JP6032749B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、外部から入力される交流入力電圧に基づいて直流出力電圧を生成し、当該直流出力電圧を負荷に供給するスイッチング電源装置に関する。

従来のスイッチング電源装置としては、例えば、特許文献１に記載のものが知られている。図３に示すように、このスイッチング電源装置１０Ｂは、電源プラグＰＬ１１を介して入力される交流入力電圧を整流および平滑する一次側整流平滑部１１と、一次側整流平滑部１１から出力された電圧をスイッチングしてスイッチング電圧を生成するスイッチング素子ＦＥＴ１１と、一次巻線Ｎ１１、二次巻線Ｎ１２および補助巻線Ｎ１３を有し、一次巻線Ｎ１１にスイッチング電圧が供給されるトランスＴ１１と、二次巻線Ｎ１２に誘起される誘起電圧を整流および平滑する二次側整流平滑部１２と、二次側整流平滑部１２からの出力を一次側にフィードバックするための出力検出部１３と、当該フィードバックに応じてスイッチング素子ＦＥＴ１１のスイッチングを制御するスイッチング制御部１４と、交流入力電圧を監視する電圧監視部１５と、補助巻線Ｎ１３に誘起される誘起電圧により充電されるコンデンサＣ１３を有し、コンデンサＣ１３に蓄積された電荷に応じた電圧を電源電圧としてスイッチング制御部１４に供給する補助電源部１６と、放電経路を形成する放電経路形成部（放電回路）１７とを備えている。

このスイッチング電源装置１０Ｂでは、定常動作時に何らかの要因で交流入力電圧の入力が停止すると、電圧監視部１５のコンデンサＣ１４が抵抗Ｒ１４を介して放電し、トランジスタＴＲ１１がオフする。トランジスタＴＲ１１がオフすると、一次側整流平滑部１１のコンデンサＣ１１に蓄積されている電荷によって放電経路形成部１７のトランジスタＴＲ１２がオンし、放電経路形成部１７に放電経路が形成される。放電経路が形成されると、補助電源部１６のコンデンサＣ１３が当該放電経路を介して放電され、スイッチング制御部１４の電源電圧が急速に低下し、スイッチング制御部１４が停止する。スイッチング制御部１４が停止すると、スイッチング素子ＦＥＴ１１のスイッチング動作が停止し、二次側整流平滑部１２から負荷への出力が停止する。このように、このスイッチング電源装置１０Ｂによれば、交流入力電圧の停止後、比較的短時間で負荷への出力を停止させることができる。

図４に、別の従来のスイッチング電源装置１０Ｃを示す。同図に示すように、スイッチング電源装置１０Ｃは、一次側整流平滑部１と、スイッチング手段Ｑ２と、トランスＴ１と、二次側整流平滑部２と、出力検出部３と、ＰＷＭ制御回路（スイッチング制御部）４と、電圧監視部５と、補助電源部６と、放電回路（放電経路形成部）７とを備えている。

一次側整流平滑部１は、商用交流電源ＡＣＶから入力される交流入力電圧を整流するダイオードブリッジＢＤ１と、整流後の交流入力電圧を平滑する平滑コンデンサＣ１と、ダイオードブリッジＢＤ１と平滑コンデンサＣ１と間に接続された力率改善回路と、を備えている。力率改善回路は、力率を改善するために設けられたものであり、コイルＬと、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１と、整流ダイオードＤ１とで構成されている。

スイッチング手段Ｑ２は、一次側整流平滑部１から出力された直流電圧をスイッチングしてスイッチング電圧を生成するスイッチング素子（ＦＥＴ）で構成されている。スイッチング手段Ｑ２は、ＰＷＭ制御回路４の制御下でスイッチング動作を行う。

トランスＴ１は、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および補助巻線Ｎ３を有している。１次巻線Ｎ１の一端（なおトランスＴ１については、●印の側を一端側、反対側を他端側とする。以下同じ。）は一次側整流平滑部１に接続される一方、１次巻線Ｎ１の他端はスイッチング手段Ｑ２に接続されている。一次巻線Ｎ１には、スイッチング電圧が供給される。

