KR101030920B1 - 스위칭 전원 장치 - Google Patents

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Abstract

히스테리시스 저전압 오동작 방지 회로를 갖는 스위칭 제어 회로(230)에 의해 1차측 정류 평활 회로(215)의 정류 평활 출력을 스위칭하는 스위칭 FET(225)의 동작 제어를 하도록 한 스위칭 전원 장치(200)에 있어서, 컨버터 트랜스의 3차 권선(220C)의 출력을 정류 평활 회로(238)에 의해 정류 평활하여 스위칭 제어 회로(230)를 구동하고, 컨버터 트랜스(220)의 2차측 부하 상황에 따라서 변화하는 3차 권선(220C)의 출력 전압을 설정 부하 미만인 경우에 저전압 보호 전압보다도 낮고, 또한 규정 부하 전류 이상인 경우에 저전압 보호 전압보다도 높게 설정함으로써, 대기시에 간헐 동작을 한다. 이로써 현행 회로에 대폭적인 변경을 가하지 않고, 각각의 키 디바이스 값을 조정하는 것만으로 대기시의 스위칭 동작을 간헐적으로 행하여, 소비 전력을 극소하게 억제하여, 대기시, 에너지 절약을 실현한다.
Figure R1020037005952
스위칭 전원 장치, 정류 평활 회로, 컨버터 트랜스, 권선, 키 디바이스

Description

스위칭 전원 장치{Switching power supply}
본 발명은 히스테리시스(hysteresis) 저전압 오동작 방지 회로를 갖는 스위칭 제어 회로에 의해, 1차측 정류 평활 회로의 정류 평활 출력을 스위칭하는 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하도록 한 스위칭 전원 장치에 관한 것이다.
종래부터, 상용 교류를 정류·평활화하여 얻어진 직류 전류를, 예를 들면 10OkHz 정도의 고주파로 스위칭하여 변압기에 의해 원하는 전압으로 고효율로 변환하도록 한 스위칭 전원 장치가 널리 사용되고 있다.
상기 스위칭 전원 장치에 있어서의 출력 전압의 제어 방식으로서는, 출력 전압의 변화에 따라서 스위칭 펄스의 듀티비를 제어하는 펄스 폭 변조(PWM: Pulse Width Modulation) 제어 방식, 스위칭 펄스의 주파수나 또는 위상을 제어하는 공진 등의 주파수 제어 방식이나 또는 위상 제어 방식 등이 채용되고 있다.
도 1은 PWM 제어 방식을 채용한 종래의 스위칭 전원 장치의 회로 구성예를 도시하고 있다.
이 스위칭 전원 장치(100)는 상용 전원 AC로부터 AC 필터(110)를 통해 공급되는 교류 입력을 정류·평활화하는 1차측 정류 평활 회로(115)를 구비하며, 이 1차측 정류 평활 회로(115)에 컨버터 트랜스(120)의 1차 권선(120A)을 통해 스위칭 FET(125)의 드레인이 접속되어 있음과 동시에, 상기 스위칭 FET(125)의 스위칭 동작을 PWM 제어하는 스위칭 제어 회로(130)의 전원 단자(130A)가 상기 1차측 정류 평활 회로(115)에 기동 회로(140)를 통해 접속되어 있다. 상기 전원 단자(130A)는 콘덴서(135)를 통해 접지되어 있다.
상기 스위칭 제어 회로(130)에는 전원 전압 저하 시의 오동작을 방지하기 위해, 히스테리시스 저전압 오동작 방지 회로를 내장하고 있으며, 상기 전원 단자(130A)에 주어지는 전원 전압(Vcc)이 0V부터 상승해 가면, Vcc=16.5V에서 동작을 개시하고, 전원 전압 강하 시에는 Vcc=9.0V에서 출력을 차단하도록 되어 있다.
상기 컨버터 트랜스(120)의 2차 권선(120B)에는 2차측 정류 평활 회로(150)가 접속되어 있으며, 상기 컨버터 트랜스(120)의 2차 권선(120B)에서 얻어지는 컨버터 출력을 상기 2차측 정류 평활 회로(150)에 의해 정류 평활하여 출력 필터(155)를 통해 출력하도록 되어 있다. 상기 2차측 정류 평활 회로(150)에는 출력 전압 검출용 저항 분할 회로(160)나 출력 전류 검출용 저항(165)을 통해 출력 검출 회로(170)가 접속되어 있으며, 이 출력 검출 회로(170)에 의한 검출 출력이 포토 커플러(180)를 통해 상기 스위칭 제어 회로(130)로 귀환된다. 상기 출력 검출 회로(170) 및 포토 커플러(180)는 상기 컨버터 트랜스(120)의 2차 권선(120B)에 접속된 정류 평활 회로(190)에 의한 정류 평활 출력을 구동 전원으로서 동작한다.
상기 스위칭 제어 회로(130)는 기동 시에 1차측 정류 평활 회로(115)로부터 기동 회로(140)를 통해 기동 전류가 공급됨으로써 기동되고, 상기 스위칭 FET(125)에 스위칭 펄스 공급을 개시하며, 기동 후는 상기 컨버터 트랜스(120)의 3차 권선(120C)에 접속된 정류 평활 회로(138)에 의한 정류 평활 출력을 구동 전원으로서 동작하고, 포토 커플러(180)를 통해 귀환되는 상기 출력 검출 회로(170)에 의한 검출 출력에 따라서 상기 스위칭 펄스의 듀티비가 변화함으로써, 상기 스위칭 FET(125)의 스위칭 동작을 PWM 제어하여 컨버터 출력을 안정화시킨다.
그런데, 종래의 스위칭 전원 장치(100)에서는 통상 정전류 수하 동작(전지의 정전류 충전 동작)에 있어서, 출력 검출 제어 회로(170)의 전력도 출력 라인으로부터 얻을 경우, 그 전압 변동 폭이 대단히 넓은 제어를 안정되게 하기 위해서는 안정 전압을 공급할 수 있는 별도 전원이 필요하다. 그 현실 때문에 시리즈 레귤레이터를 넣거나, 동일 트랜스의 별도 권선으로, 결합을 완만하게 하여 부하의 영향을 받기 어려운 전원을 이용하거나, 동일 권선이라도 정류 평활 회로를 별도로 하는 등의 연구를 하여, 조금이라도 전압 변동 폭을 좁게 함으로써, 안정 제어를 하였었다.
