アームがオンされると、半導体スイッチング素子の作用により 電圧 VIと電圧 V2が差動的に正極に印加されるため、コイル電流 ilの電流変化率は 小さくなるものの、コイル電流 ilは増加していく。時刻 Tでコイル電流 ilは正の最大電 流値 IIとなる。
[0096] これを数式で表すと、時刻 T1から時刻 Tの間のコイル電流 ilbは、
ilb=I2+ (V1 -V2) (t-Tl) /L (2)
となる。電流変化率は（V1—V2) ZLであり、 VI >V2であるので ilbの電流変化 率は正である。ここまでが前半周期における電流変化である。
[0097] 時刻 Tにおいて S2アームがオンし、コイル電圧 vlは— VIに反転し、後半周期が始 まる。
[0098] 後半周期では、コイル電流 ilは正の最大値 IIから負の最大値 IIまで変化してい く。時刻 t=Tにコイル電圧 vlが VIから— VIに切り替わると、時刻 Tにおいて正の最 大電流値 IIであったコイル電流 ilは時間とともに急激に減少し、時刻 T3に零になり、 時刻 T+T1にコイル電流—12となる。このときの電流変化率は—（V1 +V2) ZLで ある。
[0099] 次に、時刻 T+T1に S22アームがオンされると、半導体スイッチング素子の作用に より電圧 VIと電圧 V2が差動的に負極に印加されるため、コイル電流 ilの電流変化 率は小さくなるものの、コイル電流 ilは減少していく。時刻 2Tでコイル電流 ilは負の 最大電流値—IIとなる。このときの電流変化率は—（V1—V2) ZLである。ここまで が後半周期における電流変化である。
[0100] 前半周期の電流パターンと後半周期の電流パターンは反対称になっている。その後
、この電流パターンが周期的に繰り返される。
[0101] 前半周期における実際のカ行エネルギーは、コイル電流 ilと電圧 VIの積を、時刻 t = 0から Tまで積分したものである。具体的には、図 2 (C)において、正の電流値領 域と負の電流値領域の面積差と電圧 VI (—定値)との積が実際のカ行エネルギーで ある。 [0102] 後半周期における実際のカ行エネルギーは、電圧および電流パターンが反対称で あるので、前半周期の実際のカ行エネルギーと同じ値である。すなわち、 1周期では 、前半周期のカ行電力の 2倍のエネルギーが、副電源 50側から主電源 10側に伝送 される。ちなみに伝送される電力はこのエネルギーを時間 Tで平均したものとなる。
[0103] 図 2 (D)は、電圧 VIが電圧 V2より小さいときのコイル電流 ilの変化を示す図である
[0104] 図 2 (D)では、時刻 t=0にコイル電圧 vlが— VIから VIに切り替わったことにより、 負の値のコイル電流— IIは時間とともに増加し、時刻 T4に零になり、時刻 T1にコィ ル電流 12となる。電流変化率は (VI +V2) ZLである。
[0105] 次に、時刻 T1に S21アームがオンされると、コイル電流 ilは（VI— V2) ZLの負の 電流変化率で、時刻 Tまで減少していく。時刻 Tでコイル電流 ilは正の値 IIとなる。こ こまでが前半周期 Tにおける電流変化である。
[0106] 時刻 Tにおいて S2アームがオンし、コイル電圧 vlは VIから— VIに反転し、後半 周期が始まる。
[0107] 後半周期では、コイル電流 ilは正の値 IIから負の最大値— 12を経て負の値— IIま で変化していく。後半周期の電流パターンは、図 2 (C)の場合と基本的に同じである のでその説明は省略する。また、 1周期の実際のカ行電力は、図 2 (C)の場合と同様 に計算することができる。
[0108] (回生モード）
ノ、イブリツド電源システム 3の場合、回路的にインバータ 51とインバータ 52は対称 である。したがって、ハイブリッド電源システム 3において、カ行モードを回生モードに するには、インバータ 51とインバータ 52の役割を入れ替えるだけでよい。
[0109] 図 3は、重負荷時の回生モードにおける ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 54を 動作させたときの電圧および電流の変化を示す図である。なお、横軸は共通時間軸 である。
[0110] 図 3 (A)は、インバータ 52の S21アームと S22アームのオン'オフに対するコイル 58 の電圧 v2の変化を示す図である。縦軸は電圧値である。