二次側整流平滑部２は、アノードが二次巻線Ｎ２の他端に接続された整流ダイオードＤ２と、一端が整流ダイオードＤ２のカソードに接続され、かつ他端が二次巻線Ｎ２の一端に接続された平滑コンデンサＣ２とで構成されている。二次側整流平滑部２は、二次巻線Ｎ２に誘起される誘起電圧を整流ダイオードＤ２により整流し、平滑コンデンサＣ２により平滑することで、負荷に供給するための直流出力電圧を生成し、当該直流出力電圧を出力する。

出力検出部３は、二次側整流平滑部２から出力される直流出力電圧を検出するための出力電圧検出回路と、出力電圧検出回路で検出された直流出力電圧の多寡に関する信号をＰＷＭ制御回路４に出力するフォトカプラＰＣ１とで構成されている。

ＰＷＭ制御回路４は、直流出力電圧が一定になるように、スイッチング手段Ｑ２のスイッチング動作を制御する。ＰＷＭ制御回路４では、起動時には起動抵抗Ｒ５を介して平滑コンデンサＣ１の端子電圧がＶＨ端子に入力され、定常動作時には補助電源部６で生成された電源電圧がＶｃｃ端子に入力される。

電圧監視部５は、アノードが一次側整流平滑部１の一方の入力端に接続された整流ダイオードＤ４と、一端が整流ダイオードＤ４のカソードに接続された抵抗Ｒ３と、一端が抵抗Ｒ３の他端に接続され、かつ他端が接地された抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ４からなる並列回路と、ベースが並列回路の一端に接続され、かつエミッタが並列回路の他端に接続されたトランジスタＱ３とで構成されている。トランジスタＱ３は、定常動作時にオンする一方、交流入力電圧の入力が停止するとオフする。換言すれば、トランジスタＱ３のコレクタ（電圧監視部５の出力端）は、定常動作時にローレベルの状態（第１状態）となる一方、交流入力電圧の入力が停止するとハイレベルの状態（第２状態）となる。

ところで、スイッチング電源装置１０Ｃでは、定常動作時に交流入力電圧の入力が停止した場合、平滑コンデンサＣ１の両端電圧からスイッチング電圧が生成される。このため、交流入力電圧の入力停止からある程度の時間が経過すると、平滑コンデンサＣ１の両端電圧が大きく低下した状態でスイッチング電圧が生成されこととなり、スイッチング手段Ｑ２等の誤動作を招くおそれがある。この誤動作を防止すべく、早期に交流入力電圧の入力停止を検出するために、電圧監視部５が設けられている。

また、スイッチング電源装置１０Ｃでは、電圧監視部５に抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ４からなる並列回路を設け、トランジスタＱ３がオフするタイミングを遅らせることで、交流入力電圧の停止後であっても所定値以上の直流出力電圧が保持される時間（以下、保持時間）を確保している。例えば、負荷がマイコンおよび不揮発性メモリを含む場合、負荷が動作しているとき（重負荷状態のとき）に交流入力電圧の入力が停止しても、この保持時間の間にマイコン内のデータを不揮発性メモリに退避させることができる。

保持時間は、負荷が重負荷状態のときは負荷の消費電力が大きくなるので相対的に短くなり、負荷が軽負荷状態（スタンバイ状態）のときは負荷の消費電力が小さくなるので相対的に長くなる。

補助電源部６は、アノードが補助巻線Ｎ３の他端に接続された整流ダイオードＤ６と、一端が整流ダイオードＤ６のカソードに接続され、かつ他端が補助巻線Ｎ３の一端に接続されたコンデンサＣ７とで構成されている。補助電源部６は、補助巻線Ｎ３に誘起される誘起電圧により充電されるコンデンサＣ７の端子電圧を、電源電圧としてＰＷＭ制御回路４のＶｃｃ端子に出力する。

放電回路７は、ベースが電圧監視部５のトランジスタＱ３のコレクタに接続され、かつエミッタが接地されたトランジスタＱ４と、一端が補助電源部６のコンデンサＣ７の一端に接続され、かつ他端がトランジスタＱ４のベースに接続された抵抗Ｒ９と、一端がコンデンサＣ７の一端に接続され、かつ他端がトランジスタＱ４のコレクタに接続された抵抗Ｒ１０とで構成されている。放電回路７では、交流入力電圧の入力停止時に電圧監視部５のトランジスタＱ３がオフすることで、トランジスタＱ４がオンし、補助電源部６のコンデンサＣ７を放電させるための放電経路が形成される。