또한, 대기 시에 간헐 동작을 하는 저전력 스위칭 전원의 출력을 정전압 정전류로 제어하기 위해, 출력 검출 회로(170)의 전원을 동일 트랜스의 동일 권선으로부터, 별도 정류에 의해 전력을 공급하고 있는 전원 공급 방식으로는 간헐 시의 스위칭 정지 시는 그 제어에 필요한 전력을 정류 평활 회로(190)의 평활 용량으로 처리하고 있다. 그 때문에 정류 평활 회로(190)의 평활 콘덴서(191)의 용량은 커진다. 또한, 큰 용량이 필요하기 때문에, 부피 용량비가 좋은 전해 콘덴서를 사용하고 있기 때문에, 짧은 시간 변화에 의한 용량 변화의 영향을 받아버리는 문제도 있었다.
또한, 종래의 대기 시 절약 전력화형 스위칭 전원 장치에서는, 무부하 또는 경부하가 된 것을 검출하여, 스위칭 동작을 정지함으로써 간헐 동작을 하여 절약 전력화하였었다.
부하 검출 방법은 저항을 부하와 시리즈에 넣어 그 양단에서 발생하는 전압 강하 검출하는 방법이 알려져 있다. 이 방법으로 경부하 상태(10mA 정도)의 미소 전류를 검출하기 위해서는 검출 저항을 수십Ω 내지 수백Ω으로 설정하지 않으면 정밀도 좋게 검출할 수 없다. 더욱이, 중부하인 경우에는 그 검출 저항에서의 전압 강하나 발열이 문제가 된다. 종래는 검출 저항을 반도체 소자로 쇼트하는 방법으로 해결하였었지만, 회로가 복잡해져 비용이 상승되었었다.
부하 상태를 검출하여, 통상 부하라고 판단한 경우, 부하 상태 판단용 포토 커플러의 발광 다이오드를 온으로 하여, 그 신호를 1차측 스위칭 제어 회로에 전달하고, 또한 무부하 또는 경부하라고 판단한 경우는 포토 커플러의 발광 다이오드를 오프로 하여 스위칭을 정지시킨다. 이러한 제어를 하기 위해서는 정전압 제어용 귀환용 포토 커플러와는 별도의 부하 상태 판단용 포토 커플러를 사용하여 전송할 필요가 있어서, 회로가 여분으로 필요하였다.
또한, 부하 상태 판단용 포토 커플러는 기동 시에, 2차측 출력 전압이 설정 전압으로 상승할 때까지 시간이 걸리기 때문에 구동 전압이 부족하여, 출력이 나오지 않는 상태를 통과한다. 그것은 무부하 또는 경부하 상태로 판단되어버리기 때문에, 이러한 오판단을 회피하기 위한 회로도 부가하지 않을 수 없었다.
더욱이, 통상 동작 중은 늘 포토 커플러는 온 상태에서, 여분의 전력을 소비 하여, 동작 시의 전력 절약이 되지는 않았었다.
그래서, 본 발명의 목적은 상술한 바와 같은 종래의 문제점을 감안하여, 현행 회로에 대폭 변경을 가하지 않고, 각각의 키 디바이스 값을 조정하는 것만으로 대기 시의 스위칭 동작을 간헐적으로 행하여, 소비 전력을 극소하게 억제하여, 대기 시, 에너지 절약을 실현시킴과 동시에, 그 간헐 동작을 하기 위한 회로가 영향을 미치지 않고, 정전압, 정전류 및 각종 보호 기능 동작 등의 통상 동작을 할 수 있도록 한 스위칭 전원 장치를 제공하는 것이다.
본 발명에 관련되는 스위칭 전원 장치는 히스테리시스 저전압 오동작 방지 회로를 갖는 스위칭 제어 회로에 1차측 기동 회로로부터의 기동 전류를 공급하고, 상기 저전압 오동작 방지 회로의 저전압 보호 전압에서 해제 전압까지의 사이에 콘덴서에 축적된 에너지에 의해 상기 스위칭 제어 회로를 기동하여, 상기 스위칭 제어 회로에 의해 컨버터 트랜스의 1차측에 공급되는 1차측 정류 평활 회로의 정류 평활 출력을 스위칭하는 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하고, 기동 후는 상기 컨버터 트랜스의 3차 권선으로부터의 출력을 정류 평활 회로에 의해 정류 평활하며, 그 정류 평활 출력에 의해 상기 스위칭 제어 회로를 구동하고, 상기 컨버터 트랜스의 2차 권선에서 얻어지는 컨버터 출력을 2차측 정류 평활 회로에 의해 정류 평활 출력하여 출력하며, 2차측 출력 검출 회로로부터 포토 커플러를 통해 상기 스위칭 제어 회로로 오차 신호를 귀환하고, 상기 스위칭 제어 회로에 의해 상기 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하며, 상기 컨버터 트랜스의 2차측 부하 상황에 따라 서 변화하는 상기 3차 권선의 출력 전압을 설정 부하 전류 미만인 경우에 상기 저전압 보호 전압보다도 낮고, 또한 규정 부하 전류 이상인 경우에 상기 저전압 보호 전압보다도 높게 설정함으로써, 대기 시에 간헐 동작을 하도록 한 것을 특징으로 한다.
도 1은 종래의 스위칭 전원 장치의 구성을 도시하는 블록도.
도 2는 본 발명에 따른 스위칭 전원 장치의 구성을 도시하는 블록도.
도 3은 상기 스위칭 전원 장치의 간헐 동작 파형을 도시하는 파형도.
도 4는 상기 스위칭 전원 장치의 간헐 동작 시의 2차측 출력 파형을 도시하는 파형도.
이하, 본 발명의 실시예에 대해서 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
본 발명은 예를 들면 도 2에 도시하는 바와 같은 구성의 스위칭 전원 장치(200)에 적용된다.
이 스위칭 전원 장치(200)는 상용 전원 AC로부터 AC 필터(210)를 통해 공급되는 교류 입력을 정류·평활화하는 1차측 정류 평활 회로(215)를 구비하며, 이 1차측 정류 평활 회로(215)에서 컨버터 트랜스(220)의 1차 권선(220A)을 통해 스위칭 FET(225)의 드레인이 접속되어 있다.