[0111] S21アームと S22アームは周期 2Tでオン'オフを交互に繰り返す。図において、最 初に S21アームがオンする時刻を t=0とする。 S21アームがオンの時、電圧 v2は電 圧 V2となり、 S22アームがオンの時、電圧 v2は電圧— V2となる。その後この電圧波 形が周期的に繰り返される。
[0112] 図 3 (B)は、インバータ 51の S1アームと S2アームのオン'オフに対するコイル 57の 電圧 vlの変化を示す図である。縦軸は電圧値である。
[0113] 回生モードとするために、 S1アームと S2アームは、 S21アームと S22アームに対し て所定時間 T1だけ遅れて周期 2Tでオン'オフを繰り返す。 S1アームがオンの時、電 圧 vlは電圧 VIとなり、 S2アームがオンの時、電圧 vlは電圧 VIとなる。その後こ の電圧波形が周期的に繰り返される。
[0114] 図 3 (C)は、電圧 V2が電圧 VIより大きいときのコイル電流 i2の変化を示す図である
。縦軸は電流値である。
[0115] 図 3 (C)において、時刻 t=0にコイル電圧 v2がー V2から V2になる。これにより時 刻 t = 0において負の最大電流値 11であったコイル電流 i2は時間とともに急激に増 加し、時刻 T2に零点となり、時刻 T1にコイル電流 12となる。電流変化率は (V1 +V2
) ZLである。
[0116] 次に、時刻 T1に S1アームがオンされると、コイル電流 i2の電流変化率は小さくなる ものの、コイル電流 i2は増加していく。時刻 Tでコイル電流 i2は正の最大電流値 IIと なる。電流変化率は (V2— VI) ZLである。ここまでが前半周期における電流変化で ある。
[0117] 次に、時刻 Tにおいて S22アームがオンし、コイル電圧 v2は V2から— V2に反転し 、後半周期が始まる。
[0118] 後半周期では、コイル電流 i2は正の最大値 IIから負の最大値—IIまで変化してい く。後半周期の電流パターンは前半周期と反対称の電流パターンであるためその説 明は省略する。その後、この電流パターンが周期的に繰り返される。
[0119] 前半周期における実際の回生エネルギーは、コイル電流 i2と電圧 V2の積を、時刻 t = 0から Tまで積分したものである。具体的には、図 2 (C)において、正の電流値領 域と負の電流値領域の面積差と電圧 V2 (—定値)との積が実際の回生エネルギーで ある。 [0120] 後半周期の実際の回生エネルギーは、電流パターンが反対称であるので、前半周 期の実際の回生エネルギーと同じ値である。すなわち、 1周期では、前半周期の回 生エネルギーの 2倍のエネルギーが、主電源 10から副電源 50に伝送される。ちなみ に伝送される電力はこのエネルギーを時間 Tで平均したものとなる。
[0121] 図 3 (D)は、電圧 V2が電圧 VIより小さいときのコイル電流 i2の変化を示す図である
[0122] 図 3 (D)では、コイル電圧 v2が— V2から V2に切り替わったことにより、時刻 t=0か ら負の値のコイル電流— IIは時間とともに急激に増加し、時刻 T4に零になり、時刻 T 1にコイル電流 12となる。電流変化率は (VI +V2) ZLである。
[0123] 次に、時刻 T1に S1アームがオンされると、時刻 Tまで減少していく。電流変化率は
(V2— V1) ZLの負である。時刻 Tでコイル電流 ilは正の値 IIとなる。ここまでが前 半周期 Tにおける電流変化である。
[0124] 時刻 Tにおいて S2アームがオンし、コイル電圧 vlは— VIに反転し、後半周期が始 まる。
[0125] 後半周期では、コイル電流 ilは正の値 IIから負の値— IIまで変化していく。後半周 期は前半周期と反対称の電圧および電流パターンであるのでその説明は省略する。 また、 1周期の実際の回生電力は、図 3 (C)の場合と同様に計算することができる。
[0126] 以上のように、カ行および回生の電流パターンは、周期 2T、位相遅れ Τ、電圧 VI 、 V2、漏れインダクタンス L等のパラメータに依存しており、これらのパラメータを変更 して電流パターンを最適化することができる。たとえばインバータ 51とインバータ 52と の位相差を 90度としたときに最大電力を伝送することができる。
