JPH04289799A - ステップモータの定電流駆動回路 - Google Patents
ステップモータの定電流駆動回路Info
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- JPH04289799A JPH04289799A JP7686691A JP7686691A JPH04289799A JP H04289799 A JPH04289799 A JP H04289799A JP 7686691 A JP7686691 A JP 7686691A JP 7686691 A JP7686691 A JP 7686691A JP H04289799 A JPH04289799 A JP H04289799A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 10
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 4
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 abstract description 13
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 25
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
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- Control Of Stepping Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はステップモータを定電流
駆動するためのステップモータの定電流駆動回路の改良
に関する。
駆動するためのステップモータの定電流駆動回路の改良
に関する。
【０００２】
【従来の技術】ステップモータの様にＬ成分負荷を有す
る装置を駆動する駆動回路としては一般に，負荷に対し
て定電圧が加わる様に制御する定電圧駆動方式と，負荷
に対して定電流が流れる様に制御する定電流駆動方式と
が知られているが，温度変化に対する安定性や各種の負
荷インピーダンスの変動に対する安定性等の点で一般に
定電流駆動方式が優れている。
る装置を駆動する駆動回路としては一般に，負荷に対し
て定電圧が加わる様に制御する定電圧駆動方式と，負荷
に対して定電流が流れる様に制御する定電流駆動方式と
が知られているが，温度変化に対する安定性や各種の負
荷インピーダンスの変動に対する安定性等の点で一般に
定電流駆動方式が優れている。
【０００３】例えば，図７は従来より知られているバイ
ポーラ方式のステップモータの定電流駆動回路の一例を
示したものである。トランジスタＴ１・Ｔ２・Ｔ３・Ｔ
４のブリッジ回路には負荷となるコイルＬが接続されて
おり，トランジスタＴ１・Ｔ２にはインバータ１・２が
，トランジスタＴ３・Ｔ４にはＨイネールブルの制御端
子を持つオペアンプ３・４が接続されている。
ポーラ方式のステップモータの定電流駆動回路の一例を
示したものである。トランジスタＴ１・Ｔ２・Ｔ３・Ｔ
４のブリッジ回路には負荷となるコイルＬが接続されて
おり，トランジスタＴ１・Ｔ２にはインバータ１・２が
，トランジスタＴ３・Ｔ４にはＨイネールブルの制御端
子を持つオペアンプ３・４が接続されている。
【０００４】今，インバータ１とオペアンプ４に加えら
れる制御パルスＣ１がＨレベルになると，トランジスタ
Ｔ１・Ｔ４がオンして電源ＶＢからトランジスタＴ１−
コイルＬ−トランジスタＴ４−抵抗５を介して駆動電流
Ｉが流れ，逆にインバータ２とオペアンプ３に加えられ
る制御パルスＣ２がＨレベルになると，トランジスタＴ
