JP2019193514A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】サイズやコストの増大を抑えつつ、電力変換装置の高効率化を図る。【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ１００において、制御回路５０は、高圧バッテリＶ１を介さずに入力スイッチング回路１０、リアクトル成分Ｌ１およびトランス２０を循環する循環電流が流れる循環期間において、スナバ回路３３に電流が流れることで循環電流が増大するように、出力スイッチング回路３０を制御する。また、制御回路５０は、循環期間の後に一対のスイッチ素子１１ａおよび１２ａが両方ともオフであるデッドタイム期間に移行するように、入力スイッチング回路１０を制御する。【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

近年、化石燃料の枯渇や地球環境問題を背景として、ハイブリッド自動車や電気自動車のような、電気エネルギーを利用して走行する自動車への関心が高まっており、実用化されている。このような電気エネルギーを利用して走行する自動車には、車輪を駆動するためのモータに電力を供給する高圧バッテリが備えられている。さらに、高圧バッテリからの出力電力を降圧して、自動車に搭載された低圧の電気機器、例えばエアコンやオーディオ、各種ＥＣＵ（Electronic Control Unit）等へ必要な電力を供給する電力変換装置が備えられることもある。こうした電力変換装置は、入力された直流電力を異なる電圧の直流電力に変換するものであり、ＤＣ−ＤＣコンバータとも呼ばれる。

一般にＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング動作可能なスイッチング回路を有しており、このスイッチング回路のオン／オフを制御することで、直流電力の電圧変換を行う。具体的には、入力された直流電力をスイッチング回路を用いて交流電力に一旦変換し、その交流電力をトランスを用いて変圧（昇圧または降圧）する。そして、整流回路などの出力回路を用いて、変圧後の交流電力を再び直流電力に変換する。これにより、入力電圧とは異なる電圧を持った直流出力を得ることができる。スイッチング回路は、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated
Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチ素子を用いて構成される。

車載用の電力変換装置では、自然エネルギーの有効活用や二酸化炭素の削減を目的として、一般に高効率が求められる。そのため、電力変換時の損失をできるだけ低減することが重要となる。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて発生する損失には、スイッチング動作により発生するスイッチング損失や、トランスや半導体スイッチ素子で発生する抵抗損失（銅損）等がある。電力変換装置の高効率化に関して、下記の特許文献１が知られている。特許文献１には、出力電流に基づいて整流平滑回路の２つの同期整流スイッチの切換えタイミングを制御して、軽負荷時には出力電流が増加したのと同等に作用するように整流平滑回路に蓄えられたエネルギーをフルブリッジ回路に戻し、フルブリッジ回路に流れる電流の増加を図ることによってゼロボルトスイッチングを行う電源装置が開示されている。

特開２０１１−１６６９４９号公報

特許文献１に記載の技術では、出力電流を検出する電流検出器が必要であるため、従来の電力変換装置と比べてサイズやコストの増大を招くという問題がある。

本発明による電力変換装置は、入力電源から入力された第１の直流電力を交流電力に変換する入力スイッチング回路と、前記交流電力の電圧変換を行うトランスと、前記トランスにより電圧変換された前記交流電力を第２の直流電力に変換して出力する出力スイッチング回路と、前記入力スイッチング回路および前記出力スイッチング回路を制御する制御回路と、前記入力スイッチング回路と前記トランスの間に設けられたリアクトル成分と、を備え、前記入力スイッチング回路は、前記入力電源の正負極間に直列接続されて前記制御回路によりそれぞれスイッチング制御される一対の入力スイッチ素子を有し、前記出力スイッチング回路は、前記制御回路によりスイッチング制御される出力スイッチ素子と、前記出力スイッチ素子と並列に設けられたスナバ回路と、を有し、前記制御回路は、前記入力電源を介さずに前記入力スイッチング回路、前記リアクトル成分および前記トランスを循環する循環電流が流れる循環期間において、前記スナバ回路に電流が流れることで前記循環電流が増大するように、前記出力スイッチング回路を制御し、前記循環期間の後に前記一対の入力スイッチ素子が両方ともオフであるデッドタイム期間に移行するように、前記入力スイッチング回路を制御する。

本発明によれば、サイズやコストの増大を抑えつつ、電力変換装置の高効率化を図ることができる。

本発明の一実施形態に係る車両電源の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作時における各部分の電圧および電流の時間変化の様子を表したタイミングチャートを示す図である。 本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの期間＃１における各スイッチ素子の切替状態および電流の向きを示す図である。 本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの期間＃２における各スイッチ素子の切替状態および電流の向きを示す図である。 本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの期間＃３における各スイッチ素子の切替状態および電流の向きを示す図である。 本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの期間＃４における各スイッチ素子の切替状態および電流の向きを示す図である。 本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの期間＃５における各スイッチ素子の切替状態および電流の向きを示す図である。 本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの期間＃６における各スイッチ素子の切替状態および電流の向きを示す図である。 本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの基本回路構成を示す図である。 遅延回路の一例を示す図である。

以下、図面を参照して、本発明に係る電力変換装置の実施の形態について説明する。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。ただし、本発明は以下の実施形態に限定されることなく、本発明の技術的な概念の中で種々の変形例や応用例をもその範囲に含むものである。