[0127] 上記電圧波形および電流パターンの場合、一定の周波数で位相差を変えて制御 しているが、位相差制御に加えて、変圧器の磁気飽和を来たさない範囲で周波数を 変えて伝送電力を制御することもできる。これにより、 ACリンク双方向 DC— DCコン バータの制御を高速にし力も容易に行うことができる。
[0128] 従来問題であった（1)〜（3)の問題は、 ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 54を 用いること〖こより解決することができる。以下その説明を行う。
[0129] (低電流化） ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 54を用いたハイブリッド電源システム 3では、 キャパシタ 55から流れる電流はインバータ 51とインバータ 52に分流される。
[0130] 図 4は、カ行モードのハイブリッド電源システム 3の電流の流れの一例（図 2の時刻 T1から Tまでの期間の状態)を示す図である。実線が電流経路であり、点線が遮断 経路である。
[0131] 図 4において、キャパシタ 55から流れる大電流 iDが ACリンク双方向 DC— DCコン バータ 54側に流れるに際し、ブリッジ接続点 11でインバータ 51側とインバータ 52側 に分流される。すなわち、インバータ 51では S1アームの IGBTがオンしており、コィ ル 57を介してキャパシタ 55の負極側に電流 iDlが流れる。一方、インバータ 52では 、 S21アームのダイオードがオンしており、コイル 58を介して電流 iD2が流れる。
[0132] 卷線比が 1対 1である変圧器 53の作用により両卷線の電流は励磁電流を無視すれ ば等しぐしたがって、インバータ 51を流れる電流 iDlとインバータ 52を流れる電流 i D2は等しい。すなわち、キャパシタ 55から流れる電流 iDを 600Aとした場合、インバ ータ 51とインバータ 52側に、それぞれ 300Aの電流が分流される。
[0133] 一方、回生モードでは、主電源 10側の電流がキャパシタ 55側に流入するが、図 3 の時刻 T1から Tまでの期間では S21の IGBTおよび S2のダイオードが導通し、図 4 の電流方向が変わるだけである。すなわちインバータ 52の電流 iD2およびインバー タ 51を分流してきた電流 iDlが接続点 11で合流し、大電流 iDがキャパシタ 55側に流 れる。
[0134] 卷線比が 1対 1である変圧器 53の作用により両卷線の電流は励磁電流を無視すれ ば等しぐしたがって、インバータ 51を流れる電流 iDlとインバータ 52を流れる電流 i D2は等しい。すなわち、主電源 10から 300Aの電流が流れる場合、インバータ 52側 は当然 300Aの電流となる力 インバータ 51に流れる電流も 300Aとなり、キャパシタ 55には 600Aの電流が流れ込む。
[0135] 以上のように、本願発明のハイブリッド電源システム 3の場合、キャパシタ 55に流れ る電流力 Sインバータ 51とインバータ 52で分流されるので、各インバータに使用する半 導体スイッチング素子の電流定格を半分にすることができる。また、低電流化により変 圧器 53を小型'軽量ィ匕できるとともに、コイル卷線比が 1対 1の場合は、変圧器 53を 製造するのが容易になり低コストになる。
[0136] (低電圧化）
ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 54を用いたハイブリッド電源システム 3では、 主電源 10側の高電圧がインバータ 51とインバータ 52に分圧される。
[0137] 図 1において、インバータ 51にかかる電圧は、インバータ 51の直流正極端子およ び負極端子に接続されるキャパシタ 55の電圧 VIに等しい。また、インバータ 52にか 力る電圧 V2は、インバータ 52の直流負極端子と主電源 10の正極側との電位差であ り、 V2=V0— VIである。たとえばインバータ 51の電位差を V0/2に設定すると、ィ ンバータ 52の電位差も V0/2となる。この場合、インバータ 51とインバータ 52の素子 の電圧定格を同じにすることができ好まし 、。