２・Ｔ３がオンして電源ＶＢからトランジスタＴ２−コ
イルＬ−トランジスタＴ３−抵抗５を介して駆動電流−
Ｉが流れる。
れる制御パルスＣ１がＨレベルになると，トランジスタ
Ｔ１・Ｔ４がオンして電源ＶＢからトランジスタＴ１−
コイルＬ−トランジスタＴ４−抵抗５を介して駆動電流
Ｉが流れ，逆にインバータ２とオペアンプ３に加えられ
る制御パルスＣ２がＨレベルになると，トランジスタＴ
２・Ｔ３がオンして電源ＶＢからトランジスタＴ２−コ
イルＬ−トランジスタＴ３−抵抗５を介して駆動電流−
Ｉが流れる。
【０００５】オペアンプ３・４の正相入力には定電流回
路６から抵抗７に電流を供給した時に抵抗７に発生する
定電圧が指令電圧として加えられ，又，オペアンプ３・
４の逆相入力にはコイルＬとシリーズ接続された検出抵
抗５の端子電圧が加えられている。従って，オペアンプ
３・４はコイルＬに流れる駆動電流によって検出抵抗５
に発生する電圧が一定になる様に駆動電流を制御するの
で，駆動電流は定電流となり，コイルＬは定電流駆動さ
れる。
路６から抵抗７に電流を供給した時に抵抗７に発生する
定電圧が指令電圧として加えられ，又，オペアンプ３・
４の逆相入力にはコイルＬとシリーズ接続された検出抵
抗５の端子電圧が加えられている。従って，オペアンプ
３・４はコイルＬに流れる駆動電流によって検出抵抗５
に発生する電圧が一定になる様に駆動電流を制御するの
で，駆動電流は定電流となり，コイルＬは定電流駆動さ
れる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら，上記の
様な定電流駆動方式を採用した場合には，駆動電流の立
ち上がり時に負荷のＬ成分のために，駆動電流の立ち上
がり波形が遅れることが知られており，従って，ステッ
プモータの様にパルス状の駆動電流が供給される機器の
場合には，駆動電流の立ち上がり波形の遅延は避けられ
ないものである。この駆動電流の立ち上がり波形の遅延
も常時一様に発生するものであれば，モータトルク等の
変動要因にはならないが，上記の電流遅延は電源電圧Ｖ
Ｂの高低によって変化する電圧依存性を有している。即
ち，図８はこの様子を原理的に示したものであり，電源
電圧ＶＢが充分な場合には点線のカーブＡに示す様に駆
動電流は急峻に立ち上がるが，電源電圧ＶＢが不足して
いる場合には一点左旋のカーブＢに示す様に駆動電流は
緩慢に立ち上がる。
様な定電流駆動方式を採用した場合には，駆動電流の立
ち上がり時に負荷のＬ成分のために，駆動電流の立ち上
がり波形が遅れることが知られており，従って，ステッ
プモータの様にパルス状の駆動電流が供給される機器の
場合には，駆動電流の立ち上がり波形の遅延は避けられ
ないものである。この駆動電流の立ち上がり波形の遅延
も常時一様に発生するものであれば，モータトルク等の
変動要因にはならないが，上記の電流遅延は電源電圧Ｖ
Ｂの高低によって変化する電圧依存性を有している。即
ち，図８はこの様子を原理的に示したものであり，電源
電圧ＶＢが充分な場合には点線のカーブＡに示す様に駆
動電流は急峻に立ち上がるが，電源電圧ＶＢが不足して
いる場合には一点左旋のカーブＢに示す様に駆動電流は
緩慢に立ち上がる。
【０００７】従って，例えばカメラ様シャッタの様に，
電源を乾電池に依存する機器の駆動源として使用される
ステップモータを定電流駆動する場合には，上記の電圧
依存性のために安定したモータトルクを得られないとい
う問題があった。
電源を乾電池に依存する機器の駆動源として使用される
ステップモータを定電流駆動する場合には，上記の電圧
依存性のために安定したモータトルクを得られないとい
う問題があった。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明はこの様な問題点