−第１の実施形態−
（車両電源構成）
図１は、本発明の一実施形態に係る車両電源の構成を示す図である。図１に示すように、本実施形態に係る車両電源は、車両１０００に搭載されており、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００を使用して高圧バッテリＶ１と低圧バッテリＶ２の間で相互に電力変換を行う電源系統である。なお、以下の説明では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の低圧側、すなわち低圧バッテリＶ２に接続されている側を「Ｌ側」と称し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の高圧側、すなわち高圧バッテリＶ１に接続されている側を「Ｈ側」と称する。

低圧バッテリＶ２の一端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＬ側の一端に接続され、低圧バッテリＶ２の他端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＬ側の他端に接続されている。エアコンなどの補機機器４００の一端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＬ側の一端および低圧バッテリＶ２の一端に接続され、補機機器４００の他端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＬ側の他端および低圧バッテリＶ２の他端に接続されている。ＨＶ系機器３００の一端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＨ側の一端および高圧バッテリＶ１の一端に接続され、ＨＶ系機器３００の他端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＨ側の他端および高圧バッテリＶ１の他端に接続されている。高圧バッテリＶ１の一端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＨ側の一端に接続され、高圧バッテリＶ１の他端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＨ側の他端に接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００、ＨＶ系機器３００および補機機器４００は、車両電源制御部２００と接続されている。車両電源制御部２００は、これらの各機器の動作や、これらの各機器と高圧バッテリＶ１および低圧バッテリＶ２との間でやり取りされる電力の送電方向、電力量等を制御する。

（ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の基本構成）
図２は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１００の基本回路構成を示す図である。図２に示すように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、入力スイッチング回路１０、トランス２０、出力スイッチング回路３０、電圧検出器４１、制御回路５０、ゲートドライバ６０、６１を有している。

入力スイッチング回路１０は、正極入力端子１および負極入力端子２を介して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の入力電源として作用する高圧バッテリＶ１と接続されている。入力スイッチング回路１０は、ブリッジ接続されたスイッチ素子１１ａ〜１４ａを有しており、これらのスイッチ素子１１ａ〜１４ａをスイッチング動作させることで、高圧バッテリＶ１から入力された直流電力を高周波の交流電力に変換し、トランス２０の一次側に出力する。

トランス２０は、一次側と二次側の間を絶縁すると共に、一次側と二次側の間で交流電力の電圧変換を行い、入力スイッチング回路１０で生成された交流電力から降圧（または昇圧）された交流電力を出力スイッチング回路３０に出力する。

出力スイッチング回路３０は、正極出力端子３および負極出力端子４を介して低圧バッテリＶ２と接続されている。出力スイッチング回路３０は、スイッチ素子３１ａ、３２ａと、スイッチ素子３１ａ、３２ａに対してそれぞれ並列に設けられてスイッチ素子３１ａ、３２ａを保護するスナバ回路３３、３４とを有している。出力スイッチング回路３０は、スイッチ素子３１ａ、３２ａを用いて、トランス２０により電圧変換された交流電力を整流して直流電力に変換し、低圧バッテリＶ２に出力する。

電圧検出器４１は、正極出力端子３と負極出力端子４の間の電圧を検出することで、出力スイッチング回路３０の出力電圧を検出する。電圧検出器４１が検出した出力電圧は、制御回路５０に入力される。

制御回路５０は、例えば図１の車両電源制御部２００内に設けられており、電圧検出器４１が検出した出力電圧に基づいて、入力スイッチング回路１０におけるスイッチ素子１１ａ〜１４ａのスイッチング動作をそれぞれ制御するための出力信号５１〜５４を生成して出力する。また、電圧検出器４１が検出した出力電圧に基づいて、出力スイッチング回路３０におけるスイッチ素子３１ａ、３２ａのスイッチング動作をそれぞれ制御するための出力信号５５〜５６を生成して出力する。

ゲートドライバ６０は、制御回路５０から出力された出力信号５１〜５４を、スイッチ素子１１ａ〜１４ａを駆動するための駆動信号７１〜７４にそれぞれ変換し、入力スイッチング回路１０に出力する。ゲートドライバ６０は、入力スイッチング回路１０と制御回路５０の間を絶縁する。

ゲートドライバ６１は、制御回路５０から出力された出力信号５５〜５６を、スイッチ素子３１ａ、３２ａを駆動するための駆動信号７５、７６にそれぞれ変換し、出力スイッチング回路３０に出力する。ゲートドライバ６１は、出力スイッチング回路３０と制御回路５０の間を絶縁する。

以下では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００が有する入力スイッチング回路１０、トランス２０および出力スイッチング回路３０の各構成および制御回路５０の詳細について説明する。

（入力スイッチング回路１０）
入力スイッチング回路１０は、高圧バッテリＶ１から正極入力端子１および負極入力端子２を介して入力される直流電力を、制御回路５０の制御に応じて高周波の交流電力に変換し、トランス２０の一次巻線Ｎ１に供給する役割を有する。正極入力端子１と負極入力端子２の間には、高圧バッテリＶ１と並列に平滑コンデンサＣ１が接続されている。