続いて、図５を参照して、定常動作時に交流入力電圧の入力が停止した場合におけるスイッチング電源装置１０Ｃの動作について説明する。

以下の説明では、負荷がマイコンおよび不揮発性メモリを含むものとし、重負荷状態時において、交流入力電圧の入力停止後にマイコン内のデータを不揮発性メモリに退避させるために必要な保持時間をＴ_Ａとする。また、定常動作時の平滑コンデンサＣ１の両端電圧をＶ_１とし、交流入力電圧の入力停止後に直流出力電圧を保持するために必要な平滑コンデンサＣ１の両端電圧をＶ_２とする。

スイッチング電源装置１０Ｃでは、重負荷状態時において平滑コンデンサＣ１の両端電圧がＶ_１からＶ_２になるまでの時間と保持時間Ｔ_Ａとが同程度になるように、平滑コンデンサＣ１の容量を決めている。また、スイッチング電源装置１０Ｃでは、保持時間Ｔ_Ａを経過した後にトランジスタＱ３がオフするように、ある程度の余裕を持たせてコンデンサＣ４および抵抗Ｒ４からなる並列回路の時定数を設定している。

図５に示すように、時間ｔ_１において交流入力電圧の入力が停止すると（図５（ａ））、電圧監視部５のコンデンサＣ４が抵抗Ｒ４を介して予め設定された時定数で放電し始め（図５（ｂ））、保持時間Ｔ_Ａの終期である時間ｔ_３よりも後の時間ｔ_５においてトランジスタＱ３がオフする（図５（ｃ））。

時間ｔ_５においてトランジスタＱ３がオフすると、放電回路７のトランジスタＱ４がオンして放電経路が形成され（図５（ｄ））、ＰＷＭ制御回路４では電源電圧Ｖｃｃが急速に低下して（図５（ｅ））、時間ｔ_５’においてＰＷＭ制御回路４が停止する。その結果、時間ｔ_５’においてスイッチング手段Ｑ２のスイッチング動作（平滑コンデンサＣ１の放電）が停止し、負荷への直流出力電圧が停止することとなる（図５（ｆ））。

結局、スイッチング電源装置１０Ｃでは、保持時間Ｔ_Ａの終期である時間ｔ_３よりも後の時間ｔ_５’において負荷への直流出力電圧が停止することとなるので、保持時間Ｔ_Ａを確実に確保することができる。

実用新案登録第２５５１３９０号公報

ところで、負荷が軽負荷状態の場合、例えばマイコン内のデータを不揮発性メモリに退避させる時間等が不要となるので、軽負荷状態時の保持時間Ｔ_２を保持時間Ｔ_Ａ以上にする必要はなく、むしろ軽負荷状態時の保持時間Ｔ_２は保持時間Ｔ_Ａ以下である方が好ましい。

しかしながら、従来のスイッチング電源装置１０Ｃでは、交流入力電圧の入力が停止してから負荷への直流出力電圧の出力が停止するまでの時間が、負荷の状態にかかわらず電圧監視部５のコンデンサＣ４および抵抗Ｒ４の時定数によって一律に決まってしまうので、重負荷状態時に保持時間Ｔ_Ａを確保しようとすると、軽負荷状態時の保持時間Ｔ_２が無駄に長くなってしまうという問題があった。