を解決するためになされたものであり，電圧依存性の影
響を減少せしめ，電源変動が生じる様な機器の場合でも
安定したモータトルクを得られる様にしたステップモー
タの定電流駆動回路を提供することを目的とする。
を解決するためになされたものであり，電圧依存性の影
響を減少せしめ，電源変動が生じる様な機器の場合でも
安定したモータトルクを得られる様にしたステップモー
タの定電流駆動回路を提供することを目的とする。
【０００９】要約すれは，本発明のステップモータの定
電流駆動回路は，ステップモータの駆動電流を電圧に変
換して検出する検出手段と，該検出手段によって検出さ
れた電圧値が指令電圧に追従する様に制御するサーボ系
とを有し，該サーボ系にパルス状のコントロール信号に
同期して指令電圧を与える様にしたステップモータの定
電流駆動回路を前提として，パルス状のコントロール信
号に同期して，駆動電流の立ち上がり波形と近似の時間
経過と共に変化する電圧波形を発生する指令電圧発生手
段を設け，該指令電圧発生手段が出力する指令電圧によ
り前記サーボ系を制御する様にしたことを特徴とするも
のである。
電流駆動回路は，ステップモータの駆動電流を電圧に変
換して検出する検出手段と，該検出手段によって検出さ
れた電圧値が指令電圧に追従する様に制御するサーボ系
とを有し，該サーボ系にパルス状のコントロール信号に
同期して指令電圧を与える様にしたステップモータの定
電流駆動回路を前提として，パルス状のコントロール信
号に同期して，駆動電流の立ち上がり波形と近似の時間
経過と共に変化する電圧波形を発生する指令電圧発生手
段を設け，該指令電圧発生手段が出力する指令電圧によ
り前記サーボ系を制御する様にしたことを特徴とするも
のである。
【００１０】より具体的には，上述の指令電圧発生回路
は，パルス状のコントロール信号に同期して定電流によ
り充放電を繰り返す充電手段を具備し，該充電手段の充
電レベルを指令電圧に変換して前記サーボ系に与える様
になされている。
は，パルス状のコントロール信号に同期して定電流によ
り充放電を繰り返す充電手段を具備し，該充電手段の充
電レベルを指令電圧に変換して前記サーボ系に与える様
になされている。
【００１１】又，他の変形的な態様として，上述の指令
電圧発生回路は，パルス状のコントロール信号に同期し
てＣＲ時定数により充放電を繰り返す充電手段を具備し
，該充電手段の充電レベルを指令電圧に変換して前記サ
ーボ系に与える様になされている。
電圧発生回路は，パルス状のコントロール信号に同期し
てＣＲ時定数により充放電を繰り返す充電手段を具備し
，該充電手段の充電レベルを指令電圧に変換して前記サ
ーボ系に与える様になされている。
【００１２】
【作用】本発明のステップモータの定電流駆動回路によ
れば，ステップモータの駆動電流は検出手段によって電
圧に変換されて検出され，検出された電圧が指令電圧に
追従する様に駆動電流が制御される。従って，パルス状
コントロール信号に同期して指令電圧を与えるとステッ
プモータにはパルス状の駆動電流が供給される。ステッ
プモータの駆動電流はパルス状のコントロール信号に同
期して切り換わるが，この時の駆動電流の立ち上がり波
形には時間遅延が生じ，しかも立ち上がり波形は電源電
圧に依存して変動する。本発明ではこの駆動電流の立ち
上がり波形近似する電圧波形を指令電圧としているので
，電源電圧に余裕がない場合でも駆動電流は指令電圧に
追従することができ，又，電源電圧が充分に高い場合に
は指令電圧が駆動電流のリミッタとして作用するので，
駆動電流の立ち上がり波形の電圧依存性は緩和され，安
定したモータトルクを得ることが可能となる。
れば，ステップモータの駆動電流は検出手段によって電
圧に変換されて検出され，検出された電圧が指令電圧に
追従する様に駆動電流が制御される。従って，パルス状