또한, 상기 스위칭 FET(225)의 스위칭 동작을 PWM 제어하는 스위칭 제어 회로(230)를 구비하고, 상기 AC 필터(210)와 1차측 정류 평활 회로(215)와의 접속점 이 기동 회로(240)를 통해 상기 스위칭 제어 회로(230)의 전원 단자(230A)에 접속되어 있다.
상기 스위칭 제어 회로(230)의 전원 단자(230A)에는 상기 컨버터 트랜스(220)의 3차 권선(220C)에 접속된 정류 평활 회로(238)에 의한 정류 평활 출력이 구동 전원으로서 공급되도록 되어 있다. 또한, 상기 전원 단자(230A)는 콘덴서(235)를 통해 접지되어 있다.
이 스위칭 제어 회로(230)는 전원 전압 저하 시의 오동작을 방지하기 위해, 히스테리시스 저전압 오동작 방지 회로를 내장하고 있으며, 전원 단자(230A)에 주어지는 전원 전압(Vcc)이 0V부터 상승해 가면, Vcc=16.5V에서 동작을 개시하고, 전원 전압 강하 시에는 Vcc=9.0V에서 제어 출력을 차단하도록 되어 있다.
또한, 상기 스위칭 제어 회로(230)는 소프트 스타트 기능을 갖는 것으로, 소프트 스타트 제어용 CS 단자(230B)가 소프트 스타트를 위한 시정수를 주는 콘덴서(231)를 통해 접지되어 있음과 동시에, 과전압 검출용 제너 다이오드(232)를 통해 상기 전원 단자(230A)에 접속되어 있다.
또한, 상기 스위칭 제어 회로(230)는 과전류 제한 기능을 갖는 것으로, 그 과전류 검출용 IS 단자(230C)가 입력 전압 보정용 저항을 통해 상기 1차측 정류 평활 회로(215)와 컨버터 트랜스(220)의 1차 권선(220A)과의 접속점에 접속되어 있음과 동시에, 상기 스위칭 FET(225)의 소스에 접속된 3개의 저항(234A, 234B, 234C)으로 이루어지는 정전력 보호 회로(234)에 접속되어 있다.
여기서, 상기 기동 회로(240)는 상기 AC 필터(210)와 1차측 정류 평활 회로(215)와의 접속점에 접속된 정전류 회로(241)를 구비하며, 이 정전류 회로(241)가 역류 방지 다이오드(248)를 통해 상기 스위칭 제어 회로(230)의 전원 단자(230A)에 접속되어 있다.
상기 정전류 회로(241)는 상기 AC 필터(210)와 1차측 정류 평활 회로(215)와의 접속점에 각각 저항(242, 243)을 통해 각 콜렉터가 접속된 제 1 및 제 2 NPN 트랜지스터(244, 245)를 구비하며, 제 1 NPN 트랜지스터(244)의 베이스와 제 2 NPN 트랜지스터(245)의 콜렉터가 접속되고, 상기 제 1 NPN 트랜지스터(244)의 이미터가 제 2 NPN 트랜지스터(245)의 베이스에 접속되며, 더욱이, 상기 제 1 NPN 트랜지스터(244)의 이미터와 제 2 NPN 트랜지스터(245)의 베이스와의 접속점이 전류 검출용 저항(246)을 통해 상기 제 2 NPN 트랜지스터(245)의 이미터가 접속되어 있음과 동시에 상기 역류 방지 다이오드(248)의 캐소드에 접속되어 있다.
상기 정전류 회로(241)에서는 전류 검출용 저항(246)의 양단 전압을 제 2 NPN 트랜지스터(245)로 검출하여, 제 1 NPN 트랜지스터(244)의 베이스에 저항(243)으로부터 흐르는 전류를 제어함으로써, 상기 전류 검출용 저항(246)에 일정한 전류(Ic)를 흘리도록 되어 있다.
또한, 상기 컨버터 트랜스(220)의 2차 권선(220B)에는 2차측 정류 평활 회로(250), 출력 검출 회로(270)에 구동 전원을 공급하는 정류 평활 회로(252), 포토 커플러(280)에 구동 전원을 공급하는 정류 평활 회로(254)가 접속되어 있다. 또한, 상기 2차측 정류 평활 회로(250)의 출력단이 다이오드(253)를 통해 상기 정류 평활 회로(252)의 출력단에 접속되어 있다.
그리고, 상기 컨버터 트랜스(220)의 2차 권선(220B)에서 얻어지는 컨버터 출력을 상기 2차측 정류 평활 회로(250)에 의해 정류 평활하여 출력 필터(255)를 통해 출력하도록 되어 있다. 상기 2차측 정류 평활 회로(250)에는 출력 전압 검출용 저항 분할 회로(260)나 출력 전류 검출용 저항(265)을 통해 출력 검출 회로(270)가 접속되어 있으며, 이 출력 검출 회로(270)에 의한 검출 출력이 포토 커플러(280)를 통해 상기 스위칭 제어 회로(230)로 귀환된다.
이러한 구성의 스위칭 전원 장치(200)에 있어서, 상기 스위칭 제어 회로(230)는 기동 시에 기동 회로(240)를 통해 기동 전류가 공급됨으로써 기동되고, 상기 스위칭 FET(225)에 스위칭 펄스 공급을 개시하고, 기동 후는 상기 컨버터 트랜스(220)의 3차 권선(220C)에 접속된 정류 평활 회로(238)에 의한 정류 평활 출력을 구동 전원으로서 동작하여, 상기 출력 검출 회로(270)에 의한 검출 출력이 포토 커플러(280)를 통해 귀환됨으로써, 상기 스위칭 FET(225)의 스위칭 동작을 PWM 제어하여 컨버터 출력을 안정화시킨다.
이 스위칭 전원 장치(200)는 기동 시에, 다음과 같이 동작한다.
즉, 이 스위칭 전원 장치(200)에서는 상용 전원으로부터 교류 입력이 공급되면, 기동 회로(240)의 저항(242), 제 1 NPN 트랜지스터(244), 전류 검출용 저항(246), 역류 방지 다이오드(248)를 통해 콘덴서(235)에 정전류(Ic=0.1mA)를 흘려 충전을 개시한다.