[0138] 上記実施例では、変圧器のコイル 57とコイル 58の卷線比を 1対 1とした力 コイル 卷線比を変更することができる。これによりインバータ 51のキャパシタ 55の適用電圧 範囲を変更することができる。たとえば、コイル 57とコイル 58の卷線比を 1対 2とした 場合、コイル 57とコイル 58に発生する電圧比は 1対 2となる。したがって、キャパシタ 55の電圧 VIを主電源 10の電圧の 3分の 1としておくのが好ましい。たとえば、主電 源 10の電圧 VOが 600Vの場合、インバータ 51の電圧定格を 200V程度とし、キャパ シタ 55を 200V程度の低電圧で動作させることができる。低電圧のキャパシタには小 型 '軽量'低コストという利点がある。ただし、インバータ 52の定格電圧は 400V程度と やや高くなる。
[0139] 以上のように、本願発明のハイブリッド電源システム 3の場合、主電源 10の電圧をィ ンバータ 51とインバータ 52で分圧することができるので、各インバータに使用する素 子の電圧定格を小さくすることができる。また、インバータ 51のキャパシタの適用電圧 範囲を変更することができる。
[0140] (低スイッチング損失）
ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 54を用いたハイブリッド電源システム 3では、 半導体スイッチング素子のターンオンが零電圧'零電流で行われる（ソフトスィッチン グ)。
[0141] 以下において、図 5〜図 7を用いて、ハイブリッド電源システム 3のソフトスイッチング 動作について説明する。
[0142] 図 5は、時刻 t=0直前のハイブリッド電源システム 3の電流経路である。このとき、 S
2アームと S22アームがオンしている（図 2 (A)、（B)参照）。実線が電流経路であり、 点線が遮断経路である。
[0143] キャパシタ 55側力も流れる電流 iDは接続点 11で分流し、電流 iDlはインバータ 51 側に流れ、電流 iD2はインバータ 52側に流れる。
[0144] 図 6は、時刻 t=0から時刻 T2までの間のハイブリッド電源システム 3の電流経路を 示す図である。ことのとき、 S1アームと S22アームがオンしている（図 2 (A)、（B)参照
) o
[0145] 時刻 t=0に、 S2アームの IGBTがターンオフ、 S1アームの IGBTがターンオンする 力 変圧器 53の漏れインダクタンスに流れている電流は瞬時には変化できず電流の 方向は変わらない。したがって、 S2アームによって電流遮断されると、この電流は S1 アームの逆並列ダイオードに転流する。したがって、 S1アームの IGBTがターンオン 時には IGBTには電流が流れず、並列接続されて 、る逆並列ダイオードが導通して V、るため電圧はダイオードの順電圧降下分にクランプされ、 、わゆる零電圧スィッチ ング (ZVS)、零電流スイッチング (ZCS)となり、スイッチング損失は発生しない。なお 、インバータ 51の直流電流 iDlは負となり、極性が変化しないインバータ 52の直流 電流 iD2と大きさが同じであるため、この間はキャパシタ 55に電流は流れない。
[0146] 次に、コイル電流 ilは時刻 T2において零となり（図 2 (C)参照）、コイル電流 ilの極 性が反転し、 S1アームの IGBTに電流が流れ始める力 時刻 t=0で S1アームの IG BTがターンオンされているので、この時点でのスイッチング損失の発生はない。同様 なことが S22アームでも行われる。
[0147] 図 7は、 S1アームの IGBTが導通した後のハイブリッド電源システム 3の電流経路を 示す図である。インバータ 52の電流も極性反転するので引き続きこの間はキャパシタ 55に電流は流れない。時刻 T1までは、 S1アームと S22アームの IGBTがオンしてい る。時刻 T1で S22のターンオフおよび S21のターンオンが行われる力 S1のターン オンと同様に零ターンオン損失となり、図 4の状態になり、時刻 Tまで続く。
[0148] 上記説明においては、時刻 t=0から時刻 Tまでの間における S1アームおよび S2 アームのソフトスイッチング動作について説明した。同様に、図 2の時刻 Tから時刻 T +T1においても上記ソフトスイッチングが行われる。その後は前半周期および後半 周期の相違があるが、図 4〜図 7の動作の繰返しである。
[0149] 以上のように、漏れインダクタンスを利用したノヽイブリツド電源システム 3の場合、補 助回路を使用することなく簡易にソフトスイッチング制御を行うことができる。これによ り、スイッチング損失が大幅に低減されるので、ハイブリッド電源システム 3の伝送効 率を高めることができる。
実施例 2