入力スイッチング回路１０は、４つのスイッチ素子１１ａ〜１４ａがフルブリッジ接続された構成を有する。すなわち、正極入力端子１と負極入力端子２の間に、２つのスイッチ素子１１ａおよびスイッチ素子１２ａの直列回路（以下、「第１レッグ」と称する）と、２つのスイッチ素子１３ａおよびスイッチ素子１４ａの直列回路（以下、「第２レッグ」と称する）とが、それぞれ接続されている。第１レッグにおけるスイッチ素子１１ａとスイッチ素子１２ａの間の接続点Ａは、トランス２０の一次巻線Ｎ１の一端側に接続されており、第２レッグにおけるスイッチ素子１３ａとスイッチ素子１４ａの間の接続点Ｂは、トランス２０の一次巻線Ｎ１の他端側に接続されている。なお、スイッチ素子１１ａ〜１４ａは、スイッチング動作が可能な任意の素子を用いて構成することができ、例えばＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等が好適である。

スイッチ素子１１ａ〜１４ａには、フライホイール用のダイオード１１ｂ〜１４ｂおよびコンデンサ１１ｃ〜１４ｃがそれぞれ並列接続されている。これらのダイオード１１ｂ〜１４ｂおよびコンデンサ１１ｃ〜１４ｃは、スイッチ素子１１ａ〜１４ａとは別素子で構成しても良いし、あるいはスイッチ素子１１ａ〜１４ａの寄生成分であっても良い。また、これらを併用しても良い。

本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、入力スイッチング回路１０の制御方式として、スイッチング損失を低減可能な駆動方式である位相シフト制御方式が用いられる。位相シフト制御方式においては、フルブリッジ型の入力スイッチング回路１０を構成する４つのスイッチ素子１１ａ〜１４ａのうち、第１レッグの上側にあるスイッチ素子１１ａと第２レッグの下側にあるスイッチ素子１４ａとのオン／オフの位相差が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧に応じて制御される。同様に、第１レッグの下側にあるスイッチ素子１２ａと第２レッグの上側にあるスイッチ素子１３ａとのオン／オフの位相差も、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧に応じて制御される。これにより、スイッチ素子１１ａとスイッチ素子１４ａが同時にオン状態となる期間、並びに、スイッチ素子１２ａとスイッチ素子１３ａが同時にオン状態となる期間が、出力電圧に応じて調整される。ここで、入力スイッチング回路１０（トランス２０の一次側）から出力スイッチング回路３０（トランス２０の二次側）に伝送される電力は、スイッチ素子１１ａとスイッチ素子１４ａが同時にオン状態となる期間、並びに、スイッチ素子１２ａとスイッチ素子１３ａが同時にオン状態となる期間によって決まる。したがって、上記のように位相差を制御することで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧を所望の値に安定させることが可能となる。なお、以下の説明では、スイッチ素子１１ａとスイッチ素子１４ａが同時にオン状態となる期間と、スイッチ素子１２ａとスイッチ素子１３ａが同時にオン状態となる期間とが、同じ長さであるものとする。また、一周期におけるこれらの期間の長さの比率を、デューティ比と呼ぶこともある。

（トランス２０）
トランス２０は、入力スイッチング回路１０により生成された交流電力に対して電圧変換を行い、電圧変換後の交流電力を出力スイッチング回路３０に出力する役割を有する。トランス２０は、入力スイッチング回路１０に接続されている一次巻線Ｎ１と、出力スイッチング回路３０に接続されている二次巻線Ｎ２とを備える。なお、トランス２０は、出力スイッチング回路３０と組み合わせて全波整流回路を実現するためにセンタータップ構成を有しており、二次巻線Ｎ２が中間で２つの二次巻線Ｎ２ａ、Ｎ２ｂに分割されている。一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２ａ、Ｎ２ｂとの巻数比（Ｎ１／Ｎ２ａまたはＮ１／Ｎ２ｂ）は、正極入力端子１と負極入力端子２の間に印加される入力電圧Ｖｉｎの電圧範囲、および正極出力端子３と負極出力端子４の間に供給すべき出力電圧Ｖｏｕｔの電圧範囲に応じて設定される。

トランス２０は、一次巻線Ｎ１と直列に所定の漏れインダクタンスを有しており、この漏れインダクタンスが共振用のリアクトル成分Ｌ１として作用する。このリアクトル成分Ｌ１と、入力スイッチング回路１０においてスイッチ素子１１ａ〜１４ａにそれぞれ並列接続されているコンデンサ１１ｃ〜１４ｃの容量成分とにより、入力スイッチング回路１０において発生するスイッチング損失を低減するための共振回路が形成される。なお、トランス２０における漏れインダクタンスの値が小さい場合、一次巻線Ｎ１と直列に別のリアクトル素子によるインダクタを接続することで、リアクトル成分Ｌ１の値を大きくしても良い。すなわち、入力スイッチング回路１０とトランス２０の間に設けられたリアクトル成分Ｌ１は、トランス２０の漏れインダクタンスと、入力スイッチング回路１０とトランス２０の間に接続されたリアクトル素子と、のいずれか少なくとも一方を用いて構成される。

一次巻線Ｎ１の一端は、入力スイッチング回路１０における第１レッグの中点である接続点Ａにリアクトル成分Ｌ１を介して接続されている。また、一次巻線Ｎ１の他端は、入力スイッチング回路１０における第２レッグの中点である接続点Ｂに接続されている。二次巻線Ｎ２ａと二次巻線Ｎ２ｂとの接続点である中性点Ｔは、二次巻線Ｎ２の両端と共に出力スイッチング回路３０に接続されている。

