JP2010068688A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】入力交流電圧の大きさに応じて適切に動作することが可能なスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】スイッチング電源装置103は、整流された入力交流電圧のレベルを検出し、検出結果に応じたレベルを有する第1の検出信号に変換する第1のレベル検出回路12と、出力直流電圧のレベルを検出し、検出結果に応じたレベルを有する第2の検出信号に変換する第2のレベル検出回路13と、第1の検出信号および第2の検出信号に基づいて基準電流値を算出し、インダクタL1を通して流れる電流と基準電流値とを比較し、比較結果に基づいて主スイッチング素子Q1のオン・オフを制御するアクティブフィルタ回路4とを備え、第1のレベル検出回路12および第2のレベル検出回路13の少なくとも一方は、入力交流電圧の検出レベルに基づいて、対応の検出信号のレベルを調整する。
【選択図】図6
【解決手段】スイッチング電源装置103は、整流された入力交流電圧のレベルを検出し、検出結果に応じたレベルを有する第1の検出信号に変換する第1のレベル検出回路12と、出力直流電圧のレベルを検出し、検出結果に応じたレベルを有する第2の検出信号に変換する第2のレベル検出回路13と、第1の検出信号および第2の検出信号に基づいて基準電流値を算出し、インダクタL1を通して流れる電流と基準電流値とを比較し、比較結果に基づいて主スイッチング素子Q1のオン・オフを制御するアクティブフィルタ回路4とを備え、第1のレベル検出回路12および第2のレベル検出回路13の少なくとも一方は、入力交流電圧の検出レベルに基づいて、対応の検出信号のレベルを調整する。
【選択図】図6
Description
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、アクティブフィルタ方式を採用するスイッチング電源装置に関する。
近年、スイッチング電源を利用した電子機器の増加に伴い、電源ラインへの高調波電流の増加によって、他の電子機器に障害を与え、送配電系に高調波が流れることでトランスが焼損する等の問題が生じている。
これは、スイッチング電源において、商用電源等の交流電圧から直流電圧を得るためにコンデンサインプット型整流回路が用いられており、スイッチング電源の入力電流が入力電圧の半周期ごとにごく短い時間だけ流れるパルス電流となり、多くの高調波成分が含まれることになるからである。
このため、事務機器および民生用電子機器の電源として用いられ、高調波規制対応アクティブフィルタを備えたスイッチング電源が開発されている。
ここで、上記のような高調波への対策方法の一つとして、スイッチング電源において、AC入力を整流平滑する回路とDC−DCコンバータ部との間に昇圧チョッパ回路を設けることにより、入力電圧の半周期において入力電流が流れる期間を増やすアクティブフィルタ方式がある。
このアクティブフィルタ方式を採用するスイッチング電源の一例が、非特許文献1に記載されている。すなわち、このスイッチング電源では、インダクタを通して流れるインダクタ電流をトランジスタでスイッチングすることにより三角波の電流を生成する。そして、アクティブフィルタは、入力交流電圧を整流した電圧と出力電圧とに基づいてインダクタ電流の基準値を生成し、この基準値とインダクタ電流とを比較し、比較結果に基づいて上記トランジスタのスイッチングを行なう。これにより、インダクタ電流はピーク値が正弦波状になる連続した三角波となる。この三角波からコンデンサによってリップルを取り除き、平均化することで、入力交流電流がほぼ正弦波状になり、力率を改善することができる。
また、力率を改善しつつ入力電流中の高調波成分を除去し、また、変換効率の低下を抑制する他の技術として、たとえば、特許文献1には、以下のような構成が開示されている。すなわち、交流電源より与えられる入力電圧を整流する第1の入力整流手段と、第1の入力整流手段からの出力を1次巻線に受けるトランスと、トランスの2次巻線からの出力を平滑する出力整流回路と、交流電源より与えられる入力電圧の瞬時値が所定の電圧以下となったことに応答して、トランスの1次巻線の電圧を昇圧する昇圧手段と、トランスの1次巻線の電圧波形をパルス波形とするスイッチ手段と、出力整流回路より出力される出力電圧及び出力電流の少なくとも一方に基づいて、交流電源の位相に同期した正弦波波形を有する制御信号を生成する正弦波生成手段と、トランスの1次巻線を流れる電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段により検出された電流の電流波形が正弦波生成手段により生成された制御信号の波形と一致するようにスイッチ手段のスイッチングを制御する制御手段とを備える。そして、正弦波生成手段により生成される制御信号の正弦波波形に、高調波成分が含まれる。