コントロール信号に同期して指令電圧を与えるとステッ
プモータにはパルス状の駆動電流が供給される。ステッ
プモータの駆動電流はパルス状のコントロール信号に同
期して切り換わるが，この時の駆動電流の立ち上がり波
形には時間遅延が生じ，しかも立ち上がり波形は電源電
圧に依存して変動する。本発明ではこの駆動電流の立ち
上がり波形近似する電圧波形を指令電圧としているので
，電源電圧に余裕がない場合でも駆動電流は指令電圧に
追従することができ，又，電源電圧が充分に高い場合に
は指令電圧が駆動電流のリミッタとして作用するので，
駆動電流の立ち上がり波形の電圧依存性は緩和され，安
定したモータトルクを得ることが可能となる。
【００１３】
【実施例】図１は本発明にかかるステップモータの定電
流駆動回路の１実施例を示すものであり，図７において
示した要素と共通の要素に関しては図７に示した符号と
同一の符号を付して冗長な説明は省略する。
流駆動回路の１実施例を示すものであり，図７において
示した要素と共通の要素に関しては図７に示した符号と
同一の符号を付して冗長な説明は省略する。
【００１４】図中１０はオペアンプ３・４に指令電圧を
与えるボルテージフォロアであり，ボルテージフォロア
１０の出力電圧は分圧抵抗１１・１２を介してオペアン
プ３・４の正相入力に供給される。又，８は各々ダイオ
ードを示す。
与えるボルテージフォロアであり，ボルテージフォロア
１０の出力電圧は分圧抵抗１１・１２を介してオペアン
プ３・４の正相入力に供給される。又，８は各々ダイオ
ードを示す。
【００１５】尚，本発明は２相励磁方式のステップモー
タを想定しており，上述の各要素は第２相側の駆動回路
ＣＨ２も全く共通に有している。又，１００はＩＣチッ
プを示しており，ＩＣチップ１００の外の回路要素は本
実施例では外付けであることを示している。
タを想定しており，上述の各要素は第２相側の駆動回路
ＣＨ２も全く共通に有している。又，１００はＩＣチッ
プを示しており，ＩＣチップ１００の外の回路要素は本
実施例では外付けであることを示している。
【００１６】図中１３は上述のインバータ１・２並びに
オペアンプ３・４及び第２相側の駆動回路ＣＨ２内の図
外の同種回路要素に制御パルスＣ１・Ｃ２及びＣ３・Ｃ
４を与える制御部であり，制御部１３にはＩＣチップ１
００の外部端子から一般的なパワーオン信号ＰＯＮ，イ
ンヒビット信号ＩＮＨの他に１相入力パルスＩＮ１及び
２相入力パルスＩＮ２がコントロール信号として加えら
れており，制御部１３は１相入力パルスＩＮ１及び２相
入力パルスＩＮ２により，制御パルスＣ１・Ｃ２並びに
Ｃ３・Ｃ４を発生する。
オペアンプ３・４及び第２相側の駆動回路ＣＨ２内の図
外の同種回路要素に制御パルスＣ１・Ｃ２及びＣ３・Ｃ
４を与える制御部であり，制御部１３にはＩＣチップ１
００の外部端子から一般的なパワーオン信号ＰＯＮ，イ
ンヒビット信号ＩＮＨの他に１相入力パルスＩＮ１及び
２相入力パルスＩＮ２がコントロール信号として加えら
れており，制御部１３は１相入力パルスＩＮ１及び２相
入力パルスＩＮ２により，制御パルスＣ１・Ｃ２並びに
Ｃ３・Ｃ４を発生する。
【００１７】又，１４は定電圧回路，１５は定電圧回路
の出力電圧に対応した電流を供給し，定電圧回路１４を
供給源とする定電流回路，１６は定電流回路１５から供
給される電流によって充電されるコンデンサ，１７はコ
ンデンサ１６の端子間を短絡するためのスイッチング用
のトランジスタ，１８はトランジスタ１７をオンするた
めの瞬時のパルスを発生するパルス発生器を示し，パル
ス発生器１８は１相入力パルスＩＮ１のアップエッジ及
びダウンエッジで瞬間的なクリアパルスを発生する。
の出力電圧に対応した電流を供給し，定電圧回路１４を
供給源とする定電流回路，１６は定電流回路１５から供