したがって、従来のスイッチング電源装置１０Ｃでは、軽負荷状態時の保持時間を重負荷状態時の保持時間以下にすることはできなかった。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、軽負荷状態時の保持時間を重負荷状態時の保持時間以下にすることができるスイッチング電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、（１）トランスおよびトランスの一次側に接続されたスイッチング手段を備え、外部から入力される交流入力電圧に基づいて直流出力電圧を生成し、直流出力電圧をトランスの二次側に接続された負荷に供給するスイッチング電源装置であって、スイッチング手段のスイッチングを制御するスイッチング制御部と、トランスの補助巻線に誘起される誘起電圧により充電されるコンデンサを有し、コンデンサに蓄積された電荷に応じた電圧を電源電圧としてスイッチング制御部に出力する補助電源部と、交流入力電圧を監視して交流入力電圧の入力が停止すると第１遅延時間が経過したタイミングで出力端の状態を第１状態から第２状態に変える電圧監視部と、負荷が重負荷状態のときに交流入力電圧が停止した場合に第１遅延時間よりも長く設定された第２遅延時間が経過するまでは第１レベル信号を出力し、第２遅延時間が経過した後は第２レベル信号を出力する一方、負荷が軽負荷状態のときに交流入力電圧が停止した場合に第２レベル信号を出力し続ける負荷状態検出部と、電圧監視部の出力端の状態および負荷状態検出部からの信号に基づいてコンデンサに蓄積された電荷の放電経路を形成することでスイッチング制御部を停止させる放電経路形成部とを備え、放電経路形成部は、出力端が第１状態のときまたは出力端が第２状態でも第１レベル信号が入力されたときは放電経路を形成せず、出力端が第２状態でかつ第２レベル信号が入力されたときに放電経路を形成することを特徴とする。

この構成によれば、放電経路形成部は、負荷が重負荷状態のときは第２遅延時間が経過したタイミングで放電経路を形成し、軽負荷状態のときは第２遅延時間よりも短く設定された第１遅延時間が経過したタイミングで放電経路を形成するので、軽負荷状態時の保持時間を重負荷状態時の保持時間以下にすることができる。

なお、本明細書における「重負荷状態」とは、例えばマイコンを動作させている状態等の比較的大きな電力を消費している状態をいい、本明細書における「軽負荷状態」とは、例えばスタンバイ状態等のほとんど電力を消費していない状態をいう。

上記（１）のスイッチング電源装置では、例えば、（２）電圧監視部は、出力端が放電経路形成部に接続され、負荷状態検出部は、一端が放電経路形成部に接続された、スイッチング手段に流れる電流に応じて変動する変動電圧と所定の基準電圧とを比較し、変動電圧と基準電圧の大小関係が変わったときに出力を第１レベル信号と第２レベル信号とで切り換える電圧比較部を有し、基準電圧は、重負荷状態のときの変動電圧よりも小さく、かつ軽負荷状態のときの変動電圧よりも大きくなるように設定されており、電圧比較部は、重負荷状態のときに交流入力電圧の入力が停止した場合、第２遅延時間で変動電圧を基準電圧まで低下させる変動電圧調整回路を含むよう構成できる。

上記（２）のスイッチング電源装置では、例えば、（３）変動電圧調整回路は、スイッチング手段に流れる電流により充電される第１コンデンサと、第１コンデンサを放電させる第１抵抗とを並列接続させた第１並列回路からなる構成できる。

上記（２）または（３）のスイッチング電源装置では、例えば、（４）電圧監視部は、交流入力電圧により充電される第２コンデンサと、第２コンデンサを放電させる第２抵抗とを並列接続させた第２並列回路を有する場合、第１遅延時間は、第２並列回路の時定数により決まるよう構成できる。

上記（２）〜（４）のスイッチング電源装置では、例えば、（５）電圧比較部は、反転入力端子に変動電圧が入力され、非反転入力端子に基準電圧が入力され、かつ出力端子から出力信号が出力されるコンパレータを有していてもよい。

上記（５）のスイッチング電源装置では、例えば、（６）電圧比較部は、一次側整流平滑部とスイッチング手段とを接続する低電位ラインに直列接続された第３抵抗と、アノードがスイッチング手段および第３抵抗の接続点に接続され、かつカソードがコンパレータの反転入力端子に接続された第１整流ダイオードと、アノードが補助巻線に接続された第２整流ダイオードと、第２整流ダイオードのカソードとコンパレータの非反転入力端子と間に接続された分圧回路と、カソードが分圧回路に接続され、かつアノードが接地されたツェナーダイオードと、をさらに有していてもよい。