また、特許文献2には、以下のような構成が開示されている。すなわち、交流電源から入力する交流を全波整流する整流回路と、この整流回路の出力を受けるトランスの一次巻線と直列に接続したスイッチング素子をオン/オフすることによってトランスの二次巻線に誘起される電圧を整流平滑して出力するDC/DCコンバータとからなる直流電源装置において、DC/DCコンバータのスイッチング素子を並列に複数設けると共に、DC/DCコンバータの出力電流または該電流に比例する電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段によって検出された電流値が予め設定した値より小さいときに、複数のスイッチング素子のうち1つを除く他のスイッチング素子をオフのままの非動作状態にする非動作制御手段とを設ける。
特開2002−27758号公報
特開平9−201051号公報
富士スイッチング電源制御用IC 力率改善用IC FA5500A/FA5501A アプリケーションノート、富士電機(株)、2002.7
しかしながら、非特許文献1記載の構成では、出力電圧のレベル設定が1つだけであるため、たとえば全世界対応の100V〜240Vの入力電圧に対応するためには、入力保証範囲として最大264Vに対応する必要があり、出力電圧を約400Vまで昇圧させる必要がある。
ここで、100V系すなわち入力電圧が100Vである場合において出力電圧を400Vまで昇圧させると、トランジスタのスイッチングロスおよび導通ロスが大きくなる。このため、アクティブフィルタの効率が200V系の場合の95%に対して90%程度になって損失が増加し、発熱および省エネの観点で好ましくない。
また、非特許文献1記載の構成では、インダクタ電流を監視することで過電流保護が行なわれているが、この過電流保護の開始が入力電圧に大きく依存し、特に、入力電圧が低いほど過電流保護の開始が早くなってしまう。これを改善しようとすると入力電圧が高い場合および起動時に過電流保護が遅れるため、インダクタの飽和を招く。また、このインダクタの飽和を防ぐためにインダクタの容量を大きくすると、コストが増大してしまう。
また、特許文献1および2には、このような問題点を解決するための構成は開示されていない。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、入力交流電圧の大きさに応じて適切に動作することが可能なスイッチング電源装置を提供することである。
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わるスイッチング電源装置は、入力交流電圧を整流する入力側整流回路と、整流された電圧が印加されるインダクタと、インダクタに結合され、オン・オフすることにより、インダクタに印加された電圧を交流電圧に変換する主スイッチング素子と、変換された交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する出力側整流平滑回路と、入力側整流回路によって整流された電圧のレベルを検出し、検出結果に応じたレベルを有する第1の検出信号に変換する第1のレベル検出回路と、出力側整流平滑回路によって変換された直流電圧のレベルを検出し、検出結果に応じたレベルを有する第2の検出信号に変換する第2のレベル検出回路と、第1の検出信号および第2の検出信号に基づいて基準電流値を算出し、インダクタを通して流れる電流と基準電流値とを比較し、比較結果に基づいて主スイッチング素子のオン・オフを制御するアクティブフィルタ回路と、入力交流電圧のレベルを検出する第3のレベル検出回路とを備え、第1のレベル検出回路および第2のレベル検出回路の少なくとも一方は、第3のレベル検出回路によって検出された入力交流電圧のレベルに基づいて、対応の検出信号のレベルを調整する。
好ましくは、第1のレベル検出回路は、入力側整流回路によって整流された電圧を分圧するための複数の抵抗と、分圧の比を切り替えるためのスイッチ素子とを含み、分圧された電圧を第1の検出信号としてアクティブフィルタ回路へ出力する。