스위칭 제어 회로(230)의 전원 단자(230A)에 인가되는 전압(Vcc)은 콘덴서(235)의 충전이 진행됨에 따라 서서히 상승하고, 저전압 오동작 방지 회로의 최소 기동 전압(16.5V) 이상이 되면 스위칭 제어 회로(230)가 동작을 개시하여, 스위칭 펄스를 스위칭 FET(225)에 출력한다. 이 때 스위칭 제어 회로(230)의 소비 전류는 증가하여, 콘덴서(235)의 단자간 전압은 저하되지만, 히스테리시스를 가진 저전압 오동작 방지 회로 때문에, 동작 최소 전압(V1=9V)까지 상기 콘덴서(235)에 축적되어 있는 에너지에 의해 스위칭 동작을 계속한다.
그 동안에 스위칭된 전류는 컨버터 트랜스(220)를 통해, 2차, 3차 권선(220B, 220C)에 고주파 전류를 흘린다. 이 고주파 전류를 2차 정류 평활 회로(250)에 의해 정류하여, 출력 필터(255)를 통해 컨버터 출력으로서 출력 단자로부터 출력한다.
또한, 이 전압은 저항 분할 회로(260)를 통해 출력 검출 회로(270)에 있어서 기준 전압과 비교되어, 출력 전압이 높은 경우, 포토 커플러(280)의 발광 다이오드(280A)를 온으로 하고, 낮은 경우에는 오프로 하여, 1차측 스위칭 제어 회로(230)에 그 신호를 전송하여, 스위칭 FET(225)의 게이트에 주는 스위칭 펄스의 듀티를 변화시켜서, 출력 전압(Vout)을 일정 전압으로 제어한다.
한편, 3차 권선(220C)로부터의 출력은 1차측에서 정류 평활 회로(238)에 의해 정류 평활되어 콘덴서(235)에 충전되어, 스위칭 제어 회로(230)의 구동 전원으로서 공급된다. 그 전압(Vcc; 통상 동작에서의 전압치는 12V)은 상기 기동 회로(240; 기동 안정 시의 전압은 11V)로부터의 전압보다 높기 때문에, 역류 방지 다이오드(248)를 통해 접속되어 있는 상기 기동 회로(240)로부터의 전력 공급을 정지시킨다.
여기서, 이 스위칭 전원 장치(200)는 컨버터 트랜스(220)의 2차 권선(220B)과 3차 권선(220C)이 1차 권선(220A)과는 역 권취의 권선으로 온/오프(플라이백) 스위칭 방식의 스위칭 전원이고, 비제어의 3차 권선(220C)의 출력 전압은 피제어의 2차 권선(220B)의 부하가 무거우면, 그에 비례하여 높아지는 특성(이하 크로스 레귤레이션이라 부른다)을 보이고, 또한, 1차 권선(220A)에 인가되는 입력 전압에는 의존하지 않고, 2차 권선(220B)의 부하가 일정하면 일정하다.
또한, 이 스위칭 전원 장치(200)는 통상 부하 시에, 다음과 같이 동작한다.
즉, 이 스위칭 전원 장치(200)에서는 기동 후, 2차측 출력 검출 회로(270)에 의해 출력 전압과 기준 전압을 비교하여 얻어지는 오차 신호가 포토 커플러(280)를 통해 1차측 스위칭 제어 회로(230)의 귀환 입력용 FB 단자(230D)로 귀환되어, 스위칭 제어 회로(230)에 의한 스위칭 FET(225)의 스위칭 제어를 개시한다. 상기 스위칭 제어 회로(230)의 전원 단자(230A)에는 컨버터 트랜스(220)의 3차 권선(220C)에 접속된 정류 평활 회로(238)로부터 구동 전원이 공급된다. 그리고, 상기 스위칭 제어 회로(230)는 무부하 동작이나 입력 전압 변동에 대하여 출력 전압(Vout)이 일정해지도록 상기 스위칭 FET(225)의 스위칭 동작을 PWM 제어한다. 또한, 출력으로부터 부하 전류를 설정치 이상 추출하면, 전류 검출 저항(265)의 양단 전압이 설정 기준치 이상이 되어, 상기 전류 검출 저항(265)의 양단 전압을 기준 전압과 비교하는 상기 출력 검출 회로(270)에 의해 검출된다. 상기 스위칭 제어 회로(230)는 2차측 출력 검출 회로(270)에 의한 검출 출력에 따라서, 출력 전압(Vout)을 저하시켜서, 부하 전류를 일정 전류가 되도록 상기 스위칭 FET(225)의 스위칭 동작을 PWM 제어한다.
이 때, 출력 전압(Vout)은 저하되지만, 2차 정류 평활 회로(250)와는 별도의 정류 평활 회로(252)로부터 공급받고 있는 상기 출력 검출 회로(270)의 전원 전압은 출력 전압(Vout)에 비교하여 저하되지 않아서, 안정 제어하는 것이 가능하다. 또한, 상기 컨버터 트랜스(220)의 3차 권선(220C)에 접속된 정류 평활 회로(238)의 출력 전압은 상기 저전압 오동작 방지 회로의 동작 최소 전압(V1=9V)보다도 높고, 상기 스위칭 제어 회로(230)는 상기 정류 평활 회로(238)의 출력 전압을 구동 전원으로서 안정된 동작을 계속할 수 있다.
또한, 이 스위칭 전원 장치(200)는 무부하 시에, 다음과 같이 동작한다.