本発明によれば、軽負荷状態時の保持時間を重負荷状態時の保持時間以下にすることができるスイッチング電源装置を提供することができる。

本発明に係るスイッチング電源装置のブロック図である。 交流入力電圧の入力が停止した場合における本発明に係るスイッチング電源装置の動作を示すグラフである。 従来のスイッチング電源装置のブロック図である。 従来の別のスイッチング電源装置のブロック図である。 交流入力電圧の入力が停止した場合における従来の別のスイッチング電源装置の動作を示すグラフである。

以下、添付図面を参照して、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施形態について説明する。なお、図１に示されている各構成要素のうち、図４と同一の符号を付した構成要素については従来技術で説明したものと同様なので、ここでは説明を一部省略する。

［構成］
図１に、本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置１０Ａを示す。同図に示すように、スイッチング電源装置１０Ａは、図４に示す従来のスイッチング電源装置１０Ｃに電圧比較部（負荷状態検出部）８を追加した構成となっている。

電圧比較部８は、コンパレータＡｍｐと、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ６〜Ｒ８と、整流ダイオードＤ３、Ｄ５と、コンデンサＣ３、Ｃ５と、ツェナーダイオードＺＤ１とで構成されている。

抵抗Ｒ１は、一次側整流平滑部１とスイッチング手段Ｑ２とを接続する低電位ラインに直列接続されており、整流ダイオードＤ３は、アノードがスイッチング手段Ｑ２および抵抗Ｒ１の接続点に接続され、かつカソードがコンパレータＡｍｐの反転入力端子（−）に接続されている。

コンデンサＣ３および抵抗Ｒ２は、並列接続されている。コンデンサＣ３および抵抗Ｒ２からなる並列回路（変動電圧調整回路）は、一端が第１整流ダイオードＤ３のカソードおよびコンパレータＡｍｐの反転入力端子（−）に接続され、かつ他端が接地されている。ここで、コンデンサＣ３の両端電圧は、定常動作時は充放電を繰り返しながら一定の電圧に維持されているが、交流入力電圧の入力停止により充放電のバランスが崩れると低下していく。

また、本実施形態では、変動電圧が基準電圧よりも大きい場合に、予め設定された第１遅延時間（コンデンサＣ４が放電を開始してからトランジスタＱ３がオフするまでの時間）よりも長くなるように設定された第２遅延時間を経過したタイミングで変動電圧が基準電圧を下回るように、コンデンサＣ３および抵抗Ｒ２を選定している。

コンパレータＡｍｐでは、反転入力端子（−）にスイッチング手段Ｑ２に流れる電流に応じて変動する変動電圧（コンデンサＣ３の端子電圧）が入力され、非反転入力端子（＋）に基準電圧が入力され、変動電圧と基準電圧とが比較される。負荷が重負荷状態の場合、スイッチング手段Ｑ２に流れる電流は大きくなる。このため、コンデンサＣ３は比較的大きな電流によって充電され、その結果、変動電圧は大きくなる。一方、負荷が軽負荷状態の場合、スイッチング手段Ｑ２に流れる電流は小さくなる。このため、コンデンサＣ３は比較的小さな電流によって充電され、その結果、変動電圧は小さくなる。ここで、変動電圧の大小は、脈流の大小の振幅ではなく、脈流を除いた直流成分の大小をいう。

基準電圧は、重負荷状態時における変動電圧よりも小さく、かつ軽負荷状態時における変動電圧よりも大きくなるように設定されている。具体的には、基準電圧に応じて、ツェナーダイオードＺＤ１および抵抗Ｒ６〜Ｒ８（分圧回路）が選定される。

コンパレータＡｍｐの出力端子は、放電回路７の抵抗Ｒ９を介してトランジスタＱ４のベースに接続されているので、変動電圧が基準電圧よりも大きい場合、トランジスタＱ４のベースにローレベルの信号（第１レベル信号）が入力され、変動電圧が基準電圧よりも小さい場合、トランジスタＱ４のベースにハイレベルの信号（第２レベル信号）が入力される。このため放電回路７では、交流入力電圧の入力停止により電圧監視部５のトランジスタＱ３がオフしても、コンパレータＡｍｐからハイレベルの信号が入力されなければ、放電経路は形成されない。