好ましくは、第2のレベル検出回路は、出力側整流平滑回路によって変換された直流電圧を分圧するための複数の抵抗と、分圧の比を切り替えるためのスイッチ素子とを含み、分圧された電圧を第2の検出信号としてアクティブフィルタ回路へ出力する。
好ましくは、第3のレベル検出回路は、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの第1端と接地電位との間に接続され、ブリッジダイオードの出力電圧を平滑化するコンデンサと、ブリッジダイオードの第1端に接続された第1端と、第2端とを有し、コンデンサの両端電圧に基づいてオン・オフするツェナーダイオードと、ツェナーダイオードの第2端に接続された第1端と、第1のレベル検出回路および第2のレベル検出回路の少なくとも一方に接続された第2端とを有する第1の抵抗と、第1の抵抗の第2端に接続された第1端と、コンデンサの第2端に接続された第2端とを有する第2の抵抗とを含む。
本発明によれば、入力交流電圧の大きさに応じて適切に動作することができる。
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
<第1の実施の形態>
[構成および基本動作]
図1は、本発明の第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
[構成および基本動作]
図1は、本発明の第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
図1を参照して、スイッチング電源装置101は、入力交流電圧検出回路1と、整流電圧検出回路2と、出力電圧検出回路13と、アクティブフィルタ回路4と、インダクタ電流検出回路5と、出力側整流平滑回路6と、ブリッジダイオード(入力側整流回路)BD1と、コンデンサC4と、インダクタL1と、主スイッチング素子Q1と、抵抗R3と、コンデンサC2とを備える。入力交流電圧検出回路1は、ブリッジダイオードBD2と、コンデンサC3と、ツェナーダイオードZD1と、抵抗R10,R11とを含む。整流電圧検出回路2は、抵抗R1,R2を含む。アクティブフィルタ回路4は、ドライブ回路21と、乗算器22と、コンパレータU1,U2と、基準電圧源VREFとを含む。また、アクティブフィルタ回路4は、たとえば1つのIC(Integrated Circuit)であり、端子MUL,OUT,IS,FB,VCOMPを有する。インダクタ電流検出回路5は、抵抗R4を含む。出力側整流平滑回路6は、ダイオードD1と、コンデンサC1とを含む。出力電圧検出回路13は、抵抗R5,R6,R12,R13と、トランジスタQ3とを含む。
ブリッジダイオードBD1は、図示しない交流電源からの入力交流電圧ACINが印加される第1端および第3端と、抵抗R1の第1端、コンデンサC4の第1端およびインダクタL1の第1端に接続された第2端と、第4端とを有する。抵抗R1の第2端と抵抗R2の第1端と端子MULとが接続されている。
主スイッチング素子Q1は、インダクタL1の第2端およびダイオードD1のアノードに接続されたドレインと、抵抗R4の第1端および端子ISに接続されたソースと、抵抗R3の第1端に接続されたゲートとを有する。ダイオードD1のカソードと、コンデンサC1の正電極と、抵抗R5の第1端とが接続されている。抵抗R3の第2端と端子OUTとが接続されている。コンデンサC2の第1端と端子VCOMPとが接続されている。
ブリッジダイオードBD2は、入力交流電圧ACINが印加される第1端および第3端と、コンデンサC3の第1端およびツェナーダイオードZD1のカソードが接続された第2端と、第4端とを有する。ツェナーダイオードZD1のアノードと抵抗R10の第1端とが接続されている。抵抗R10の第2端と抵抗R11の第2端と抵抗R13の第1端とが接続されている。
トランジスタQ3は、抵抗R13の第2端に接続されたベースと、抵抗R12の第1端に接続されたコレクタと、エミッタとを有する。抵抗R12の第2端と抵抗R5の第2端と抵抗R6の第1端と端子FBとが接続されている。
ブリッジダイオードBD1およびBD2の第4端と、コンデンサC2,C3,C4の第2端と、抵抗R2,R4,R6,R11の第2端と、トランジスタQ3のエミッタと、コンデンサC1の負電極とが接地電位ノードに接続されている。