[0150] 図 8は、 ACリンク双方向 DC— DCコンバータにおいて、 2つのインバータをハーフ ブリッジ回路とした図である。同図 8において、図 1と同じ符号のついたものは機能が 同等か同じものである。なお、便宜上、ノ、イブリツド電源システムに組み込んだ態様で 説明する。
[0151] 図 8において、 ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 64は、半導体スイッチング素 子 Sl、 S2で構成されるインバータ 51と半導体スイッチング素子 S21、 S22で構成さ れるインバータ 52と力 なる。
[0152] ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 64の場合、インバータ 51の正極直流端子 11 とインバータ 52の負極直流端子 12は加極性で直列接続される。インバータ 51は、キ ャパシタ 55aとキャパシタ 55bを直列接続した組と同極性になるように並列に接続さ れる。同様に、インバータ 52は、キャパシタ 56aとキャパシタ 56bを直列接続した組と 同極性になるように並列に接続される。
[0153] キャパシタ 55aとキャパシタ 55bは、それぞれ V1/2となっており、インバータ 51の正 極側と負極側との電位差は VIである。また、キャパシタ 56aとキャパシタ 56bは、それ ぞれ V2/2となっており、インバータ 52の正極側と負極側との電位差は V2である。ィ ンバータ 52の正極側は主電源 10の正極と接続され、インバータ 51の負極側は主電 源 10の負極と接続される。すなわち、 ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 64は、主 電源 10と同極性になるように並列に接続される。
[0154] インバータ 51の交流端子 mlと交流端子 m2とは変圧器 53のコイル 57を介して接 続され、インバータ 52側の交流端子 nlと交流端子 n2とは変圧器 53のコイル 58を介 して接続される。電圧 VIと電圧 V2がほぼ等しい場合には、コィノレ 57とコィノレ 58の卷 線比は 1対 1とするのが好ましいが、電圧 VIおよび電圧 V2の比率によって卷線比を 合わせるのがよい。
[0155] 上記構成の ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 64を用いて、 ACリンク双方向 DC — DCコンバータ 54と同様の機能を得ることができる。
実施例 3
[0156] 図 9は、 ACリンク双方向 DC— DCコンバータにおいて、 2つのインバータを多相ブ リッジ接続とした場合の図である。なお、以下では三相ブリッジ接続の場合を説明す る。なお、キャパシタ 55および主電源 10への接続は実施例 1と基本的に同じである ので、以下においては実施例 1と異なるところのみ説明する。
[0157] 図 9において、 ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 74は、半導体スイッチング素 子 Sl、 S2、 S3、 S4、 S5、 S6で構成されるインバータ 51と半導体スイッチング素子 S 21、 S22、 S23、 S24、 S25、 S26で構成されるインノ ータ 52と力らなる。
[0158] インバータ 51は、半導体スイッチング素子（Sl、 S2)、（S3、 S4)、（S5、 S6)の 3組 がそれぞれ直列に接続されるとともに、この 3組が並列に接続された構成である。イン バータ 52は、半導体スイッチング素子（S21、 S22)、（S23、 S24)、（S25、 S26)の 3組がそれぞれ直列に接続されるとともに、この 3組が並列に接続された構成である。
[0159] ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 74では、インバータ 51の正極直流端子 11とィ ンバータ 52の負極直流端子 12は加極性で直列接続される。
[0160] インバータ 51側の交流端子 mlと交流端子 m2と交流端子 m3とは変圧器 53のコィ ル 57を介して接続され、インバータ 52側の交流端子 nlと交流端子 n2と交流端子 n3 とは変圧器 53のコイル 58を介して接続される。こうすることで、インバータ 51とインバ ータ 52を 3相で ACリンクさせることができる。