즉, 이 스위칭 전원 장치(200)에서는 기동 후, 2차측 출력 검출 회로(270)에 의해 출력 전압(Vout)과 기준 전압을 비교하여 얻어지는 오차 신호가 포토 커플러(280)를 통해 1차측 스위칭 제어 회로(230)의 귀환 입력용 FB 단자(230D)로 귀환되고, 스위칭 제어 회로(230)에 의한 스위칭 FET(225)의 스위칭 제어를 개시하지만, 2차측에 발생하는 출력 전압(Vout)은 과도 응답 지연이나 부하가 무부하 때문에 상기 출력 검출 회로(270)에 있어서 비교되는 기준 전압보다 높아진다. 그 결과, 포토 커플러(280)의 발광 다이오드(280A)에서의 출력은 온이 되어, 상기 스위칭 FET(225)의 스위칭 동작을 정지시키도록 스위칭 제어 회로(230)를 동작시킨다. 그 동안에 3차 권선(220C)에도 출력 전압은 발생하지만, 그 전압은 출력 부하가 가볍기 때문에, 저전압 보호 전압보다 낮은 값이 되어, 상기 스위칭 제어 회로(230)의 전원 전압(Vcc)을 상승시키지는 않는다. 상기 스위칭 제어 회로(230) 의 전원 전압(Vcc)은 저하되고, 저전압 오동작 회로가 동작하는 동작 최소 전압(V1=9V)까지 저하되어버린다. 전원 전압(Vcc)이 9V까지 저하되면, 스위칭 제어 회로(230)는 동작을 멈추고 대기 상태에 들어간다. 대기 상태가 되면 스위칭 제어 회로(230)의 전류 소비가 가벼워져서(6㎂), 기동 회로(240)를 통하여 스위칭 제어 회로(230)의 전원 전압(Vcc)을 상승시킨다. 전원 전압(Vcc)이 저전압 오동작 방지 회로의 최소 기동 전압(16.5V) 이상이 되면, 바로 1차측 스위칭 제어 회로(230)는 웨이크 업(wake-up)하여, 상기 스위칭 FET(225)를 PWM 스위칭 동작시킨다. 이 스위칭 전원 장치(200)에서는 도 3에 도시하는 바와 같이, 상기 간헐 동작 상태를 반복함으로써, 무부하 시의 소비 전력을 억제한다.
여기서, 스위칭 제어 회로(230)에 내장되어 있는 저전압 오동작 회로(동작 전압 16.5V)는 히스테리시스 특성을 갖고 있고, 동작을 개시하는 전압에 이를 때까지는 시간이 걸린다. 그 동안, 2차측 출력 검출 회로(270)는 정류 평활 회로(252)의 콘덴서(252A)에 축적되어 있는 에너지로 동작을 계속하고 있지만, 서서히 전압이 내려가 출력과의 전위차가 다이오드(253)의 순방향 전압(Vf) 이상이 되면, 상기 다이오드(253)는 도통하고, 2차측 정류 평활 회로(250)의 콘덴서(250A, 250B)에 축적되어 있는 에너지를 사용하여, 출력 검출 회로(270)에 에너지를 계속 공급한다. 이 동안에, 도 4에 도시하는 바와 같이, 상기 2차측 정류 평활 회로(250)에 의한 정류 평활 출력, 즉 2차 출력 전압(Vout)도 저하되고, 정류 평활 회로(254)로부터 포토 커플러(280)의 발광 다이오드(280A)에 공급하는 전압이 한계치(5V) 이하가 된다. 그렇게 하면 발광 다이오드(280A)를 흐르는 전류가 감소하여, 포토 커플러(280)의 포토 트랜지스터(280B)가 하이 임피던스 상태가 된다. 이들 콘덴서(250A, 250B, 252A, 254A)의 용량을 적절하게 선택하는 것이나 정류 평활 회로(254)의 다이오드(254B)를 복수 개 직렬로 접속함으로써 순방향 전압치를 조정함으로써, 2차측으로부터 간헐 주기를 컨트롤할 수 있다.
또한, 대기 시의 간헐 동작 시에 상기 2차측 정류 평활 회로(250)로부터 상기 출력 검출 회로(270)에 전력을 공급하는 상기 다이오드(253)로 바꾸어, 트랜지스터 스위치나 반도체 스위치를 사용할 수 있다.
또한, 이 스위칭 전원 장치(200)는 경부하 시에, 다음과 같은 간헐 동작을 한다.
즉, 이 스위칭 전원 장치(200)에서는 기동 후, 2차측 출력 검출 회로(270)에 의해 출력 전압과 기준 전압을 비교하여 얻어지는 오차 신호가 포토 커플러(280)를 통해 1차측 스위칭 제어 회로(230)의 귀환 입력용 FB 단자(230D)로 귀환되며, 스위칭 제어 회로(230)에 의한 스위칭 FET(225)의 스위칭 동작의 PWM 제어를 개시하여, 2차측에서 발생하는 출력 전압(Vout)을 안정화시키지만, 부하가 가벼운 경우, 크로스 레귤레이션 효과에 의해, 컨버터 트랜스(220)의 3차 권선(220C)으로부터 정류 평활 회로(238)를 통해 1차측 스위칭 제어 회로(230)로 공급되는 구동 전원의 전압이 저하한다.
그래서, 이 스위칭 전원 장치(200)에서는 상기 컨버터 트랜스(220)의 3차 권선(220C)의 출력 전압이 다음과 같이 조정되어 있다.
이 컨버터 트랜스(220)의 3차 권선(220C)의 출력 전압은 그 권선수, 결합 상 태나 저항(236)의 저항치에 의해, 스위칭 제어 회로(230)의 저전압 오동작 방지 회로의 동작 최소 전압(V1=9V) 이하의 전압(정류 평활 회로(238)의 다이오드(235A, 235B)의 순방향 전압(Vf)을 가미하여 10.1V)으로 설정된다. 또한, 3차 권선(220C)의 출력 전압은 통상 부하 전류(예를 들면 10mA 정도) 이상의 부하 전류인 경우에, 상기 저전압 오동작 방지 회로가 동작하지 않는 전압(10.2V) 이상으로 설정된다.
이와 같이 상기 컨버터 트랜스(220)의 3차 권선(220C)의 출력 전압을 설정함으로써, 스위칭 제어 회로(230)에서 소비하는 전류의 공급 부족이 생겨, 서서히 상기 스위칭 제어 회로(230)의 전원 전압(Vcc)은 저하하여, 저전압 오동작 회로가 동작하는 동작 최소 전압(V1=9V)까지 저하되어버린다. 전원 전압(Vcc)이 9V까지 저하하면, 스위칭 제어 회로(230)는 동작을 멈추고 대기 상태에 들어간다. 대기 상태가 되면 스위칭 제어 회로(230)의 전류 소비가 가벼워져서(6㎂), 기동 회로(240)를 통하여 스위칭 제어 회로(230)의 전원 전압(Vcc)을 상승시킨다. 전원 전압(Vcc)이 저전압 오동작 방지 회로의 최소 기동 전압(16.5V) 이상이 되면, 바로 1차측 스위칭 제어 회로(230)는 웨이크 업하여, 상기 스위칭 FET(225)를 PWM 스위칭 동작시킨다. 이 간헐 동작 상태를 반복함으로써, 경부하 시의 소비 전력을 억제한다.