（出力スイッチング回路３０）
出力スイッチング回路３０は、トランス２０の一次巻線Ｎ１に流れる交流電力に応じて二次巻線Ｎ２ａおよびＮ２ｂに現れる交流電力を平滑および整流することで直流電力に変換し、正極出力端子３および負極出力端子４を介して低圧バッテリＶ２に出力する役割を有する。正極出力端子３と負極出力端子４の間には、低圧バッテリＶ２と並列に電圧検出器４１が接続されている。電圧検出器４１は、出力スイッチング回路３０から出力される直流電力の電圧を検出し、その検出値をＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧Ｖｏｕｔとして制御回路５０に出力する。

出力スイッチング回路３０は、トランス２０と整流接続点Ｓの間に２つのスイッチ素子３１ａ、３２ａが接続された構成を有する。スイッチ素子３１ａは、トランス２０の二次巻線Ｎ２ｂの一端と整流接続点Ｓの間に接続されており、スイッチ素子３２ａは、トランス２０の二次巻線Ｎ２ａの一端と整流接続点Ｓの間に接続されている。スイッチ素子３１ａ、３２ａには、スナバ回路３３、３４がそれぞれ並列接続されている。なお、スイッチ素子３１ａ、３２ａは、入力スイッチング回路１０におけるスイッチ素子１１ａ〜１４ａと同様に、スイッチング動作が可能な任意の素子を用いて構成することができ、例えばＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等が好適である。

スイッチ素子３１ａ、３２ａには、フライホイール用のダイオード３１ｂ、３２ｂおよびコンデンサ３１ｃ、３２ｃがそれぞれ並列接続されている。これらのダイオード３１ｂ、３２ｂおよびコンデンサ３１ｃ、３２ｃは、スイッチ素子３１ａ、３２ａとは別素子で構成しても良いし、あるいはスイッチ素子３１ａ、３２ａの寄生成分であっても良い。また、これらを併用しても良い。

出力スイッチング回路３０の出力側には、平滑コイルＬ２および平滑コンデンサＣ２が接続されている。平滑コイルＬ２は、中性点Ｔと正極出力端子３の間に接続されており、平滑コンデンサＣ２は、正極出力端子３と負極出力端子４の間に接続されている。

上記のような回路構成の出力スイッチング回路３０において、スイッチ素子３１ａ、３２ａは、トランス２０の二次巻線Ｎ２ｂ、Ｎ２ａから出力される交流電力をそれぞれ整流して直流電力に変換する整流回路を構成する。また、平滑コイルＬ２と平滑コンデンサＣ２は、中性点Ｔに発生する整流出力を平滑する平滑回路を構成する。

（制御回路５０）
制御回路５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧Ｖｏｕｔが予め定められた電圧目標値となるように、入力スイッチング回路１０のスイッチ素子１１ａ〜１４ａの動作を制御する回路である。制御回路５０は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、入力スイッチング回路１０のスイッチ素子１１ａ〜１４ａをそれぞれ制御するための出力信号５１〜５４を生成する。制御回路５０が生成した出力信号５１〜５４は、制御回路５０からゲートドライバ６０に出力され、ゲートドライバ６０において駆動信号７１〜７４にそれぞれ変換される。駆動信号７１〜７４は、入力スイッチング回路１０においてスイッチ素子１１ａ〜１４ａがそれぞれ有する各ゲート端子に入力され、スイッチ素子１１ａ〜１４ａをそれぞれ駆動させる。これにより、入力スイッチング回路１０の動作が制御回路５０によって制御される。

また、制御回路５０は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、出力スイッチング回路３０のスイッチ素子３１ａ、３２ａをそれぞれ制御するための出力信号５５、５６を生成する。制御回路５０が生成した出力信号５５、５６は、制御回路５０からゲートドライバ６１に出力され、ゲートドライバ６１において駆動信号７５、７６にそれぞれ変換される。駆動信号７５、７６は、出力スイッチング回路３０においてスイッチ素子３１ａ、３２ａがそれぞれ有する各ゲート端子に入力され、スイッチ素子３１ａ、３２ａをそれぞれ駆動させる。これにより、出力スイッチング回路３０の動作が制御回路５０によって制御される。

（動作状態）
ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作状態について、図３〜図９を用いて以下に説明する。図３は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作時における各部分の電圧および電流の時間変化の様子を表したタイミングチャートを示す図であり、図４〜図９は、本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作時における各スイッチ素子の切替状態および電流の向きを示す図である。なお、図４〜図９は、図３に示したタイミングチャートの期間＃１〜＃６にそれぞれ対応している。すなわち、図４〜図９は、図３の期間＃１〜＃６でのＤＣ−ＤＣコンバータ１００における各スイッチ素子１１ａ〜１４ａ、３１ａ、３２ａのオンオフ状態と、入力スイッチング回路１０、トランス２０および出力スイッチング回路３０を流れる電流の向きとをそれぞれ示している。本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、制御回路５０の制御により、入力スイッチング回路１０のスイッチ素子１１ａ〜１４ａおよび出力スイッチング回路３０のスイッチ素子３１ａ、３２ａのオンオフ状態をそれぞれ切り替えることで、期間＃１〜＃６の遷移を制御可能である。