ブリッジダイオードBD1は、入力交流電圧ACINを整流する。コンデンサC4は、ブリッジダイオードBD1によって整流された電圧の高調波成分を減衰させる。
インダクタL1には、ブリッジダイオードBD1によって整流された電圧が印加される。
主スイッチング素子Q1は、インダクタL1に結合され、オン・オフすることにより、インダクタL1に印加された電圧を交流電圧に変換する。
入力交流電圧検出回路1は、入力交流電圧ACINのレベルを検出する。
出力側整流平滑回路6は、主スイッチング素子Q1によって変換された交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換し、出力電圧OUTPUTとして外部へ出力する。
出力側整流平滑回路6は、主スイッチング素子Q1によって変換された交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換し、出力電圧OUTPUTとして外部へ出力する。
整流電圧検出回路2は、ブリッジダイオードBD1によって整流された電圧のレベルを検出し、検出結果に応じたレベルを有する検出信号S1に変換してアクティブフィルタ回路4へ出力する。
出力電圧検出回路13は、出力側整流平滑回路6によって変換された直流電圧のレベルを検出し、検出結果に応じたレベルを有する検出信号S2に変換してアクティブフィルタ回路4へ出力する。
より詳細には、抵抗R5,R6,R12は、出力側整流平滑回路6によって変換された直流電圧を分圧する。トランジスタQ3は、抵抗R5,R6,R12による分圧比を切り替える。抵抗R5,R6,R12によって分圧された電圧は、検出信号S2としてアクティブフィルタ回路4へ出力される。
アクティブフィルタ回路4は、検出信号S1および検出信号S2に基づいて基準電流値を算出し、インダクタL1を通して流れるインダクタ電流IL1と基準電流値とを比較し、比較結果に基づいて主スイッチング素子Q1のオン・オフを制御する。
図2は、本発明の第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置におけるインダクタ電流IL1の波形図である。図3は、図2に示すインダクタ電流IL1の波形の一部を拡大した図である。
図2および図3を参照して、チョークコイルL1を通して流れる電流をトランジスタQ1でスイッチングすることにより、チョークコイルL1を通して流れるインダクタ電流IL1は三角波となる。ここで、IL1pはインダクタ電流IL1のピーク値であり、IL1mはインダクタ電流IL1の平均値であり、IL1m=IL1p/2である。
スイッチング電源装置101では、インダクタ電流IL1のピーク値IL1pを正弦波状にするために、乗算器22が使用されている。
より詳細には、スイッチング電源装置101の出力電圧OUTPUTは、出力電圧検出部13における各抵抗によって分圧され、分圧された電圧がアクティブフィルタ回路4の端子FBに与えられる。
コンパレータU2は、端子FBの電圧と基準電圧源VREFの出力電圧VREFとを比較し、比較結果を示す信号を乗算器22へ出力する。コンパレータU2の出力信号は、定常状態ではコンデンサC2によりほぼ直流電圧となる。
ブリッジダイオードBD1によって整流された電圧は、整流電圧検出回路2における抵抗R1およびR2によって分圧され、分圧された電圧がアクティブフィルタ回路4の端子MULに与えられる。
乗算器22は、コンパレータU2の出力信号と端子MULの電圧とを乗算することにより、入力交流電圧ACINに比例した正弦波状の波形を有する信号を出力する。乗算器22の出力信号は、インダクタ電流IL1の基準値IsLIMとしてコンパレータU1の非反転入力端子に与えられる。
インダクタ電流検出回路5は、インダクタ電流IL1のピーク値を検出して電圧に変換し、端子ISを介してコンパレータU1の反転入力端子に与える。
コンパレータU1は、インダクタ電流検出回路5から受けた電圧が乗算器22から受けた基準値IsLIMよりも小さい場合には論理ハイレベルの信号をドライブ回路21へ出力し、インダクタ電流検出回路5から受けた電圧が乗算器22から受けた基準値IsLIMよりも大きい場合には論理ローレベルの信号をドライブ回路21へ出力する。
ドライブ回路21は、コンパレータU1の出力信号が論理ハイレベルの場合には主スイッチング素子Q1をオンし、コンパレータU1の出力信号が論理ローレベルの場合には主スイッチング素子Q1をオフする。
これにより、インダクタ電流IL1はピーク値が正弦波状になる連続した三角波となる。