1차측 스위칭 FET(225)는 일단 스위칭 동작을 개시하면, 2차측 출력 전압(Vout)이 상승하여 규정치 이상이 된 것을 2차측 출력 검출 회로(270)에 의해 검출하여, 그 검출 출력이 스위칭 정지 신호로서 포토 커플러(280)를 통해 1차측 스위칭 제어 회로(230)의 귀환 입력용 FB 단자(230D)로 귀환될 때까지, 스위칭 동 작을 계속한다.
그 후, 상기 스위칭 정지 신호가 스위칭 제어 회로(230)의 귀환 입력용 FB 단자(230D)로 귀환됨으로써, 상기 스위칭 FET(225)의 스위칭 동작을 정지하여, 2차측 정류 평활 회로(252)의 콘덴서(252A)로부터 출력 검출 회로(270)에 공급하고 있는 전압(V1)이나 정류 평활 회로(254)의 콘덴서(254A)로부터 포토 커플러(280)의 발광 다이오드(280A)에 공급하는 전압(V2)이 서서히 저하한다. 그리고, 상기 발광 다이오드(280A)에 공급하는 전압(V2)이 동작 한계치(5V) 이하가 되면, 발광 다이오드(280A)를 흐르는 전류가 감소하여, 포토 커플러(280)의 포토 트랜지스터(280B)가 하이 임피던스 상태가 되어, 1차 간헐 주기의 스위칭 동작의 대기 상태가 된다. 이로써, 기동 시점과 같은 미제어 상태가 되어, 다음 1차 간헐 주기의 스위칭 동작에서는, 상기 스위칭 제어 회로(230)는 소프트 스타트의 상한으로 결정되는 최대 폭의 PWM 신호에 의해 스위칭 FET(225)의 스위칭 동작을 개시한다. 스위칭 FET(225)가 스위칭 동작을 개시하면, 2차측 정류 평활 회로(254)의 콘덴서(254A)에 다이오드(254B)를 통해 충전 전류가 흘러, 상기 정류 평활 회로(254)로부터 포토 커플러(280)의 발광 다이오드(280A)에 공급하는 전압(V2)이 상기 발광 다이오드(280A)의 동작 한계치(5V) 이상으로 상승하여 상기 포토 커플러(280)가 동작 상태가 된다. 이로써, 2차측 출력 검출 회로(270)에 의해 출력 전압과 기준 전압을 비교하여 얻어지는 오차 신호가 상기 포토 커플러(280)를 통해 1차측 스위칭 제어 회로(230)의 귀환 입력용 FB 단자(230D)로 귀환되며, 스위칭 제어 회로(230)에 의한 스위칭 FET(225)의 스위칭 동작의 PWM 제어를 한다.
여기서, 상기 정류 평활 회로(254)의 콘덴서(254A)의 용량은 2차측 정류 평활 회로(254)로부터 포토 커플러(280)의 발광 다이오드(280A)에 공급하는 전압(V2)이 상기 발광 다이오드(280A)의 동작 한계치(5V) 이하로 저하하기까지의 시간을 1차 간헐 주기보다도 짧아지도록 설정되어 있다.
또한, 일반적으로 발광 다이오드의 소비 전력은 출력 검출 회로(270) 특히 CMOS로 만들어진 IC의 소비 전력에 비하여 크고, 포토 커플러(280)의 발광 다이오드(280A)에 구동 전원을 공급하는 정류 평활 회로(254)와 출력 검출 회로(270)에 구동 전원을 공급하는 정류 평활 회로(252)를 분리하여, 상기 정류 평활 회로(254)의 콘덴서(254A) 용량을 적게 함으로써, 2차 출력 전압(Vout)이 너무 저하하기 전에, 공급 전압을 제어계에 비하여 빨리 저하시켜, 포토 커플러(280)를 하이 임피던스로 함으로써 간헐 주기를 짧게 하여 출력 리플을 적게 하는 것도 가능하다.
또한, 이 스위칭 전원 장치(200)는 다음과 같이 하여 무부하나 경부하 상태에서의 간헐 동작에서 통상 동작으로 이행한다.
즉, 무부하나 경부하 상태에서의 간헐 동작에서 통상 동작으로 이행할 때에는, 간헐 스위칭 온 시에 상기 컨버터 트랜스(220)의 2차 권선(220B)으로부터 추출되는 부하 전류가 증가하고, 출력 전압 상승에 의한 포토 커플러(280)의 발광 다이오드(280A)의 온 시간은 짧아져서, 발광 다이오드(280A)는 단시간에 오프가 된다. 또한, 상기 컨버터 트랜스(220)의 3차 권선(220C)의 출력 전압도 부하 전류 증가와 함께 상승하여, 1차측 스위칭 제어 회로(230)의 전원 전압(Vcc)이 저전압 오동작 회로가 동작하는 동작 최소 전압(V1=9V)까지 저하하지 않음으로써, 상기 스위칭 제 어 회로(230)가 스위칭 펄스를 출력하여, 스위칭 FET(225)의 스위칭 동작을 PWM 제어를 하여, 정전압 출력의 통상 연속 동작이 된다.
또한, 이 스위칭 전원 장치(200)는 다음과 같이 하여 통상 동작으로부터 무부하나 경부하 상태에서의 간헐 동작으로 이행한다.
즉, 통상 동작으로부터 무부하나 경부하 상태에서의 간헐 동작으로 이행할 때에는, 부하가 가벼워짐과 동시에 상기 컨버터 트랜스(220)의 3차 권선(220C)의 출력 전압이 저하하여, 1차측 스위칭 제어 회로(230)의 전원 전압(Vcc)이 저전압 오동작 회로가 동작하는 동작 최소 전압(V1=9V)까지 저하하면, 스위칭 제어 회로(230)는 동작을 멈추고 대기 상태에 들어간다. 대기 상태가 되면 스위칭 제어 회로(230)의 전류 소비가 가벼워져서(6㎂), 기동 회로(240)로부터 역류 방지 다이오드(248)를 통해 정전류를 콘덴서(235)에 흘려 충전하여, 상기 스위칭 제어 회로(230)의 전원 전압(Vcc)을 상승시킨다. 상기 전원 전압(Vcc)이 저전압 오동작 방지 회로의 최소 기동 전압(16.5V) 이상이 되면, 바로 1차측 스위칭 제어 회로(230)는 웨이크 업하여, 상기 스위칭 FET(225)를 PWM 스위칭 동작시킨다. 이 간헐 동작 상태를 반복함으로써, 무부하나 경부하 상태에서의 간헐 동작으로 이행하여 소비 전력을 억제한다.