給される電流によって充電されるコンデンサ，１７はコ
ンデンサ１６の端子間を短絡するためのスイッチング用
のトランジスタ，１８はトランジスタ１７をオンするた
めの瞬時のパルスを発生するパルス発生器を示し，パル
ス発生器１８は１相入力パルスＩＮ１のアップエッジ及
びダウンエッジで瞬間的なクリアパルスを発生する。
【００１８】図２は上述の定電圧回路１４乃至パルス発
生器１８迄の要素をより詳細に示したものであり，定電
圧回路１４はトランジスタ１４ａ及び定電流源１４ｂに
よって構成されるとともに，定電流回路１５はトランジ
スタ１４ａとカレントミラーを構成するトランジスタ１
５によって構成されている。即ち，トランジスタ１４ａ
はベース−コレクタ間が短絡してダイオードとして機能
しており，定電流源１４ｂに流れる電流に対応した電圧
降下を生じる。一方，トランジスタ１５にはトランジス
タ１４ａとのベース−エミッタ間接合面積比に比例した
電流が流れ，トランジスタ１５を流れる電流によってコ
ンデンサ１６が充電される。そして，コンデンサ１６の
充電レベルが設定基準電圧レベルからトランジスタ１５
の飽和レベルを減じたレベルに到達した時点で，コンデ
ンサ１６には電荷が注入されなくなり，コンデンサ１６
の充電は停止し，充電完了後は同電圧に維持される。そ
して，本実施例ではコンデンサ１６の充電開始から充電
終了までに要する時間が入力パルスＩＮ１のパルス時間
の概ね半分になる様にコンデンサ１６の容量等が調整さ
れる。
生器１８迄の要素をより詳細に示したものであり，定電
圧回路１４はトランジスタ１４ａ及び定電流源１４ｂに
よって構成されるとともに，定電流回路１５はトランジ
スタ１４ａとカレントミラーを構成するトランジスタ１
５によって構成されている。即ち，トランジスタ１４ａ
はベース−コレクタ間が短絡してダイオードとして機能
しており，定電流源１４ｂに流れる電流に対応した電圧
降下を生じる。一方，トランジスタ１５にはトランジス
タ１４ａとのベース−エミッタ間接合面積比に比例した
電流が流れ，トランジスタ１５を流れる電流によってコ
ンデンサ１６が充電される。そして，コンデンサ１６の
充電レベルが設定基準電圧レベルからトランジスタ１５
の飽和レベルを減じたレベルに到達した時点で，コンデ
ンサ１６には電荷が注入されなくなり，コンデンサ１６
の充電は停止し，充電完了後は同電圧に維持される。そ
して，本実施例ではコンデンサ１６の充電開始から充電
終了までに要する時間が入力パルスＩＮ１のパルス時間
の概ね半分になる様にコンデンサ１６の容量等が調整さ
れる。
【００１９】又，１９乃至２２は第２相側の駆動回路Ｃ
Ｈ２に対する同種回路要素であり，１９は定電流源１５
と同種の定電流源，２０はコンデンサ１６と同種のコン
デンサ，２１はトランジスタ１７と同種のトランジスタ
，２２はパルス発生器１８と同種のパルス発生器を各々
示す。更に，２３はモータ設定電流調整用の抵抗である
。
Ｈ２に対する同種回路要素であり，１９は定電流源１５
と同種の定電流源，２０はコンデンサ１６と同種のコン
デンサ，２１はトランジスタ１７と同種のトランジスタ
，２２はパルス発生器１８と同種のパルス発生器を各々
示す。更に，２３はモータ設定電流調整用の抵抗である
。
【００２０】次に，上記事項及び図４のタイムチャート
並びに図５の充電特性曲線を参照して上記実施例の動作
を説明する。
並びに図５の充電特性曲線を参照して上記実施例の動作
を説明する。
【００２１】先ず，パワーオン信号ＰＯＮがオンになる
とともにインヒビット信号ＩＮＨがオフになると，制御
部１３は，第１相入力パルスＩＮ１に同期して制御パル
スＣ１・Ｃ２を発生するとともに，第２相入力パルスＩ
Ｎ２に同期して制御パルスＣ３・Ｃ４を発生する。尚，
図４のタイムチャートに示す様に，制御パルスＣ１は入
力パルスＩＮ１と同位相であり，制御パルスＣ２は入力