図4は、本発明の第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置における入力交流電流Iinの波形図である。
図4を参照して、インダクタ電流IL1の各三角波のピーク値を正弦波状に制御し、スイッチングに伴うリップル電流をコンデンサC4で取り除き、平均化することにより、図示しない交流電源からの入力交流電流Iinは振幅Iinpの正弦波となり、力率を改善することができる。
再び図1を参照して、出力電圧検出回路13は、入力交流電圧検出回路1によって検出された入力交流電圧ACINのレベルに基づいて、検出信号S2のレベルを調整する。
より詳細には、入力交流電圧検出回路1において、ブリッジダイオードBD2およびコンデンサC3は、入力交流電圧ACINを整流平滑し、ツェナーダイオードZD1に与える。ここで、AC入力が100V系であり、入力交流電圧ACINの振幅が小さい場合には、ツェナーダイオードZD1に与えられる電圧の直流レベルが小さい。このため、ツェナーダイオードZD1がオフし、抵抗R10および抵抗R13を介してトランジスタQ3のベースへ電流が与えられず、トランジスタQ3がオフする。そうすると、出力電圧検出回路13において、出力電圧OUTPUTは抵抗R6と抵抗R5との抵抗比に基づいて分圧されるため、端子FBの電圧が大きくなる。この場合、アクティブフィルタ回路4は、端子FBの電圧を低下させて基準電圧VREFと同じになるように主スイッチング素子Q1を制御することから、出力電圧OUTPUTが低下する。
逆に、AC入力が200V系であり、入力交流電圧ACINの振幅が大きい場合には、ツェナーダイオードZD1に与えられる電圧の直流レベルが大きい。このため、ツェナーダイオードZD1がオンし、抵抗R10および抵抗R13を介してトランジスタQ3のベースへ電流が与えられ、トランジスタQ3がオンする。そうすると、出力電圧検出回路13において、出力電圧OUTPUTは抵抗R6およびR12の並列回路と抵抗R5との抵抗比に基づいて分圧されるため、端子FBの電圧が小さくなる。この場合、アクティブフィルタ回路4は、端子FBの電圧を上昇させて基準電圧VREFと同じになるように主スイッチング素子Q1を制御することから、出力電圧OUTPUTが上昇する。
すなわち、スイッチング電源装置101は、AC入力が100V系である場合には、出力電圧OUTPUTを100V系用のたとえば180Vに設定し、AC入力が200V系である場合には出力電圧OUTPUTを200V系用のたとえば400Vに設定する。これにより、AC入力が100V系である場合の昇圧による損失を抑制することができる。
以上のように、本発明の第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、アクティブフィルタに簡易な回路を加えるだけで、入力交流電圧ACINのレベルに応じて出力電圧OUTPUTのレベル設定を変更することにより、低入力時の効率を改善することができる。したがって、本発明の第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、入力交流電圧の大きさに応じて適切に動作することができる。
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
<第2の実施の形態>
本実施の形態は、第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置と比べて制御対象を変更したスイッチング電源装置に関する。以下で説明する内容以外は第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置と同様である。
本実施の形態は、第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置と比べて制御対象を変更したスイッチング電源装置に関する。以下で説明する内容以外は第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置と同様である。
図5は、本発明の第2の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