또한, 이상의 설명에서는 PWM 제어 방식을 채용한 스위칭 전원 장치에 본 발명을 적용하였지만, 본 발명은 주파수 제어 방식을 채용한 스위칭 전원 장치에도 적용할 수 있다.
이상과 같이, 본 발명에 의하면, 현행 회로에 대폭적인 변경을 가하지 않고, 각각의 키 디바이스 값을 조정하는 것만으로 대기 시의 스위칭 동작을 간헐적으로 행하여, 소비 전력을 극소로 억제하며, 대기 시 에너지 절약을 실현시킴과 동시에, 그 간헐 동작을 행하기 위한 회로가 영향을 미치지 않고, 정전압, 정전류 및 각종 보호 기능 동작 등의 통상 동작을 행할 수 있다.
또한, 1차측 스위칭 제어 회로의 통상 동작 시의 구동 전력을 3차 권선으로부터 공급하고, 그 전압은 크로스 레귤레이션 효과에 의해 2차측 출력 전류에 비례하기 때문에, 특별한 전압 전류 검출 회로를 설치하지 않고, 1차측 스위칭 제어 회로의 저전압 오동작 회로를 이용하여 슬립 상태나 웨이크 업 상태로 함으로써 간헐 동작 상태를 간단하게 만들어낼 수 있다.
또한, 간헐 주기를 콘덴서의 용량, 저항치, 권수 설정에 의해 제어 가능하여, 회로가 단순해진다.
또한, 간헐 주기 조정을 안정되고 또한 용이하게 행할 수 있다.
더욱이, 간헐 동작에 의한 출력 리플 전압 조정을 용이하게 행하는 것이 가능하다.

Claims (3)

  1. 히스테리시스 저전압 오동작 방지 회로를 갖는 스위칭 제어 회로에 1차측 기동 회로로부터의 기동 전류를 공급하여, 상기 저전압 오동작 방지 회로의 저전압 보호 전압에서 해제 전압까지의 사이에 콘덴서에 축적된 에너지에 의해 상기 스위칭 제어 회로를 기동하고,
    상기 스위칭 제어 회로에 의해, 컨버터 트랜스의 1차측에 공급되는 1차측 정류 평활 회로의 정류 평활 출력을 스위칭하는 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하며,
    기동 후는 상기 컨버터 트랜스의 1차 권선과는 역권취인 3차 권선으로부터의 출력을 정류 평활 회로에 의해 정류 평활하여, 그 정류 평활 출력에 의해 상기 스위칭 제어 회로를 구동하고,
    상기 컨버터 트랜스의 1차 권선과는 역권취인 2차 권선에서 얻어지는 컨버터 출력을 2차측 정류 평활 회로에 의해 정류 평활 출력하여 출력하며,
    2차측 출력 검출 회로로부터 포토 커플러를 통해 상기 스위칭 제어 회로로 오차 신호를 귀환하고, 상기 스위칭 제어 회로에 의해 상기 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하며,
    상기 컨버터 트랜스의 2차측 부하 전류에 비례하여 변화하는 상기 3차 권선의 출력 전압을 2차측 부하 전류가 설정 부하 전류 미만인 경우에, 상기 저전압 보호 전압보다도 낮고, 또한 상기 2차측 부하 전류가 상기 설정 부하 전류 이상인 경우에, 상기 저전압 보호 전압보다도 높게 설정함으로써, 대기 시에 간헐 동작을 행하도록 한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 컨버터 트랜스의 2차 권선에서 얻어지는 컨버터 출력을 정류 평활하는 출력 검출 회로 구동용 정류 평활 회로에 의한 출력으로 상기 출력 검출 회로를 구동하고,
    대기 시의 간헐 동작 시에 상기 2차측 정류 평활 회로로부터 상기 출력 검출 회로에 전력을 공급하는 부가 회로를 설치한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 컨버터 트랜스의 2차 권선에서 얻어지는 컨버터 출력을 정류 평활하는 포토 커플러 구동용 정류 평활 회로에 의한 출력으로 상기 포토 커플러를 구동하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 장치.
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Families Citing this family (53)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4635555B2 (ja) * 2003-11-27 2011-02-23 富士電機システムズ株式会社 スイッチング電源制御回路
JP4238914B2 (ja) * 2004-04-12 2009-03-18 株式会社村田製作所 スイッチング電源回路
US7139680B2 (en) * 2004-07-15 2006-11-21 Crydom Limited Apparatus and method for standby lighting
US6977824B1 (en) * 2004-08-09 2005-12-20 System General Corp. Control circuit for controlling output current at the primary side of a power converter
US7362593B2 (en) * 2004-09-16 2008-04-22 System General Corp. Switching control circuit having off-time modulation to improve efficiency of primary-side controlled power supply
US7362592B2 (en) * 2004-09-16 2008-04-22 System General Corp. Switching control circuit for primary-side controlled power converters
US7259972B2 (en) * 2004-10-07 2007-08-21 System General Corporation Primary-side-control power converter having a switching controller using frequency hopping and voltage and current control loops
KR101091923B1 (ko) * 2005-03-02 2011-12-08 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 바이어스 전압 생성 방법
KR100776516B1 (ko) * 2005-04-12 2007-11-28 주식회사 엘지화학 배터리 팩을 구비하는 시스템의 웨이크 업 제어회로
JP4814546B2 (ja) * 2005-05-19 2011-11-16 パナソニック株式会社 異常検出装置および映像システム
US7164589B1 (en) * 2005-07-11 2007-01-16 International Rectifier Corporation Bridgeless bi-directional forward type converter
US7274575B2 (en) * 2005-08-05 2007-09-25 Power-One, Inc. AC coupled bias circuit for power converters
WO2007041898A1 (en) * 2005-10-09 2007-04-19 System General Corp. Apparatus and method thereof for measuring output current from primary side of power converter
EP1943718A4 (en) 2005-10-09 2011-10-12 System General Corp CONTROL UNIT FOR PRIMARY CIRCUIT-CONTROLLED CURRENT TRANSFORMERS
WO2007069481A1 (ja) * 2005-12-14 2007-06-21 Sharp Kabushiki Kaisha 放電灯点灯装置
US7423856B2 (en) * 2006-01-03 2008-09-09 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Fault control circuit and method therefor
JP4725492B2 (ja) * 2006-04-04 2011-07-13 株式会社デンソー 負荷制御装置及び負荷制御方法
DE102006037044A1 (de) * 2006-08-08 2008-02-28 Siemens Ag Österreich Schaltnetzteil mit Transformator
US7974110B2 (en) 2006-11-02 2011-07-05 Ecopower Design Co., Ltd. Switching power supply unit and method for setting switching frequency
JP5126221B2 (ja) * 2007-03-30 2013-01-23 富士通株式会社 増幅回路
JP2008283798A (ja) * 2007-05-11 2008-11-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd スイッチング制御装置