パルスＩＮ１と逆位相である。又，制御パルスＣ３は入
力パルスＩＮ２と同位相であり，制御パルスＣ４は入力
パルスＩＮ２と逆位相である。
とともにインヒビット信号ＩＮＨがオフになると，制御
部１３は，第１相入力パルスＩＮ１に同期して制御パル
スＣ１・Ｃ２を発生するとともに，第２相入力パルスＩ
Ｎ２に同期して制御パルスＣ３・Ｃ４を発生する。尚，
図４のタイムチャートに示す様に，制御パルスＣ１は入
力パルスＩＮ１と同位相であり，制御パルスＣ２は入力
パルスＩＮ１と逆位相である。又，制御パルスＣ３は入
力パルスＩＮ２と同位相であり，制御パルスＣ４は入力
パルスＩＮ２と逆位相である。
【００２２】制御パルスＣ１はインバータ１とオペアン
プ４に入力され，制御パルスＣ２はインバータ２とオペ
アンプ３に入力されている。従って，制御パルスＣ１が
オンの時間領域ではトランジスタＴ１とトランジスタＴ
４が導通して，電源ＶＢからトランジスタＴ１−コイル
Ｌ−トランジスタＴ４−抵抗５を介して駆動電流が流れ
る。逆に制御パルスＣ２がオンの時間領域では，トラン
ジスタＴ２とトランジスタＴ３が導通して，電源ＶＢか
らトランジスタＴ２−コイルＬ−トランジスタＴ３−抵
抗５を介して駆動電流が流れる。
プ４に入力され，制御パルスＣ２はインバータ２とオペ
アンプ３に入力されている。従って，制御パルスＣ１が
オンの時間領域ではトランジスタＴ１とトランジスタＴ
４が導通して，電源ＶＢからトランジスタＴ１−コイル
Ｌ−トランジスタＴ４−抵抗５を介して駆動電流が流れ
る。逆に制御パルスＣ２がオンの時間領域では，トラン
ジスタＴ２とトランジスタＴ３が導通して，電源ＶＢか
らトランジスタＴ２−コイルＬ−トランジスタＴ３−抵
抗５を介して駆動電流が流れる。
【００２３】駆動電流が流れることによって検出抵抗５
に発生する電圧はオペアンプ３・４の逆相入力にフィー
ドバックされ，このオペアンプ３・４の出力によってト
ランジスタＴ３・Ｔ４の電流制御がなされるので，コイ
ルＬに流れる駆動電流はこの駆動電流が検出抵抗５に流
れることによって検出抵抗５に発生する電圧がオペアン
プ３・４の正相入力電圧に追従する様に制御される。
に発生する電圧はオペアンプ３・４の逆相入力にフィー
ドバックされ，このオペアンプ３・４の出力によってト
ランジスタＴ３・Ｔ４の電流制御がなされるので，コイ
ルＬに流れる駆動電流はこの駆動電流が検出抵抗５に流
れることによって検出抵抗５に発生する電圧がオペアン
プ３・４の正相入力電圧に追従する様に制御される。
【００２４】さて，オペアンプ３・４の正相入力にはボ
ルテージフォロア１０の出力電圧を分圧抵抗１１・１２
で分圧した電圧が制御電圧ＶＣ１として印可されており
，ボルテージフォロア１０の出力にはコンデンサ１６の
充電電圧が導かれる。
ルテージフォロア１０の出力電圧を分圧抵抗１１・１２
で分圧した電圧が制御電圧ＶＣ１として印可されており
，ボルテージフォロア１０の出力にはコンデンサ１６の
充電電圧が導かれる。
【００２５】コンデンサ１６には定電流源１５を介して
定電流が供給されるとともに，コンデンサ１６に蓄積さ
れた電荷はパルス発生器１８によって周期的にスイッチ
ング動作をするトランジスタ１７を介して周期的に放電
されている。即ち，パルス発生器１８は第１入力パルス
ＩＮ１のアップエッジ及びダウンエッジで瞬時第１パル
スを発生し，この第１パルスでトランジスタ１７は導通
してコンデンサ１６に蓄積された電荷を放出する。
定電流が供給されるとともに，コンデンサ１６に蓄積さ
れた電荷はパルス発生器１８によって周期的にスイッチ
ング動作をするトランジスタ１７を介して周期的に放電
されている。即ち，パルス発生器１８は第１入力パルス
ＩＮ１のアップエッジ及びダウンエッジで瞬時第１パル
スを発生し，この第１パルスでトランジスタ１７は導通