図5を参照して、スイッチング電源装置102は、本発明の第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置と比べて、整流電圧検出回路2の代わりに整流電圧検出回路12を備え、出力電圧検出回路13の代わりに出力電圧検出回路3を備える。
整流電圧検出回路12は、抵抗R1,R2,R7と、トランジスタQ2とを含む。出力電圧検出回路3は、抵抗R5,R6を含む。
ブリッジダイオードBD1は、図示しない交流電源からの入力交流電圧ACINが印加される第1端および第3端と、抵抗R1の第1端、コンデンサC4の第1端およびインダクタL1の第1端に接続された第2端と、第4端とを有する。
主スイッチング素子Q1は、インダクタL1の第2端およびダイオードD1のアノードに接続されたドレインと、抵抗R4の第1端および端子ISに接続されたソースと、抵抗R3の第1端に接続されたゲートとを有する。ダイオードD1のカソードと、コンデンサC1の正電極と、抵抗R5の第1端とが接続されている。抵抗R3の第2端と端子OUTとが接続されている。コンデンサC2の第1端と端子VCOMPとが接続されている。
ブリッジダイオードBD2は、入力交流電圧ACINが印加される第1端および第3端と、コンデンサC3の第1端およびツェナーダイオードZD1のカソードが接続された第2端と、第4端とを有する。ツェナーダイオードZD1のアノードと抵抗R10の第1端とが接続されている。抵抗R10の第2端と抵抗R11の第2端とが接続されている。
トランジスタQ2は、抵抗R10の第2端および抵抗R11の第1端に接続されたベースと、抵抗R7の第1端に接続されたコレクタと、エミッタとを有する。抵抗R1の第2端と抵抗R2の第1端と端子MULとが接続されている。抵抗R5の第2端と抵抗R6の第1端と端子FBとが接続されている。
ブリッジダイオードBD1およびBD2の第4端と、コンデンサC2,C3,C4の第2端と、抵抗R2,R4,R11の第2端と、トランジスタQ2のエミッタと、コンデンサC1の負電極とが接地電位ノードに接続されている。
出力電圧検出回路13は、出力側整流平滑回路6によって変換された直流電圧のレベルを検出し、検出結果に応じたレベルを有する検出信号S2に変換してアクティブフィルタ回路4へ出力する。
整流電圧検出回路2は、ブリッジダイオードBD1によって整流された電圧のレベルを検出し、検出結果に応じたレベルを有する検出信号S1に変換してアクティブフィルタ回路4へ出力する。
より詳細には、抵抗R1,R2,R7は、ブリッジダイオードBD1によって整流された電圧を分圧する。トランジスタQ2は、抵抗R1,R2,R7による分圧比を切り替える。抵抗R1,R2,R7によって分圧された電圧は、検出信号S1としてアクティブフィルタ回路4へ出力される。
アクティブフィルタ回路4は、検出信号S1および検出信号S2に基づいて基準電流値を算出し、インダクタL1を通して流れるインダクタ電流IL1と基準電流値とを比較し、比較結果に基づいて主スイッチング素子Q1のオン・オフを制御する。
ここで、インダクタ電流IL1の基準値IsLIMは、以下の式で表わされる。
IsLIM=K×MUL×VCOMP
但し、Kは乗算器22の増幅率であり、MULは端子MULの電圧すなわちブリッジダイオードBD1によって整流され、かつ抵抗R1およびR2によって分圧された電圧のレベルであり、VCOMPはコンパレータU2の出力信号レベルである。
IsLIM=K×MUL×VCOMP
但し、Kは乗算器22の増幅率であり、MULは端子MULの電圧すなわちブリッジダイオードBD1によって整流され、かつ抵抗R1およびR2によって分圧された電圧のレベルであり、VCOMPはコンパレータU2の出力信号レベルである。
上式より、入力交流電圧ACINの振幅が小さい場合にはMULが小さくなるためにIsLIMが小さくなることから、過電流保護の開始が早くなることが分かる。すなわち、過電流保護の開始タイミングが入力交流電圧ACINに大きく依存していることが分かる。
そこで、整流電圧検出回路12は、入力交流電圧検出回路1によって検出された入力交流電圧ACINのレベルに基づいて、検出信号S1のレベルを調整する。
より詳細には、入力交流電圧検出回路1において、ブリッジダイオードBD2およびコンデンサC3は、入力交流電圧ACINを整流平滑し、ツェナーダイオードZD1に与える。ここで、AC入力が100V系であり、入力交流電圧ACINの振幅が小さい場合には、ツェナーダイオードZD1に与えられる電圧の直流レベルが小さい。このため、ツェナーダイオードZD1がオフし、抵抗R10を介してトランジスタQ2のベースへ電流が与えられず、トランジスタQ2がオフする。そうすると、整流電圧検出回路12において、ブリッジダイオードBD1によって整流された電圧は抵抗R2と抵抗R1との抵抗比に基づいて分圧されるため、端子MULの電圧が大きくなる。この場合、基準値IsLIMが大きくなることから、過電流保護の開始が遅くなる。