ダイオードＤ５は、アノードが補助電源部６の整流ダイオードＤ６を介して補助巻線Ｎ３の他端に接続され（なおトランスＴ１については、●印の側を一端側、反対側を他端側とする。以下同じ。）、かつカソードが抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８からなる分圧回路を介してコンパレータＡｍｐの非反転入力端子（＋）に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１は、カソードが抵抗Ｒ７および抵抗Ｒ８の接続点に接続され、かつアノードが接地されている。抵抗Ｒ６は、一端が抵抗Ｒ７およびコンパレータＡｍｐの非反転入力端子（＋）の接続点に接続され、かつ他端が接地されている。

コンデンサＣ５は、一端がダイオードＤ５および抵抗Ｒ８の接続点に接続され、かつ他端が接地されている。

［動作］
続いて、図２を参照して、定常動作時に交流入力電圧の入力が停止した場合におけるスイッチング電源装置１０Ａの動作について、重負荷状態時と軽負荷状態時とに分けて説明する。

以下の説明では、負荷がマイコンおよび不揮発性メモリを含むものとし、重負荷状態時において、交流入力電圧の入力停止後にマイコン内のデータを不揮発性メモリに退避させるために必要な保持時間をＴ_Ａとする。また、定常動作時の平滑コンデンサＣ１の両端電圧をＶ_１とし、交流入力電圧の入力停止後に直流出力電圧を保持するために必要な平滑コンデンサＣ１の両端電圧をＶ_２とする。

さらに、本実施形態では、重負荷状態時において平滑コンデンサＣ１の両端電圧がＶ_１からＶ_２になるまでの時間と保持時間Ｔ_Ａとが同程度になるように、平滑コンデンサＣ１の容量を決めているものとする。

（重負荷状態時）
負荷が重負荷状態の場合、図２に示すように、時間ｔ_１において交流入力電圧の入力が停止すると（図２（ａ））、電圧監視部５のコンデンサＣ４が抵抗Ｒ４を介して予め設定された時定数で放電し始める（図２（ｂ））。

コンデンサＣ４および抵抗Ｒ４からなる並列回路の時定数は、コンデンサＣ４が放電を開始してからトランジスタＱ３がオフするまでの時間（第１遅延時間）が、保持時間Ｔ_Ａよりも短くなるように設定されている。具体的には、保持時間Ｔ_Ａの終期である時間ｔ_３よりも前の時間ｔ_２において、トランジスタＱ３がオフするように設定されている（図２（ｃ））。

電圧比較部８では、時間ｔ_１においてコンデンサＣ３が抵抗Ｒ２を介して放電し始め、これによりコンデンサＣ３の両端電圧（変動電圧）が低下し始める（図２（ｄ））。また、電圧比較部８では、コンパレータＡｍｐの反転入力端子（−）に入力された変動電圧が非反転入力端子（＋）に入力された基準電圧を下回るまでの時間（第２遅延時間）が、保持時間Ｔ_Ａよりも長くなるように設定されている。具体的には、保持時間Ｔ_Ａの終期である時間ｔ_３よりも後の時間ｔ_４において、変動電圧が基準電圧を下回るように設定されている（図２（ｄ））。

このため、電圧比較部８では、時間ｔ_４において変動電圧が基準電圧を下回るまでは、コンパレータＡｍｐの出力端子からローレベルの信号が出力され、時間ｔ_４において変動電圧が基準電圧を下回ると、コンパレータＡｍｐの出力信号の極性がハイレベルに変わる（図２（ｅ）上図）。

放電回路７では、時間ｔ_２〜ｔ_４においては、電圧比較部８のコンパレータＡｍｐからローレベルの信号が入力されるため、電圧監視部５のトランジスタＱ３がオフしていてもトランジスタＱ４はオフされたままとなり、放電経路は形成されない（図２（ｆ）上図）。一方、時間ｔ_４以降は、電圧監視部５のトランジスタＱ３がオフしており、かつ電圧比較部８のコンパレータＡｍｐからハイレベルの信号が入力されるため、トランジスタＱ４がオンして放電経路が形成される（図２（ｆ）上図）。

