JP2005218156A - 電源供給方法および電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 周期的に消費電力が変動する負荷と接続することで生じていたフリッカを防止するようにした。
【解決手段】 電源装置１００は、電源回路１と、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する電源回路２とからなり、電源回路２には周期的に発光可能なフラッシュランプなどの負荷２００が接続されている。電源回路１はスイッチング電源回路と制御回路からなり、制御回路は、整流回路で整流された入力電圧を検出する入力電圧検出部１１、直流出力電圧Ｖｏ１を検出する出力電圧検出部１２、電流指令値を演算する演算部１３、演算された電流指令値と電流検出抵抗Ｒで検出した電流信号との差分信号を出力する差分演算部１４、差分信号からオンデューティを決定する調節器１５、及びオンデューティパルスを生成して第１の電界効果トランジスタＱ１のオンオフ制御するパルス生成部１６を備え、電源回路１の直流出力電圧Ｖｏ１を制御する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、商用電源を電源回路により直流電圧に変換して負荷に供給する電源供給方法およびそのための電源装置に関し、特に周期的に消費電力の変動が生じる負荷、例えばフラッシュランプ定着を用いる画像形成装置等に対して、商用電源から電力供給する電源供給方法および電源装置に関する。

例えば、フラッシュランプ定着を用いるプリンタなどのフラッシュ定着型画像形成装置は、周期的に消費電力の変動が生じる負荷である。このような画像形成装置では、フラッシュランプ用高圧電源装置の電源出力に充放電用コンデンサおよび周期的に発光可能なフラッシュランプが接続されているため、近年になってプリンタを含む情報機器など、電源装置を要因とするフリッカが問題となっている。

一般に、商用電源には抵抗成分とリアクタンス成分とから構成されるインピーダンスが存在し、インピーダンス部への流入電流により電圧降下が発生することによって商用電源の電圧も変動する。そこで、電源装置と同じ商用電源に照明装置などが接続されているときには、照明装置の入力電圧もまた変動する。このため、こうした電圧変動によって照明装置にはフリッカと呼ばれる現象が発生することになる。後述する特許文献１には、照明のちらつきにより人の眼に不快感を与えるフリッカが防止されたフラッシュ定着型画像形成装置の記載がある。

ここで、フリッカとは、人間が感じる明るさの変動（ちらつき）であって、その度合いを定量的に評価することができる。ヨーロッパではフリッカの規制が法制化されており、フリッカの防止対策が重要な技術項目となってきている。ヨーロッパにおける電源装置のフリッカ規制については、その限度値は降下する電圧値と繰り返し発生する頻度（周波数）により決められており、規制値は短時間フリッカ値によって決められている。

図４は、従来のフラッシュランプ用高圧電源装置の一例を示す概略ブロック図である。
画像形成装置の高圧電源装置１００（以下、単に電源装置１００という。）は、力率改善機能を有する電源回路１１０、および電源回路１１０の直流出力電圧を入力として充電用コンデンサを充電させる充電器としての電源回路１２０とから構成される。この電源装置１００には商用電源Ｖａｃから電力供給され、負荷２００として、例えば周期的に発光可能なフラッシュランプが接続されていて、動作時には電源回路１２０からこのフラッシュランプに対して繰り返し所定の直流出力を供給するように構成されている。

この電源回路１１０は、ダイオードＤ１〜Ｄ４からなる整流回路と、チョークコイルＬと、ダイオードＤ５と、コンデンサＣ１と、スイッチング素子である第１の電界効果トランジスタＱ１と、制御回路１１１とからなるブーストコンバータを用いたアクティブフィルタ回路（スイッチングレギュレータ）を構成している。このうち制御回路１１１は、基準電源１１２を有する電圧エラーアンプ１１３と、乗算器１１４と、電流検出抵抗Ｒと、電流エラーアンプ１１５と、発振器１１６と、電界効果トランジスタＱ１のオン／オフをＰＷＭ（パルス幅変調）制御するためのＰＷＭコンパレータ１１７とから構成されるものであり、商用電源Ｖａｃから電源回路１１０への入力電流Ｉｉｎを整流するとともに、スイッチングレギュレータで発生する高調波電流を抑えて、改善された力率で後段の電源回路１２０の充電用コンデンサを充電することができる。