逆に、AC入力が200V系であり、入力交流電圧ACINの振幅が大きい場合には、ツェナーダイオードZD1に与えられる電圧の直流レベルが大きい。このため、ツェナーダイオードZD1がオンし、抵抗R10を介してトランジスタQ2のベースへ電流が与えられ、トランジスタQ2がオンする。そうすると、整流電圧検出回路12において、ブリッジダイオードBD1によって整流された電圧は抵抗R2およびR7の並列回路と抵抗R1との抵抗比に基づいて分圧されるため、端子MULの電圧が小さくなる。この場合、基準値IsLIMが小さくなることから、過電流保護の開始が早くなる。
すなわち、スイッチング電源装置101は、AC入力が100V系である場合には基準値IsLIMを大きくして過電流保護の開始タイミングを遅らせ、AC入力が200V系である場合には基準値IsLIMを小さくして過電流保護の開始タイミングを早める。これにより、過電流保護の開始タイミングが入力交流電圧ACINの大きさによって変動することを抑制することができる。
その他の構成および動作は第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
以上のように、本発明の第2の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、インダクタL1の容量を大きくしてコストを増大させることなく、アクティブフィルタに簡易な回路を加えるだけで、過電流保護の開始タイミングの入力交流電圧ACINに対する依存性を抑制することができる。したがって、本発明の第2の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、入力交流電圧の大きさに応じて適切に動作することができる。
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
<第3の実施の形態>
本実施の形態は、第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置および第2の実施の形態に係るスイッチング電源装置を組み合わせたスイッチング電源装置に関する。以下で説明する内容以外は第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置および第2の実施の形態に係るスイッチング電源装置と同様である。
本実施の形態は、第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置および第2の実施の形態に係るスイッチング電源装置を組み合わせたスイッチング電源装置に関する。以下で説明する内容以外は第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置および第2の実施の形態に係るスイッチング電源装置と同様である。
図6は、本発明の第3の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
図6を参照して、スイッチング電源装置103は、本発明の第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置と比べて、整流電圧検出回路2の代わりに整流電圧検出回路12を備える。
その他の構成および動作は第1の実施の形態に係るスイッチング電源装置および第2の実施の形態に係るスイッチング電源装置と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
スイッチング電源装置103では、アクティブフィルタに簡易な回路を加えるだけで、入力交流電圧ACINのレベルに応じて出力電圧OUTPUTのレベル設定を変更することにより、低入力時の効率を改善することができる。また、スイッチング電源装置103では、インダクタL1の容量を大きくしてコストを増大させることなく、アクティブフィルタに簡易な回路を加えるだけで、過電流保護の開始タイミングの入力交流電圧ACINに対する依存性を抑制することができる。