US8897039B2 (en) * 2007-06-12 2014-11-25 Bcd Semiconductor Manufacturing Limited Method and system for pulse frequency modulated switching mode power supplies
US7636246B2 (en) * 2007-08-10 2009-12-22 Active-Semi, Inc. Start-up time reduction in switching regulators
US8031494B2 (en) * 2008-03-27 2011-10-04 Power-One, Inc. Method and apparatus for providing an initial bias and enable signal for a power converter
JP5234327B2 (ja) * 2008-04-10 2013-07-10 横河電機株式会社 スイッチング電源
TWM351555U (en) * 2008-05-06 2009-02-21 Bcd Semiconductor Mfg Ltd Method and apparatus for reducing standby power of switching mode power supplies
US8125799B2 (en) 2009-10-23 2012-02-28 Bcd Semiconductor Manufacturing Limited Control circuits and methods for switching mode power supplies
EP2301134B1 (en) 2008-07-11 2015-12-16 EM Microelectronic-Marin SA Power supply unit having a voltage converter
JP5353119B2 (ja) * 2008-08-26 2013-11-27 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP5435912B2 (ja) * 2008-08-29 2014-03-05 シャープ株式会社 電源装置及び照明装置
TWI385510B (zh) * 2008-12-31 2013-02-11 Asustek Comp Inc 自動調整驅動器輸入電源之裝置
KR101534586B1 (ko) * 2009-02-17 2015-07-09 엘지이노텍 주식회사 페일/세이프가 추가된 고전류용 부스트 컨버터
CN101834533A (zh) * 2009-03-11 2010-09-15 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 电源模块
US8045348B2 (en) * 2009-04-09 2011-10-25 Bcd Semiconductor Manufacturing Limited Switching mode power supply controller with high voltage startup circuits
CN101730130B (zh) * 2009-10-29 2012-09-19 深圳市中兴移动通信有限公司 一种无线数据终端及其待机时间的动态调整方法
JP5493847B2 (ja) * 2009-12-28 2014-05-14 Ｔｄｋ株式会社 スイッチング電源装置
CN102177646A (zh) * 2009-12-30 2011-09-07 世派电子株式会社 开关模式电源
TWI444821B (zh) * 2010-02-10 2014-07-11 Pegatron Corp 電源裝置
US8164928B2 (en) * 2010-04-28 2012-04-24 System General Corporation Method and apparatus of operating a primary-side-regulation power converter at both continuous current mode and discontinuous current mode
JP5575610B2 (ja) * 2010-11-09 2014-08-20 本田技研工業株式会社 電源装置
JP5640688B2 (ja) * 2010-11-17 2014-12-17 パナソニック株式会社 低待機電力の回路構成
EP2538533B1 (en) * 2011-06-22 2016-08-10 Nxp B.V. Switched mode power supply
EP2804303B1 (en) * 2012-01-11 2018-11-28 Panasonic Corporation Switching power supply circuit
US8716955B2 (en) * 2012-07-26 2014-05-06 Linkcom Manufacturing Co., Ltd. Constant current LED driver
JP5983172B2 (ja) 2012-08-10 2016-08-31 富士電機株式会社 スイッチング電源装置及びスイッチング電源装置の制御回路
JP5971074B2 (ja) * 2012-10-15 2016-08-17 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
US9921627B2 (en) * 2013-01-08 2018-03-20 Semiconductor Components Industries, Llc Control circuit for programmable power supply
JP6030468B2 (ja) * 2013-02-12 2016-11-24 株式会社デンソー 電力変換装置
US9450484B2 (en) * 2013-02-20 2016-09-20 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Startup circuit and method for AC-DC converters
CN106451706A (zh) * 2016-12-21 2017-02-22 江西佰仕通电子科技有限公司 Lcd显示充电器电路
US10256630B2 (en) 2017-05-30 2019-04-09 Infineon Technologies Austria Ag Controller device for power electronics circuit
JP7458015B2 (ja) * 2019-05-28 2024-03-29 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 負荷制御装置、負荷制御方法及びプログラム
CN114825969B (zh) * 2022-06-22 2022-10-18 深圳市力生美半导体股份有限公司 一种反激式开关电源及其输出控制系统、方法和芯片

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07327369A (ja) * 1994-05-31 1995-12-12 Nec Home Electron Ltd 電源装置
JPH10337019A (ja) * 1997-06-04 1998-12-18 Yokogawa Electric Corp スイッチング電源
JP2001145344A (ja) * 1999-11-16 2001-05-25 Sanken Electric Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2001224169A (ja) 1999-11-29 2001-08-17 Matsushita Electric Ind Co Ltd スイッチング電源用半導体装置

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04105558A (ja) 1990-08-24 1992-04-07 Nec Corp 電源回路
JP3450929B2 (ja) * 1995-03-23 2003-09-29 株式会社リコー スイッチング電源装置
JP2001218461A (ja) * 2000-01-31 2001-08-10 Sony Corp スイッチング電源装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07327369A (ja) * 1994-05-31 1995-12-12 Nec Home Electron Ltd 電源装置
JPH10337019A (ja) * 1997-06-04 1998-12-18 Yokogawa Electric Corp スイッチング電源
JP2001145344A (ja) * 1999-11-16 2001-05-25 Sanken Electric Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2001224169A (ja) 1999-11-29 2001-08-17 Matsushita Electric Ind Co Ltd スイッチング電源用半導体装置

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