ＰＷＭ制御回路（スイッチング制御部）４では、時間ｔ_２〜ｔ_４においては、放電回路７で放電経路が形成されないため、電源電圧Ｖｃｃが維持される（図２（ｇ）上図）。その結果、時間ｔ_２〜ｔ_４においては、スイッチング素子ＦＥＴ１１のスイッチング動作が継続され、一次側整流平滑部１の平滑コンデンサＣ１に蓄えられていた電力を利用して、負荷への直流出力電圧の出力が続けられる（図２（ｈ））。

一方、時間ｔ_４において放電回路７で放電経路が形成されると、ＰＷＭ制御回路４では電源電圧Ｖｃｃが急速に低下し（図２（ｇ）上図）、時間ｔ_４’においてＰＷＭ制御回路４が停止する。その結果、時間ｔ_４’においてスイッチング手段Ｑ２のスイッチング動作（平滑コンデンサＣ１の放電）が停止し、負荷への直流出力電圧が停止することとなる（図２（ｈ））。

結局、スイッチング電源装置１０Ａでは、保持時間Ｔ_Ａの終期である時間ｔ_３よりも後の時間ｔ_４’において負荷への直流出力電圧が停止することとなるので、重負荷状態時の保持時間がＴ_１（＝Ｔ_Ａ）となり、保持時間Ｔ_Ａを確実に確保することができる。

（軽負荷状態時）
負荷が軽負荷状態の場合、時間ｔ_１において交流入力電圧の入力が停止すると（図２（ａ））、電圧監視部５では、重負荷状態時と同様に時間ｔ_２においてトランジスタＱ３がオフする（図２（ｃ））。

電圧比較部８では、基準電圧が軽負荷状態時における変動電圧よりも大きくなるように設定されているため（図２（ｄ））、コンパレータＡｍｐの出力端子からは、時間ｔ_１の時点においてすでにハイレベルの信号が出力されている（図２（ｅ）下図）。

放電回路７では、時間ｔ_２において、電圧監視部５のトランジスタＱ３がオフし、かつコンパレータＡｍｐからハイレベルの信号が入力されるため、トランジスタＱ４がオンして放電経路が形成される（図２（ｆ）下図）。

ＰＷＭ制御回路４では、時間ｔ_２において電源電圧Ｖｃｃが急速に低下し始め（図２（ｇ）下図）、時間ｔ_２’においてＰＷＭ制御回路４が停止する。その結果、時間ｔ_２’においてスイッチング手段Ｑ２のスイッチング動作（平滑コンデンサＣ１の放電）が停止し、負荷への直流出力電圧が停止することとなる（図２（ｈ））。

結局、スイッチング電源装置１０Ａでは、保持時間Ｔ_Ａの終期である時間ｔ_３よりも前の時間ｔ_２’において負荷への直流出力電圧が停止することとなるので、軽負荷状態時の保持時間Ｔ_２（＝ｔ_２’−ｔ_１）を重負荷状態時の保持時間Ｔ_１（＝ｔ_３−ｔ_１）よりも短くすることができる。

したがって、本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置１０Ａによれば、保持時間Ｔ_Ａを確実に確保しつつ、軽負荷状態時の保持時間Ｔ_２を短くすることができる。

以上、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。

例えば、上記実施形態では、第１遅延時間を保持時間Ｔ_Ａよりも短く設定することで、軽負荷状態時の保持時間Ｔ_２を重負荷状態時の保持時間Ｔ_１よりも短くしているが、第１遅延時間を保持時間Ｔ_Ａと同程度に設定することで、軽負荷状態時の保持時間Ｔ_２を重負荷状態時の保持時間Ｔ_１と同程度にすることもできる。

また、上記実施形態では、重負荷状態時において平滑コンデンサＣ１の両端電圧がＶ_１からＶ_２になるまでの時間と保持時間Ｔ_Ａとが同程度になるように、平滑コンデンサＣ１の容量を決めているが、平滑コンデンサＣ１の両端電圧がＶ_１からＶ_２になるまでの時間が保持時間Ｔ_Ａよりも長くなるように、平滑コンデンサＣ１の容量を決めてもよい。

本発明に係るスイッチング電源装置として、上記実施形態ではフライバックコンバータを例に挙げて説明したが、本発明は、フォワードコンバータやハーフブリッジコンバータ等の他のコンバータにも、好適に適用可能である。