図５は、充電器として充電用コンデンサを備えた電源回路１２０の一例を示すブロック図である。
電源回路１２０は、トランスＴを含むＤＣ−ＤＣコンバータを構成するものであって、このトランスＴをスイッチング動作させるための第２の電界効果トランジスタＱ２と、電流検出用の基準電源２１を有するエラーアンプ２２と、発振器２３と、ＰＷＭコンパレータ２４と、トランスＴの二次巻線からの電流を整流するダイオードＤ６，Ｄ７と、平滑チョークコイルＬ２と、平滑コンデンサＣ３等からなる。この電源回路１２０には、電源回路１１０の直流出力電圧Ｖｏ１が入力しており、それが電源回路１２０のコンデンサＣ２と第２の電界効果トランジスタＱ２を介してトランスＴの１次巻線に印加され、電源回路１２０の出力端子に接続されたフラッシュランプに対して出力される負荷電圧Ｖｏを周期的に生成している。

図６は、従来の電源装置の入力電流Ｉｉｎと負荷電圧Ｖｏとを測定した信号波形図である。図６の上部には、電源回路１１０の入力電流（Ｉｉｎ）波形を示し、その下には、電源回路１２０に周期的消費電力変動を生じるフラッシュランプ（負荷）を接続した場合の負荷電圧Ｖｏとフラッシュランプ発光信号とを示している。

上述した電源装置１００を備えた画像形成装置は、フラッシュランプの発光信号が、充放電用コンデンサを充電するモード（充電期間）と、充放電用コンデンサから放電し、フラッシュランプの発光を行うモード（放電期間）とを定周期で繰り返すことにより、連続した画像コピー等が可能になるものである。

このような従来の高圧電源装置では、充放電用コンデンサに充電を行う際に商用電源Ｖａｃから多くの電流を電源回路１１０に供給する必要があり、充電が停止している間も、商用電源Ｖａｃから微小電流が流入する。図６に示す負荷電圧（Ｖｏ）波形に示すように、フラッシュランプを繰り返し発光させる充放電用コンデンサが規定の負荷電圧値（１７００Ｖ）になったとき、負荷２００への電力の供給を停止しなければならない。こうした電力供給停止期間が必要になるのは、フラッシュランプの発光エネルギー量に制約があるからである。

また、フラッシュランプ発光後、すぐに電力供給を再開すると、フラッシュランプが続流してしまう。ここで続流とは、ランプ発光後、ランプが消灯せずに発光を続ける状態のことである。このため、負荷への電力の供給を図６に示す期間Ａの間だけ停止させなければならない。この期間Ａが、上述の負荷２００への電力供給停止期間である。

さらに、電源回路１１０への入力電流Ｉｉｎは、負荷である充放電用コンデンサへの充電開始時から徐々に上昇していって、充電完了の直前には最大の電流値（約３５Ａ）となる。
特開２００３−７６２０７号公報（段落番号〔０００７〕，〔００２３〕〜〔００２４〕，図２）

従来の電源供給方法では、周期的消費電力変動を生じる負荷の動作周期、或いは電力変動の大きさによっては、ヨーロッパにおける短時間フリッカ値による規制を簡単にはクリアすることができない。

また、従来の電源装置では、接続される負荷のピーク電力を考慮した部品選定を行わなければならず、コスト低減や、装置の小型化が困難であるという問題もあった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、周期的に消費電力が変動する負荷と接続することで生じていたフリッカを防止するようにした電源供給方法および電源装置を提供することを目的とする。

本発明では上記課題を解決するために、交流電源を直流電圧に変換して負荷に供給する電源供給方法が提供される。
この電源供給方法は、前記負荷の消費電力が周期的に変動するとき、前記直流電圧を前記負荷が動作可能な上限と下限の電圧範囲に変換するとともに、前記交流電源の入力電流を一定の大きさに制御し、前記負荷の消費電力が小さく、かつ消費電力の変動幅が小さいとき、前記直流電圧（負荷への供給電圧）を定電圧制御することを特徴とする。

また、本発明では上記課題を解決するために、商用電源の交流入力を整流平滑した直流出力電圧をＤＣ−ＤＣコンバータに入力し、消費電力の大きさが周期的に変動する負荷に対して該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を供給する電源装置が提供される。