図３において、電圧波形Vg_11a〜Vg_14aは、入力スイッチング回路１０におけるスイッチ素子１１ａ〜１４ａのゲート電圧の時間変化をそれぞれ表し、電圧波形Vg_31aは、出力スイッチング回路３０におけるスイッチ素子３１ａのゲート電圧の時間変化を表している。また、電流波形I_L1は、リアクトル成分Ｌ１および一次巻線Ｎ１に流れる電流の時間変化を表し、電流波形I_N2a、I_N2bは、トランス２０の二次巻線Ｎ２ａ、Ｎ２ｂにそれぞれ流れる電流の時間変化を表している。なお、電流波形I_L1では、図２の接続点Ａから接続点Ｂに向かう電流の向きを正としている。また、電流波形I_N2a、I_N2bでは、図２の整流接続点Ｓからスイッチ素子３２ａ、３１ａおよび二次巻線Ｎ２ａ、Ｎ２ｂを介して中性点Ｔに向かう電流の向きをそれぞれ正としている。

図３では、リアクトル成分Ｌ１の電流波形I_L1が負であるときの各電圧および各電流の時間変化の様子を表している。以下では、このときの期間＃１〜＃６でのＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作状態について、図４〜図９をそれぞれ参照して説明する。

（期間＃１）
図３の期間♯１では、図４に示すように、入力スイッチング回路１０においてスイッチ素子１１ａおよび１４ａがオン状態にされ、スイッチ素子１２ａおよび１３ａがオフ状態にされる。また、このとき出力スイッチング回路３０のスイッチ素子３１ａおよび３２ａがオン状態にされる。これにより、高圧バッテリＶ１からリアクトル成分Ｌ１およびトランス２０の一次巻線Ｎ１に対して直流電圧が印加され、図４の矢印に示す方向に電流が流れる。このとき図３に示すように、リアクトル成分Ｌ１の電流波形I_L1が正方向に増加する。

トランス２０の一次巻線Ｎ１に流れる電流に応じて、二次巻線Ｎ２ａおよびＮ２ｂにはそれぞれの巻数比に応じた電圧が誘起される。これにより、トランス２０の一次側から二次側へ電力が伝達される。このとき出力スイッチング回路３０では、スイッチ素子３１ａ、３２ａがオンである。そのため、トランス２０から平滑コイルＬ２、平滑コンデンサＣ２と並列に接続される負荷（図示せず）、出力スイッチング回路３０のスイッチング素子３１ａの順に電流が流れ、平滑コイルＬ２にエネルギーが蓄積される。

なお、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、期間＃１の開始時点においては、二次巻線Ｎ２ｂに流れる電流の向きは図４の矢印に示すように正方向となっており、二次巻線Ｎ２ａに流れる電流が一定値以上になると、二次巻線Ｎ２ｂの電流極性が反転するようにすることが好ましい。この点は、後に期間＃２の説明で詳しく述べる。

（期間＃２：循環期間）
図３の期間＃２の開始時点では、図５に示すように、入力スイッチング回路１０においてスイッチ素子１１ａがオン状態に維持され、スイッチ素子１２ａおよび１３ａがオフ状態に維持される一方で、スイッチ素子１４ａがオン状態からオフ状態へ遷移する。これにより、高圧バッテリＶ１からトランス２０の一次巻線Ｎ１への直流電圧の供給が停止する。しかし、リアクトル成分Ｌ１は電流を流し続けようとするため、スイッチ素子１３ａに並列接続されたダイオード１３ｂが導通し、ダイオード１３ｂを介して電流が流れる。その結果、図５の矢印に示すように、高圧バッテリＶ１を介さずに、入力スイッチング回路１０、リアクトル成分Ｌ１およびトランス２０を循環する循環電流が流れる。こうしてダイオード１３ｂが導通した後に、スイッチ素子１３ａがオフ状態からオン状態に切り替えられることで、ゼロボルトスイッチングが実現される。

また、期間＃２では期間＃１と同様に、出力スイッチング回路３０のスイッチ素子３１ａおよび３２ａがオン状態に維持される。そのため、図５の矢印に示すように、トランス２０から平滑コイルＬ２、平滑コンデンサＣ２と並列に接続される負荷（図示せず）、出力スイッチング回路３０のスイッチング素子３２ａの順に電流が流れ、平滑コイルＬ２にエネルギーが蓄積される。このときスイッチ素子３１ａを介して二次巻線Ｎ２ｂに流れる電流の向きは、負荷に流れる電流の大きさに応じて変化する。具体的には、負過電流が大きい場合は、二次巻線Ｎ２ｂに流れる電流の向きは正方向、すなわち図５の矢印に示す方向とは逆方向となるが、負過電流が小さい場合は、トランス２０の一次側から二次側へ電力が伝達される際に電流極性が反転し、二次巻線Ｎ２ｂに流れる電流の向きは負方向、すなわち図５の矢印に示す方向となる。

本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１００では、前述のように期間＃１の途中で二次巻線Ｎ２ｂに流れる電流の向きが反対となり、期間＃２でもこの状態が継続されるようにすることが好ましい。すなわち、期間＃２において二次巻線Ｎ２ｂおよびスイッチ素子３１ａに流れる電流の向きは、出力スイッチング回路３０の整流動作に応じた電流の向きに対して反対となることが望ましい。このようにすることで、続く期間＃３において、後述のようにスナバ回路３３に電流が流れるようにして共振電圧を発生させ、入力スイッチング回路１０における循環電流を増大させることができる。このとき図３に示すように、二次巻線Ｎ２ａの電流波形I_N2aは減少し、二次巻線Ｎ２ｂの電流波形I_N2bは負方向に増大する。