してコンデンサ１６に蓄積された電荷を放出する。
【００２６】従って，コンデンサ１６の充電レベルはパ
ルス発生器１８が発生する第１パルスによって放電され
た後に，定電流源１５を流れる定電流によって定電圧回
路１４によって定まるレベルまで直線的に上昇し，コン
デンサ１６は次の第１パルスによって再度放電される。
ルス発生器１８が発生する第１パルスによって放電され
た後に，定電流源１５を流れる定電流によって定電圧回
路１４によって定まるレベルまで直線的に上昇し，コン
デンサ１６は次の第１パルスによって再度放電される。
【００２７】そして，コンデンサ１６の充電レベルがボ
ルテージフォロア１０を介し，抵抗１１・１２で分圧さ
れてオペアンプ３・４の正相入力に加えられるので，コ
イルＬに流れる電流はボルテージフォロア１０の出力電
圧に追従して変化する。図４のタイムチャートでは駆動
電流Ｉ１がコイルＬに流れる電流を示しており，図にお
いて，制御パルスＣ１のアップエッジで駆動電流Ｉ１が
上昇し，制御パルスＣ２のアップエッジで駆動電流Ｉ１
が下降しているのは，制御信号Ｃ１・Ｃ２の切換に伴っ
てコイルＬに流れる駆動電流Ｉ１の方向が切り換わって
いることを示している。
ルテージフォロア１０を介し，抵抗１１・１２で分圧さ
れてオペアンプ３・４の正相入力に加えられるので，コ
イルＬに流れる電流はボルテージフォロア１０の出力電
圧に追従して変化する。図４のタイムチャートでは駆動
電流Ｉ１がコイルＬに流れる電流を示しており，図にお
いて，制御パルスＣ１のアップエッジで駆動電流Ｉ１が
上昇し，制御パルスＣ２のアップエッジで駆動電流Ｉ１
が下降しているのは，制御信号Ｃ１・Ｃ２の切換に伴っ
てコイルＬに流れる駆動電流Ｉ１の方向が切り換わって
いることを示している。
【００２８】指令電圧ＶＣ１をオペアンプ３・４に加え
ると，抵抗５に発生する電圧が指令電圧ＶＣ１に追従す
る様にコイルＬに流れる駆動電流が制御されるが，本実
施例の場合，指令電圧ＶＣ１を電源電圧が許容される最
低レベルの時の駆動電流の立ち上がり波形と近似して直
線的に増大させているので，電源電圧が許容される最低
レベルの時であっても，駆動電流は指令電圧ＶＣ１に追
従できる。
ると，抵抗５に発生する電圧が指令電圧ＶＣ１に追従す
る様にコイルＬに流れる駆動電流が制御されるが，本実
施例の場合，指令電圧ＶＣ１を電源電圧が許容される最
低レベルの時の駆動電流の立ち上がり波形と近似して直
線的に増大させているので，電源電圧が許容される最低
レベルの時であっても，駆動電流は指令電圧ＶＣ１に追
従できる。
【００２９】図５は図１に示す実施例の電源として例え
ば単３乾電池４本を使用し，最大電源電圧が６Ｖで，正
常な動作保証を得られる最低電源レベルを４Ｖと仮定し
た場合において，オペアンプ３・４の正相入力に加えら
れる指令電圧ＶＣ１とコイルＬに流れる駆動電流Ｉ１の
関係を示している。
ば単３乾電池４本を使用し，最大電源電圧が６Ｖで，正
常な動作保証を得られる最低電源レベルを４Ｖと仮定し
た場合において，オペアンプ３・４の正相入力に加えら
れる指令電圧ＶＣ１とコイルＬに流れる駆動電流Ｉ１の
関係を示している。
【００３０】指令電圧ＶＣ１をオペアンプ３・４に加え
ると，抵抗５に発生する電圧が指令電圧ＶＣ１に追従す
る様にコイルＬに流れる駆動電流が制御されるが，本実
施例の場合，指令電圧ＶＣ１を電源電圧が許容される最
低レベルの時の駆動電流の立ち上がり波形と近似して直
線的に増大させているので，電源電圧が許容される最低
レベルの４Ｖの時であっても，駆動電流Ｉ１（４Ｖ）は
概ね指令電圧ＶＣ１と近似的なカーブで立ち上がる。 又，電源電圧が充分に高い６Ｖの時には，駆動電流は仮
想的に示すＩ１（６Ｖ）の様に急峻に立ち上がるが，指
令電圧ＶＣ１が駆動電流Ｉ１（６Ｖ）のリミッタとして