この電源装置は、前記商用電源の交流入力を整流し昇圧平滑して前記ＤＣ−ＤＣコンバータへ供給するスイッチング電源回路と、前記スイッチング電源回路の入力電流実効値が前記負荷における平均消費電力に対応した一定電流値となるように、前記直流出力電圧を制御する制御回路と、を備えたことを特徴とするものである。

本発明の電源装置では、周期的な消費電力の変動を生じる負荷と接続される電源装置において、フリッカの発生を確実に防止することが可能である。
また、電源装置の入力部については、負荷のピーク電力を考慮した部品選定を行う必要がなく、負荷の平均消費電力のみを考慮した部品選定で良くなる。したがって、電源装置自体のコスト低減や、装置の小型化にも効果がある。

さらに、電源装置に接続される電源ケーブル、ヒューズ、ブレーカ、ＵＰＳ等の受電装置も小型化できるうえ、商用電源の契約電力容量も低減できる。

以下、この発明の実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。図１は、実施の形態に係る電源装置を示す概略図である。
電源装置１００は、図４の従来のフラッシュランプ用高圧電源装置と同様、力率改善機能を有する第１の電源回路１と、この電源回路１の出力側に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータを構成する第２の電源回路２とからなり、さらに電源回路２には周期的に発光可能なフラッシュランプなどの負荷２００が接続されている。

電源回路１の主回路構成は、単相交流入力のアクティブフィルタ回路に用いられるブーストコンバータである。このアクティブフィルタ回路は、商用交流電源から供給される電流を数十〜数百ｋＨｚの高い周波数で断続させながら出力信号波形を制御するものであって、ここでは、昇圧形の電圧コンバータを構成している。

すなわち、第１の電源回路１はスイッチング電源回路と制御回路からなり、スイッチング電源回路はダイオードＤ１〜Ｄ４からなる整流回路、チョークコイルＬ、スイッチング素子である第１の電界効果トランジスタＱ１、ダイオードＤ５、コンデンサＣ１から構成される。また、制御回路は、電源回路１の直流出力電圧Ｖｏ１を制御するものであって、整流回路で整流された入力電圧を検出する入力電圧検出部１１、直流出力電圧Ｖｏ１を検出する出力電圧検出部１２、電流指令値を演算する演算部１３、演算された電流指令値と電流検出抵抗Ｒで検出した電流信号との差分信号を出力する差分演算部１４、差分信号からオンデューティを決定する調節器１５、及びオンデューティパルスを生成して第１の電界効果トランジスタＱ１のオンオフ制御をするパルス生成部（Ｏｎ−Ｄｕｔｙ）１６を備えている。

なお、第２の電源回路２は、充電器として充電用コンデンサを備えており、図５に示す電源回路１２０と同様に構成できる。
つぎに、上述したように構成される電源装置１００の動作について説明する。

図２は、図１の電源装置１００における消費電力Ｗと直流出力電圧Ｖｏ１との関係を示す図である。ここには、周期Ｔ、Ｄｕｔｙ=０．５の電力を負荷２００で消費する場合の最終的安定状態を示している。

電源回路１では、商用周波の商用電源ＶａｃをダイオードＤ１〜Ｄ４からなる整流回路で整流した電圧をチョークコイルＬに与え、そこに流れる電流を第１の電界効果トランジスタＱ１により高い周波数で断続しながら、電流遮断時にチョークコイルＬに発生する電圧を、ダイオードＤ５を介して直流出力電圧Ｖｏ１として取り出すとともに、コンデンサＣ１により平滑化しかつ安定化させている。電源回路１の演算部１３では、入力電圧検出部１１で検出された入力電圧位相に同期して、入力電流実効値が一定電流値となるように電流指令値を発生させる。差分演算部１４では、電流指令値と入力電流Ｉｉｎとの差分信号を演算する。また、調節器１５およびパルス生成部１６では、電源回路２に供給される直流出力電圧Ｖｏ１が、負荷２００に所定の電圧（電力）を供給できる範囲内に収まる大きさになるように、パルス生成部１６からのデューティパルスによって第１の電界効果トランジスタＱ１をオンオフ制御している。