したがって、本発明の第3の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、入力交流電圧の大きさに応じて適切に動作することができる。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
1 入力交流電圧検出回路、2,12 整流電圧検出回路、4 アクティブフィルタ、5 インダクタ電流検出回路、6 出力側整流平滑回路、3,13 出力電圧検出回路、21 ドライブ回路、22 乗算器、101〜103 スイッチング電源装置、BD1 ブリッジダイオード(入力側整流回路)、BD2 ブリッジダイオード、C1,C2,C3,C4 コンデンサ、D1 ダイオード、L1 インダクタ、Q1 主スイッチング素子、Q2,Q3 トランジスタ、R1,R2,R3,R5,R6,R10,R11,R12,R13 抵抗、ZD1 ツェナーダイオード、U1,U2 コンパレータ、VREF 基準電圧源、MUL,OUT,IS,FB,VCOMP 端子。
Claims (4)
- 入力交流電圧を整流する入力側整流回路と、
前記整流された電圧が印加されるインダクタと、
前記インダクタに結合され、オン・オフすることにより、前記インダクタに印加された電圧を交流電圧に変換する主スイッチング素子と、
前記変換された交流電圧を整流平滑することにより直流電圧に変換する出力側整流平滑回路と、
前記入力側整流回路によって整流された電圧のレベルを検出し、前記検出結果に応じたレベルを有する第1の検出信号に変換する第1のレベル検出回路と、
前記出力側整流平滑回路によって変換された直流電圧のレベルを検出し、前記検出結果に応じたレベルを有する第2の検出信号に変換する第2のレベル検出回路と、
前記第1の検出信号および前記第2の検出信号に基づいて基準電流値を算出し、前記インダクタを通して流れる電流と前記基準電流値とを比較し、前記比較結果に基づいて前記主スイッチング素子のオン・オフを制御するアクティブフィルタ回路と、
前記入力交流電圧のレベルを検出する第3のレベル検出回路とを備え、
前記第1のレベル検出回路および前記第2のレベル検出回路の少なくとも一方は、前記第3のレベル検出回路によって検出された前記入力交流電圧のレベルに基づいて、対応の前記検出信号のレベルを調整するスイッチング電源装置。 - 前記第1のレベル検出回路は、
前記入力側整流回路によって整流された電圧を分圧するための複数の抵抗と、
前記分圧の比を切り替えるためのスイッチ素子とを含み、
前記分圧された電圧を前記第1の検出信号として前記アクティブフィルタ回路へ出力する請求項1に記載のスイッチング電源装置。 - 前記第2のレベル検出回路は、
前記出力側整流平滑回路によって変換された直流電圧を分圧するための複数の抵抗と、
前記分圧の比を切り替えるためのスイッチ素子とを含み、
前記分圧された電圧を前記第2の検出信号として前記アクティブフィルタ回路へ出力する請求項1に記載のスイッチング電源装置。 - 前記第3のレベル検出回路は、
前記入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、
前記ブリッジダイオードの第1端と接地電位との間に接続され、前記ブリッジダイオードの出力電圧を平滑化するコンデンサと、
前記ブリッジダイオードの第1端に接続された第1端と、第2端とを有し、前記コンデンサの両端電圧に基づいてオン・オフするツェナーダイオードと、
前記ツェナーダイオードの第2端に接続された第1端と、前記第1のレベル検出回路および前記第2のレベル検出回路の少なくとも一方に接続された第2端とを有する第1の抵抗と、
前記第1の抵抗の第2端に接続された第1端と、前記コンデンサの第2端に接続された第2端とを有する第2の抵抗とを含む請求項1に記載のスイッチング電源装置。
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2012135080A (ja) * | 2010-12-20 | 2012-07-12 | Dx Antenna Co Ltd | 力率改善回路 |
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-
2008
- 2008-09-12 JP JP2008235214A patent/JP2010068688A/ja not_active Withdrawn
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