（期間＃３：循環期間）
図３の期間＃３では、図６に示すように、入力スイッチング回路１０においてスイッチ素子１１ａおよび１３ａがオン状態であり、スイッチ素子１２ａおよび１４ａがオフ状態である。また、このとき出力スイッチング回路３０において、スイッチ素子３２ａはオン状態に維持され、スイッチ素子３１ａがオンからオフ状態に遷移される。すると、スイッチ素子３１ａがオフ状態に遷移することで、スイッチ素子３１ａに流れる電流が遮断され、スイッチ素子３１ａと並列に接続されたスナバ回路３３へ電流が流れる。このとき、トランス２０の二次巻線Ｎ２ｂとスナバ回路３３により共振電圧が発生する。

また、期間＃３では期間＃２と同様に、入力スイッチング回路１０においてスイッチ素子１１ａおよび１３ａがオン状態であり、スイッチ素子１２ａおよび１４ａがオフ状態であるため、図６の矢印に示すように、高圧バッテリＶ１を介さずに、入力スイッチング回路１０、リアクトル成分Ｌ１およびトランス２０を循環する循環電流が流れている。トランス２０の二次巻線Ｎ２ｂとスナバ回路３３により発生した共振電圧は、出力スイッチング回路３０からトランス２０を介して入力スイッチング回路１０に印加される。この電圧により、入力スイッチング回路１０における循環電流が増大する。

（期間＃４：デッドタイム期間）
図３の期間＃４では、図７に示すように、入力スイッチング回路１０においてスイッチ素子１３ａがオン状態に維持され、スイッチ素子１２ａおよび１４ａがオフ状態に維持される一方で、スイッチ素子１１ａがオン状態からオフ状態へ遷移する。これにより、第１レッグでは一対のスイッチ素子１１ａおよびスイッチ素子１２ａが両方ともオフ状態となる。そのため、本期間はデッドタイム期間と呼ばれる。スイッチ素子１１ａがオフ状態に遷移すると、リアクトル成分Ｌ１は電流を流し続けようとするため、図７の矢印に示すように、スイッチ素子１１ａに並列接続されたコンデンサ１１ｃは充電され、スイッチ素子１２ａに並列接続されたコンデンサ１２ｃは放電される。このとき、リアクトル成分Ｌ１に流れる循環電流が大きいほど、コンデンサ１２ｃの電荷が多く放電されるため、コンデンサ１２ｃの両端電圧の減少量を増大させることが可能となる。理想的には、期間＃４の間にコンデンサ１２ｃの両端電圧をなるべくゼロに近づけることが望ましい。

また、期間＃４では期間＃３と同様に、出力スイッチング回路３０のスイッチ素子３２ａはオン状態に維持され、スイッチ素子３１ａはオフ状態に維持される。このとき、図７に示すように前述の共振電圧に応じた所定のタイミングで、トランス２０の二次巻線Ｎ２ｂとスナバ回路３３に流れる電流の極性が反転する。なお、期間＃４ではなく、後述する期間＃５や期間＃６において電流の極性が反転するようにしてもよい。

（期間＃５）
図３の期間＃５では、図８に示すように、スイッチ素子１３ａがオン状態に維持され、スイッチ素子１１ａおよび１４ａがオフ状態に維持される一方で、スイッチ素子１２ａがオフ状態からオン状態へ遷移する。これにより、高圧バッテリＶ１からリアクトル成分Ｌ１に対して、電流波形I_L1の負方向、すなわち図２の接続点Ｂから接続点Ａに向かう方向に直流電圧が印加され、リアクトル成分Ｌ１において図８の矢印に示す方向に流れている電流が減少する。なお、期間＃４から期間＃５への遷移時にスイッチ素子１２ａをターンオンする際には、コンデンサ１２ｃの両端電圧に応じたスイッチング損失がスイッチ素子１２ａにおいて発生する。しかしながら、前述のように期間＃４でコンデンサ１２ｃの両端電圧を減少させているため、コンデンサ１２ｃの両端電圧を略ゼロとしてゼロボルトスイッチングが可能となる。

また、期間＃５では期間＃３、＃４と同様に、出力スイッチング回路３０のスイッチ素子３２ａはオン状態に維持され、スイッチ素子３１ａはオフ状態に維持されている。そのため、期間＃４と同様に、出力スイッチング回路３０では図８の矢印に示す方向に電流が流れる。

（期間＃６）
図３の期間＃６では、図９に示すように、スイッチ素子１２および１３ａがオン状態に維持され、スイッチ素子１１ａおよび１４ａがオフ状態に維持される。これにより、前述の期間＃５において説明したように、高圧バッテリＶ１からリアクトル成分Ｌ１に対して逆向きの直流電圧が印加される。その結果、リアクトル成分Ｌ１に流れる電流が図８の状態からさらに減少し続け、電流が０未満になると、図９の矢印に示すように電流極性が反転する。

なお、期間＃６以降でのＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作は、前述の期間＃１から＃６での動作を反転した動作となる。すなわち、入力スイッチング回路１０および出力スイッチング回路３０における各スイッチ素子の動作と、これに応じて入力スイッチング回路１０および出力スイッチング回路３０を流れる電流の向きとは、上記で説明した期間＃１から＃６のものに対してそれぞれ反対となる。具体的には、入力スイッチング回路１０においてスイッチ素子１１ａおよび１４ａがオフ状態であり、スイッチ素子１３ａがオン状態であるときに、スイッチ素子１２ａをオン状態からオフ状態へ遷移させて、期間＃２、＃３と同様の循環期間を設けることができる。この循環期間では、高圧バッテリＶ１を介さずに入力スイッチング回路１０、リアクトル成分Ｌ１およびトランス２０を循環する循環電流が流れる。これにより、スイッチ素子１１ａに並列接続されたダイオード１１ｂを導通させ、スイッチ素子１１ａのゼロボルトスイッチングが可能となる。