このように、第１の電源回路１のスイッチング制御回路は、その制御回路によって直流出力電圧Ｖｏ１が制御され、このことによって第２の電源回路２では負荷２００に所定の電圧（電力）を供給することができる。すなわち、負荷２００が周期的に消費電力の変動を生じる負荷であるために、電源回路１の演算部１３では、入力電圧位相に同期した入力電流Ｉｉｎであって、かつ入力電流実効値が負荷２００における平均消費電力に対応した一定電流値となるように、直流出力電圧Ｖｏ１を電源回路２に所定の大きさで供給している。

第２の電源回路２は、図２に示すように、電源回路１の直流出力電圧Ｖｏ１が最小値Ｖｏ_Lと最大値Ｖｏ_Hとの間に制御されているとき、負荷２００に所定の電圧（電力）を供給することができる。以下では、説明を簡潔なものとするために、電源回路１と電源回路２における変換効率を１００％と仮定する。

入力電流実効値Ｉは、消費電力をＷ、入力電圧実効値をＶとするとき、
Ｉ＝０．５Ｗ／Ｖ …（１）
に制御される。その時、電源回路２に実際に供給されている直流出力電圧Ｖｏ１の最大値をＶｏ１ｍａｘ、最小値をＶｏ１ｍｉｎ、コンデンサＣ１の容量値をＣ１とした場合には、周期Ｔと消費電力Ｗとの関係が、

となる。
つぎに、電流指令値を演算する演算部１３のアルゴリズムについて説明する。負荷２００において想定される平均消費電力をＷｏと見積るとき、電流指令値の初期値はＷｏ／Ｖとなる。また、電源回路１の直流出力電圧Ｖｏ１に、上側閾値Ｖｔ_Hと下側閾値Ｖｔ_Lとを設定することにより、例えば差分値ΔＶ_H（＝Ｖｔ_H−Ｖｏ１ｍａｘ）を直流出力電圧Ｖｏ１の制御対象とすることができる。

いま、電源回路２に接続された負荷２００での消費電力Ｗが平均消費電力Ｗｏより小さいとすれば、電源回路２に供給される直流出力電圧Ｖｏ１は上昇する。その結果、差分値ΔＶ_Hが小さくなる。そこで、演算部１３では電流指令値を小さくする方向に制御する。この差分値ΔＶ_Hによる制御プロセスを負荷２００での消費電力Ｗの変動毎に繰り返すことにより、最適電流指令値が求まる。また、演算部１３における保護動作として、直流出力電圧Ｖｏ１が上側閾値Ｖｔ_Hに達した場合は、上側閾値Ｖｔ_Hを出力電圧目標値とする定電圧制御に切り替えることができる。反対に、直流出力電圧Ｖｏ１が下側閾値Ｖｔ_Lにまで達した場合には、電流指令値を増大させることにより、電源回路２が動作不能になることを防止できる。

図３は、図１に示す電源装置の入力電流Ｉｉｎと負荷電圧Ｖｏとを測定した信号波形図である。この場合に入力電流Ｉｉｎは、演算部１３からの電流指令値にしたがって一定の大きさに制御される。図６の信号波形図に示す入力電流Ｉｉｎのピーク値（約３５Ａ）と比較すると、同じ１７００Ｖの負荷電圧Ｖｏを出力しているが、入力電流Ｉｉｎのピーク値は約２０Ａと低減している。また、負荷での周期的な消費電力の変動があっても、入力電流Ｉｉｎの大きさには変動が生じないという利点がある。

このように、図１の電源装置１００によれば、負荷２００の周期的消費電力変動に追従せず、平均消費電力に対応した一定入力電流になるように制御できるため、フラッシュ定着型画像形成装置などへの電源供給において、フリッカの発生を防止できる。

なお、上述した演算部１３のアルゴリズムは一例であって、直流出力電圧Ｖｏ１の下側閾値Ｖｔ_Lと最小値Ｖｏ１ｍｉｎとの差ΔＶ_L（＝Ｖｔ_L−Ｖｏ１ｍｉｎ）、あるいは直流出力電圧Ｖｏ１自体の平均値を制御対象に選ぶことも可能である。

また、電源回路１の演算部１３は、負荷２００の動作時と待機時とで異なる制御アルゴリズムを設定して、スイッチング電源回路を制御することも可能である。例えば画像形成装置の定着用フラッシュランプのように、待機時には負荷２００における消費電力Ｗが小さく、かつその変動幅が小さいものでは、待機時に直流出力電圧Ｖｏ１を定電圧制御するようにしてもよい。