[0161] さらに ACリンクを多相にするには、ブリッジのアーム数を増やす構成とすればよい。
[0162] 上記構成の ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 74を用いても、 ACリンク双方向 D C— DCコンバータ 54と同様の性能を得ることができる。
実施例 4
[0163] 図 10は、 ACリンク双方向 DC— DCコンバータにおいて、 2つのインバータをセンタ 一タップ付き変圧器で ACリンクさせた実施例を説明する図である。
[0164] 同図 10において、 ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 84は、半導体スイッチング 素子 Sl、 S2で構成されるインバータ 51と半導体スイッチング素子 S21、 S22で構成 されるインバータ 52と力もなる。
[0165] インバータ 51は、半導体スイッチング素子 Sl、 S2が同極性になるように並列に配 置された構成である。インバータ 52は、半導体スイッチング素子 S21、 S22が同極性 になるように並列に配置された構成である。
[0166] インバータ 51の半導体スイッチング素子 S1の正極端子 piは、変圧器 73のコイル 端子 qlに接続され、半導体スイッチング素子 S2の正極端子 p2は、コイル端子 q2に 接続される。インバータ 51の負極側の直流端子 p3はキャパシタ 55および主電源 10 の負極側と接続される。キャパシタ 55の正極側は変圧器 73の卷線 77のセンタータツ プ zlに接続される。
[0167] インバータ 52側の半導体スイッチング素子 S21の負極端子 rlは、変圧器 73のコィ ル端子 siに接続され、半導体スイッチング素子 S22の負極端子 r2はコイル端子 s2に 接続される。インバータ 52の正極側の直流端子 r3は主電源 10の正極側と接続され る。
[0168] 以上のように、図 10では、変圧器 73のコイル 77とコイル 78のセンタータップ zlおよ び z2が実施例 1〜3における 11および 12に対応しており、インバータ 51とインバータ 5
2が加極性になるように直列に接続される。
[0169] 上記構成の ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 74を用いても、 ACリンク双方向 D
C— DCコンバータ 54と同様の性能を得ることができる。
[0170] 以上、本願発明の ACリンク双方向 DC— DCコンバータおよびこれを用いたハイブ リツド電源システムにつ 、て説明した。
[0171] 上記した実施例では ACリンク双方向 DC— DCコンバータ用に IGBTを用いたが、
BJT, MOSFET, GTO等の高速半導体スイッチング素子を用いてもよい。
[0172] 本願発明のハイブリッド電源は車両に適用することができる。
図 11に、本願発明のハイブリッド電源を適用したハイブリッド電源システムを示した。 その構成は基本的には従来技術で説明した図 12と同様であるので、その説明につ いては省略する。
[0173] 本願発明のハイブリッド電源システムを用いた車両の場合、ハイブリッド電源システ ムを小型軽量で低コストにできるとともに、スイッチング損失が小さいので車両の電力 使用効率を高めることができる。
産業上の利用可能性
[0174] 本発明の ACリンク双方向 DC— DCコンバータを用いたハイブリッド電源システムは 、電力可逆昇圧装置として比較的大電力を要する電力装置に適用することができる 図面の簡単な説明
[0175] [図 1]図 1は、本願発明の ACリンク双方向 DC— DCコンバータを用いたハイブリッド 電源システムを説明するための図である。
[図 2]図 2は、カ行モードにおける ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 54の電圧お よび電流の動作を示す図である。
[図 3]図 3は、回生モードにおける ACリンク双方向 DC— DCコンバータ 54の電圧お よび電流の動作を示す図である。
[図 4]図 4は、カ行モードのハイブリッド電源システム 3の電流の流れの一例を示すも ので時刻 T1から時刻 Tまでの電流経路図である。
[図 5]図 5は、時刻 t=0直前のハイブリッド電源システム 3の電流経路である。