また、トランス２０の二次巻線Ｎ２ａおよびスイッチ素子３２ａと並列に接続されたスナバ回路３４では、期間＃３における二次巻線Ｎ２ｂおよびスナバ回路３３と同様に、共振電圧を発生して入力スイッチング回路１０に流れる循環電流を増大させることができる。これにより、その後に入力スイッチング回路１０の第２レッグにおける一対のスイッチ素子１３ａおよびスイッチ素子１４ａが両方ともオフ状態となるデッドタイム期間においても、期間＃４と同様に、スイッチ素子１４ａと並列に接続されたコンデンサ１４ｃの両端電圧の減少量を増大させることが可能となる。その結果、スイッチ素子１４ａについてもゼロボルトスイッチングが可能となる。

以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

（１）電力変換装置であるＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、入力電源である高圧バッテリＶ１から入力された直流電力を交流電力に変換する入力スイッチング回路１０と、交流電力の電圧変換を行うトランス２０と、トランス２０により電圧変換された交流電力を直流電力に変換して出力する出力スイッチング回路３０と、入力スイッチング回路１０および出力スイッチング回路３０を制御する制御回路５０と、入力スイッチング回路１０とトランス２０の間に設けられたリアクトル成分Ｌ１とを備える。入力スイッチング回路１０は、高圧バッテリＶ１の正負極間に直列接続されて制御回路５０によりそれぞれスイッチング制御される一対のスイッチ素子１１ａと１２ａ、および１３ａと１４ａを有する。出力スイッチング回路３０は、制御回路５０によりスイッチング制御されるスイッチ素子３１ａ、３２ａと、スイッチ素子３１ａ、３２ａと並列に設けられたスナバ回路３３、３４とを有する。制御回路５０は、高圧バッテリＶ１を介さずに入力スイッチング回路１０、リアクトル成分Ｌ１およびトランス２０を循環する循環電流が流れる循環期間＃３において、スナバ回路３３に電流が流れることで循環電流が増大するように、出力スイッチング回路３０を制御する。また、制御回路５０は、循環期間＃３の後に一対のスイッチ素子１１ａと１２ａが両方ともオフであるデッドタイム期間＃４に移行するように、入力スイッチング回路１０を制御する。このようにしたので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００では出力電流の検出を行うことなく、入力スイッチング回路１０のゼロボルトスイッチングを実現してスイッチング損失を低減できる。したがって、サイズやコストの増大を抑えつつ、電力変換装置であるＤＣ−ＤＣコンバータ１００の高効率化を図ることができる。

（２）リアクトル成分Ｌ１は、トランス２０の漏れインダクタンスと、入力スイッチング回路１０とトランス２０の間に接続されたリアクトル素子と、のいずれか少なくとも一方を用いて構成される。このようにしたので、入力スイッチング回路１０やトランス２０の回路特性に応じて最適なインダクタンスを有するリアクトル成分Ｌ１を設けることができる。

（３）循環期間＃２、＃３においてスイッチ素子３１ａに流れる電流の向きは、出力スイッチング回路３０の整流動作に応じた電流の向きに対して反対であることが好ましい。このようにすれば、循環電流を適切に増大させることができる。

−第２の実施形態−
前述の第１の実施形態では、図３に示した期間＃３と＃４において、制御回路５０が出力スイッチング回路３０のスイッチ素子３１ａと入力スイッチング回路１０のスイッチ素子１１ａのオフタイミングをそれぞれ制御することで、トランス２０の二次巻線Ｎ２ｂとスナバ回路３３により共振電圧を発生させる例を説明した。これに対して、以下に説明する本発明の第２の実施形態では、遅延回路を用いてオフタイミングの制御を行う例を説明する。

図１０は、本発明の第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａの基本回路構成を示す図である。図１０に示すように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａは、第１の実施形態で説明した図２のＤＣ−ＤＣコンバータ１００と比べて、制御回路５０とゲートドライバ６０の間に遅延回路９０がさらに設けられている点が異なっている。

（遅延回路９０）
遅延回路９０は、制御回路５０から出力されて入力スイッチング回路１０におけるスイッチ素子１１ａ〜１４ａのスイッチング動作をそれぞれ制御する出力信号５１〜５４を遅延させて出力する。図１１は、遅延回路９０の一例を示す図である。図１１に示す遅延回路９０は、抵抗とコンデンサを用いて構成されたＲＣ遅延回路の例である。なお、遅延回路９０は図１１に示したものに限らず、任意の回路構成とすることが可能である。出力信号５１〜５４を所望のタイミングだけ遅延させることができれば、どのような回路構成の遅延回路９０であっても同様の効果が得られることはいうまでもない。