１ 一次側整流平滑部
２ 二次側整流平滑部
３ 出力検出部
４ スイッチング制御部（ＰＷＭ制御回路）
５ 電圧監視部
６ 補助電源部
７ 放電経路形成部（放電回路）
８ 電圧比較部

Claims (6)

1. トランスおよび前記トランスの一次側に接続されたスイッチング手段を備え、外部から入力される交流入力電圧に基づいて直流出力電圧を生成し、前記直流出力電圧を前記トランスの二次側に接続された負荷に供給するスイッチング電源装置であって、
   前記スイッチング手段のスイッチングを制御するスイッチング制御部と、
   前記トランスの補助巻線に誘起される誘起電圧により充電されるコンデンサを有し、前記コンデンサに蓄積された電荷に応じた電圧を電源電圧として前記スイッチング制御部に出力する補助電源部と、
   前記交流入力電圧を監視して前記交流入力電圧の入力が停止すると第１遅延時間が経過したタイミングで出力端の状態を第１状態から第２状態に変える電圧監視部と、
   前記負荷が重負荷状態のときに前記交流入力電圧が停止した場合に前記第１遅延時間よりも長く設定された第２遅延時間が経過するまでは第１レベル信号を出力し、前記第２遅延時間が経過した後は第２レベル信号を出力する一方、前記負荷が軽負荷状態のときに前記交流入力電圧が停止した場合に前記第２レベル信号を出力し続ける負荷状態検出部と、
   前記電圧監視部の前記出力端の状態および前記負荷状態検出部からの信号に基づいて前記コンデンサに蓄積された電荷の放電経路を形成することで前記スイッチング制御部を停止させる放電経路形成部と
   を備え、
   前記放電経路形成部は、前記出力端が第１状態のときまたは前記出力端が第２状態でも前記第１レベル信号が入力されたときは前記放電経路を形成せず、前記出力端が第２状態でかつ前記第２レベル信号が入力されたときに前記放電経路を形成することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記電圧監視部は、前記出力端が前記放電経路形成部に接続され、
   前記負荷状態検出部は、一端が前記放電経路形成部に接続された、前記スイッチング手段に流れる電流に応じて変動する変動電圧と所定の基準電圧とを比較し、前記変動電圧と前記基準電圧の大小関係が変わったときに出力を前記第１レベル信号と前記第２レベル信号とで切り換える電圧比較部を有し、
   前記基準電圧は、前記重負荷状態のときの前記変動電圧よりも小さく、かつ前記軽負荷状態のときの前記変動電圧よりも大きくなるように設定されており、
   前記電圧比較部は、前記重負荷状態のときに前記交流入力電圧の入力が停止した場合、前記第２遅延時間で前記変動電圧を前記基準電圧まで低下させる変動電圧調整回路を含むことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記変動電圧調整回路は、前記スイッチング手段に流れる電流により充電される第１コンデンサと、前記第１コンデンサを放電させる第１抵抗とを並列接続させた第１並列回路からなることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記電圧監視部は、前記交流入力電圧により充電される第２コンデンサと、前記第２コンデンサを放電させる第２抵抗とを並列接続させた第２並列回路を有し、
   前記第１遅延時間は、前記第２並列回路の時定数により決まることを特徴とする請求項２または３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記電圧比較部は、反転入力端子に前記変動電圧が入力され、非反転入力端子に前記基準電圧が入力され、かつ出力端子から前記出力信号が出力されるコンパレータを有することを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
6. 前記電圧比較部は、
   前記一次側整流平滑部と前記スイッチング手段とを接続する低電位ラインに直列接続された第３抵抗と、
   アノードが前記スイッチング手段および前記第３抵抗の接続点に接続され、かつカソードが前記コンパレータの反転入力端子に接続された第１整流ダイオードと、
   アノードが前記補助巻線に接続された第２整流ダイオードと、
   前記第２整流ダイオードのカソードと前記コンパレータの非反転入力端子と間に接続された分圧回路と、
   カソードが前記分圧回路に接続され、かつアノードが接地されたツェナーダイオードと、
   をさらに有することを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。

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