[図 6]図 6は、時刻 t=0から時刻 T2までの間のハイブリッド電源システム 3の電流経 路を示す図である。
[図 7]図 7は、時刻 T2から時刻 T1までのノ、イブリツド電源システム 3の電流経路を示 す図である。
[図 8]図 8は 2つのインバータをハーフブリッジ回路とした図である。
[図 9]図 9は 2つのインバータを多相ブリッジ回路とした場合の図である。
[図 10]図 10は 2つのインバータをセンタータップ付き変圧器で ACリンクさせた実施例 を説明する図である。
[図 11]図 11は本願発明のノ、イブリツド電源を適用したノヽイブリツド電源システム図で ある。 [図 12]図 12は代表的な電気自動車用ハイブリッド電源システムを説明するための図 である。
[図 13]図 13は ACリンク双方向 DC— DCコンバータを用 ヽたハイブリッド電源システ ムの図である。

Claims

請求の範囲
[1] 2つの電圧形インバータの直流端子が加極性になるように直列に接続され、前記各 電圧形インバータの複数の交流端子が変圧器に接続され、前記変圧器を介して前 記 2つの電圧形インバータが相互に ACリンクされる ACリンク双方向 DC— DCコンパ ータであって、
前記 ACリンク双方向 DC— DCコンバータの直流端子間に印加された外部電圧は 、前記各電圧形インバータにより分圧されることを特徴とする ACリンク双方向 DC— D 。コンバータ。
[2] 前記各電圧形インバータによる分圧は、一方の電圧型インバータの正極直流端子と 他方の電圧型インバータの負極直流端子とを接続することを特徴とする請求項 1記 載の ACリンク双方向 DC— DCコンバータ。
[3] 前記電圧形インバータを制御するに際して、前記変圧器の漏れインダクタンスが用 いられることを特徴とする請求項 1または 2記載の ACリンク双方向 DC— DCコンパ一 タ。
[4] 前記変圧器の漏れインダクタンスは、前記変圧器の一次コイルと二次コイルとの間隙 を調整して作り出すことを特徴とする請求項 3記載の ACリンク双方向 DC— DCコン バータ。
[5] 前記電圧形インバータの分圧比に応じて前記変圧器の卷線比を設定することを特 徴とする請求項 1乃至 4いずれか記載の ACリンク双方向 DC— DCコンバータ。
[6] 前記電圧形インバータの制御は、位相差制御により行われることを特徴とする請求 項 1乃至 5いずれか記載の ACリンク双方向 DC— DCコンバータ。
[7] 前記電圧形インバータの制御は、周波数制御を伴うことを特徴とする請求項 6記載 の ACリンク双方向 DC— DCコンバータ。
[8] エンジン発電機の主電源とエネルギー蓄積装置力 ACリンク双方向 DC— DCコン バータを介して同極性になるように並列に接続され、前記主電源の電力によりインバ ータおよびモータ力もなる電動装置が駆動されるノ、イブリツド電源システムにおいて、 前記 ACリンク双方向 DC— DCコンバータは、 2つの電圧形インバータの直流端子 が加極性になるように直列に接続され、前記各電圧形インバータの複数の交流端子 が変圧器に接続され、前記変圧器を介して前記 2つの電圧型インバータが相互に A Cリンクされ、前記エネルギー蓄積装置は、前記 ACリンク双方向 DC— DCコンパ一 タの負極直流端子側の電圧形インバータの直列端子間に並列接続され、前記 ACリ ンク双方向 DC— DCコンバータの高圧側の直流端子間に印加された前記主電源の 電圧は前記各電圧形インバータにより分圧されることを特徴とするハイブリッド電源シ ステム。
[9] 前記電圧形インバータを制御するに際して、前記変圧器の漏れインダクタンスが用い られることを特徴とする請求項 8記載のノ、イブリツド電源システム。
[10] 前記電圧形インバータの分圧比に応じて前記変圧器の卷線比を設定することを特 徴とする請求項 8または 9記載の ACリンク双方向 DC— DCコンバータ。
[11] 前記電圧形インバータの制御は、位相差制御により行われることを特徴とする請求 項 8乃至 10いずれか記載のハイブリッド電源システム。
[12] 前記電圧形インバータの制御は、周波数制御を伴うことを特徴とする請求項 11記 載のハイブリッド電源システム。
[13] 請求項 8乃至 12 、ずれか記載のハイブリッド電源システムが搭載されることを特徴 とするハイブリッド車両。
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