本実施形態において、制御回路５０は、入力スイッチング回路１０への出力信号５１〜５４と、出力スイッチング回路３０への出力信号５５〜５６とを、互いに同期させて出力する。このうち出力信号５１〜５４が遅延回路９０によって遅延されることで、第１の実施形態で説明したように、出力スイッチング回路３０のスイッチ素子３１ａに対して入力スイッチング回路１０のスイッチ素子１１ａのオフタイミングを遅らせることが可能となる。その結果、第１の実施形態で説明したのと同様に、トランス２０の二次巻線Ｎ２ｂとスナバ回路３３により共振電圧を発生させ、入力スイッチング回路１０における循環電流を増大させることができる。また同様に、出力スイッチング回路３０のスイッチ素子３２ａに対して入力スイッチング回路１０のスイッチ素子１３ａのオフタイミングを遅らせることが可能となるため、トランス２０の二次巻線Ｎ２ａとスナバ回路３４により共振電圧を発生させ、入力スイッチング回路１０における循環電流を増大させることもできる。

以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、第１の実施形態で説明したのと同様の作用効果を奏する。さらに、電力変換装置であるＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａは、制御回路５０と入力スイッチング回路１０の間に設けられた遅延回路９０を備える。制御回路５０は、入力スイッチング回路１０を制御するための出力信号５１〜５４と、出力スイッチング回路３０を制御するための出力信号５５〜５６とを互いに同期させて出力する。遅延回路９０は、出力信号５１〜５４を遅延させ、ゲートドライバ６０を介して入力スイッチング回路１０へ出力する。このようにしたので、制御回路５０において特別な制御を必要とせずに、入力スイッチング回路１０における循環電流を容易に増大させることが可能となる。

なお、以上説明した本発明の各実施形態では、４つのスイッチ素子１１ａ〜１４ａにより構成された電圧形フルブリッジ回路である入力スイッチング回路１０と、電流形センタータップ回路であるトランス２０とを組み合わせて構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ１００および１００ａを、位相シフト制御方式により制御する制御回路５０の例を用いて本発明を説明したが、本発明はこれに限定されない。入力された第１の直流電力を交流電力に変換する入力スイッチング回路と、交流電力の電圧変換を行うトランスと、トランスにより電圧変換された交流電力を第２の直流電力に変換して出力する出力スイッチング回路とを有する電力変換装置であれば、本発明を適用可能であり、各実施形態で説明したのと同様の作用効果を奏することができる。また、以上説明した各実施形態は、それぞれ単独で適用してもよく、任意に組み合わせてもよい。

以上説明した各実施形態や各種変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。また、上記では種々の実施形態や変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

１…正極入力端子、２…負極入力端子、３…正極出力端子、４…負極出力端子、１０…入力スイッチング回路、１１ａ〜１４ａ…スイッチ素子、１１ｂ〜１４ｂ…ダイオード、１１ｃ〜１４ｃ…コンデンサ、２０…トランス、３０…出力スイッチング回路、３１ａ，３２ａ…スイッチ素子、３１ｂ，３２ｂ…ダイオード、３１ｃ，３２ｃ…コンデンサ、３３，３４…スナバ回路、４１…電圧検出器、５０…制御回路、５１〜５６…出力信号、６０，６１…ゲートドライバ、７１〜７６…駆動信号、９０…遅延回路、１００，１００ａ…ＤＣ−ＤＣコンバータ、２００…車両電源制御部、３００…ＨＶ系機器、４００…補機機器、１０００…車両、Ｎ１…一次巻線、Ｎ２ａ，Ｎ２ｂ…二次巻線、Ｓ…整流接続点、Ｔ…中性点、Ｖ１…高圧バッテリ、Ｖ２…低圧バッテリ

Claims (4)

1. 入力電源から入力された第１の直流電力を交流電力に変換する入力スイッチング回路と、
   前記交流電力の電圧変換を行うトランスと、
   前記トランスにより電圧変換された前記交流電力を第２の直流電力に変換して出力する出力スイッチング回路と、
   前記入力スイッチング回路および前記出力スイッチング回路を制御する制御回路と、
   前記入力スイッチング回路と前記トランスの間に設けられたリアクトル成分と、を備え、
   前記入力スイッチング回路は、前記入力電源の正負極間に直列接続されて前記制御回路によりそれぞれスイッチング制御される一対の入力スイッチ素子を有し、
   前記出力スイッチング回路は、前記制御回路によりスイッチング制御される出力スイッチ素子と、前記出力スイッチ素子と並列に設けられたスナバ回路と、を有し、
   前記制御回路は、
   前記入力電源を介さずに前記入力スイッチング回路、前記リアクトル成分および前記トランスを循環する循環電流が流れる循環期間において、前記スナバ回路に電流が流れることで前記循環電流が増大するように、前記出力スイッチング回路を制御し、
   前記循環期間の後に前記一対の入力スイッチ素子が両方ともオフであるデッドタイム期間に移行するように、前記入力スイッチング回路を制御する電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記リアクトル成分は、前記トランスの漏れインダクタンスと、前記入力スイッチング回路と前記トランスの間に接続されたリアクトル素子と、のいずれか少なくとも一方を用いて構成される電力変換装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記循環期間において前記出力スイッチ素子に流れる電流の向きは、前記出力スイッチング回路の整流動作に応じた電流の向きに対して反対である電力変換装置。
4. 請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
   前記制御回路と前記入力スイッチング回路の間に設けられた遅延回路を備え、
   前記制御回路は、前記入力スイッチング回路を制御するための第１の出力信号と、前記出力スイッチング回路を制御するための第２の出力信号とを互いに同期させて出力し、
   前記遅延回路は、前記第１の出力信号を遅延させて前記入力スイッチング回路へ出力する電力変換装置。

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