さらに、演算部１３により平均消費電力に対応した最適制御パラメータが決定されたとき、電源装置１００をオフしたあとでもその値を不揮発性のメモリなどに記憶するように構成し、電源装置１００が一旦オフされた後の再動作時にメモリから最適電流指令値を取り出して制御するようにすれば、再起動直後に最適電流指令値が演算されるまでの過渡期間を無くすことができる。

以上では、商用電源が単相交流電源の場合について説明したが、三相交流電源が供給される三相アクティブフィルタ機能付の昇圧コンバータ回路にも適用できることは言うまでもない。また、三相入力時にいずれかの相が欠相した場合には、入力電流を√３倍に切り替えることによって、一相の時と同じ動作を行うことができる。

本発明の実施の形態に係る電源装置を示す概略図である。 図１の電源装置における消費電力Ｗと直流出力電圧Ｖｏ１との関係を示す図である。 図１に示す電源装置の入力電流Ｉｉｎと負荷電圧Ｖｏとを測定した信号波形図である。 従来のフラッシュランプ用高圧電源装置の一例を示す概略ブロック図である。 充電器として充電用コンデンサを備えた電源回路の一例を示すブロック図である。 従来の電源装置の入力電流Ｉｉｎと負荷電圧Ｖｏとを測定した信号波形図である。

符号の説明

１ 第１の電源回路
２ 第２の電源回路
１１ 入力電圧検出部
１２ 出力電圧検出部
１３ 演算部
１４ 差分演算部
１５ 調節器
１６ パルス生成部
Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ５ ダイオード
Ｌ チョークコイル
Ｑ１ 第１の電界効果トランジスタ
Ｃ１ コンデンサ
Ｖｏ１ 直流出力電圧
Ｖａｃ 商用電源
Ｉｉｎ 入力電流
Ｖｏ 負荷電圧
１００ 高圧電源装置
２００ 負荷

Claims (7)

1. 交流電源を直流電圧に変換して負荷に供給する電源供給方法において、
   前記負荷の消費電力が周期的に変動するとき、前記直流電圧を前記負荷が動作可能な上限と下限の電圧範囲に変換するとともに、前記交流電源の入力電流を一定の大きさに制御し、
   前記負荷の消費電力が小さく、かつ消費電力の変動幅が小さいとき、前記直流電圧を定電圧制御することを特徴とする電源供給方法。
2. 商用電源の交流入力を整流平滑した直流出力電圧をＤＣ−ＤＣコンバータに入力し、消費電力の大きさが周期的に変動する負荷に対して該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を供給する電源装置において、
   前記商用電源の交流入力を整流し昇圧平滑して前記ＤＣ−ＤＣコンバータへ供給するスイッチング電源回路と、
   前記スイッチング電源回路の入力電流実効値が前記負荷における平均消費電力に対応した一定電流値となるように、前記直流出力電圧を制御する制御回路と、
   を備えたことを特徴とする電源装置。
3. 前記制御回路は、前記負荷の動作時と、前記負荷における消費電力が小さくかつ電圧変動幅が小さい待機時とのそれぞれで、前記スイッチング電源回路に対する異なる制御アルゴリズムを有しており、前記待機時には前記直流出力電圧を定電圧制御することを特徴とする請求項２記載の電源装置。
4. 前記制御回路は、前記平均消費電力に対応した最適制御パラメータを演算する演算部と、前記演算部により決定された最適制御パラメータを記憶するメモリとを備えたことを特徴とする請求項２記載の電源装置。
5. 前記スイッチング電源回路は、前記商用電源が単相交流電源、あるいは三相交流電源のいずれにも対応するように構成されていることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
6. 前記制御回路では、前記商用電源が三相交流電源であって、三相のうちいずれかの相が欠相した場合に、前記入力電流実効値を√３倍にして一定電流値に制御するようにしたことを特徴とする請求項５記載の電源装置。
7. 前記負荷は、前記スイッチング電源回路の直流出力電圧を昇圧して前記ＤＣ−ＤＣコンバータに入力し、該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力によって駆動される画像形成装置の定着用フラッシュランプであることを特徴とする請求項２記載の電源装置。

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