作用するので，駆動電流は指令電圧ＶＣ１以上には上昇
せず，カーブＩ１（６Ｖ）と指令電圧ＶＣ１との交叉点
以降は駆動電流は指令電圧ＶＣ１の立ち上がりカーブに
添って立ち上がる。従って，電源電圧が変動した場合で
も，モータトルクの変動幅は抑制されて，安定した駆動
力を得ることができる。
ると，抵抗５に発生する電圧が指令電圧ＶＣ１に追従す
る様にコイルＬに流れる駆動電流が制御されるが，本実
施例の場合，指令電圧ＶＣ１を電源電圧が許容される最
低レベルの時の駆動電流の立ち上がり波形と近似して直
線的に増大させているので，電源電圧が許容される最低
レベルの４Ｖの時であっても，駆動電流Ｉ１（４Ｖ）は
概ね指令電圧ＶＣ１と近似的なカーブで立ち上がる。 又，電源電圧が充分に高い６Ｖの時には，駆動電流は仮
想的に示すＩ１（６Ｖ）の様に急峻に立ち上がるが，指
令電圧ＶＣ１が駆動電流Ｉ１（６Ｖ）のリミッタとして
作用するので，駆動電流は指令電圧ＶＣ１以上には上昇
せず，カーブＩ１（６Ｖ）と指令電圧ＶＣ１との交叉点
以降は駆動電流は指令電圧ＶＣ１の立ち上がりカーブに
添って立ち上がる。従って，電源電圧が変動した場合で
も，モータトルクの変動幅は抑制されて，安定した駆動
力を得ることができる。
【００３１】次に，図３は本発明の他の実施例を示すも
のであり，図１に示した実施例と共通の要素に関しては
図１と同一の符号を付して重複した説明は省略すし，図
３の実施例に特有の要素を説明する。図１の実施例の場
合，コンデンサ１６・２０を定電流源１５・１９で充電
する様にした例を示していたが，図３の実施例の場合に
は，定電圧源１４０から供給される電荷を外付けの抵抗
２５・２６を介してコンデンサ１６・２０を充電する様
になされており，コンデンサ１６・２０の充電カーブは
ＣＲ時定数によって決定される。そして，図３の実施例
の場合にも，コンデンサ１６の充電特性である指令電圧
ＶＣ１が電源電圧が許容される最低レベル（４Ｖ）の時
の駆動電流の立ち上がり波形と近似する様にＣＲ時定数
が決定され，充電完了後はコンデンサ１６の電圧は定電
圧源１４０の値に維持される。図３の実施例の場合も，
タイムチャートは図４における電流波形及び電圧波形を
図６の拡大図で置き換えることにより流用できる。
のであり，図１に示した実施例と共通の要素に関しては
図１と同一の符号を付して重複した説明は省略すし，図
３の実施例に特有の要素を説明する。図１の実施例の場
合，コンデンサ１６・２０を定電流源１５・１９で充電
する様にした例を示していたが，図３の実施例の場合に
は，定電圧源１４０から供給される電荷を外付けの抵抗
２５・２６を介してコンデンサ１６・２０を充電する様
になされており，コンデンサ１６・２０の充電カーブは
ＣＲ時定数によって決定される。そして，図３の実施例
の場合にも，コンデンサ１６の充電特性である指令電圧
ＶＣ１が電源電圧が許容される最低レベル（４Ｖ）の時
の駆動電流の立ち上がり波形と近似する様にＣＲ時定数
が決定され，充電完了後はコンデンサ１６の電圧は定電
圧源１４０の値に維持される。図３の実施例の場合も，
タイムチャートは図４における電流波形及び電圧波形を
図６の拡大図で置き換えることにより流用できる。
【００３２】従って，図３の実施例の場合も，電源電圧
が許容される最低レベルの４Ｖの時であっても，駆動電
流Ｉ１（４Ｖ）は概ね指令電圧ＶＣ１と近似的なカーブ
で立ち上がる。又，電源電圧が充分に高い６Ｖの時には
，駆動電流は仮想的に示すＩ１（６Ｖ）の様に急峻に立
ち上がるが，指令電圧ＶＣ１が駆動電流Ｉ１（６Ｖ）の
リミッタとして作用するので，駆動電流は指令電圧ＶＣ
１以上には上昇せず，カーブＩ１（６Ｖ）と指令電圧Ｖ
Ｃ１との交叉点以降は駆動電流は指令電圧ＶＣ１の立ち
上がりカーブに添って立ち上がる。従って，電源電圧が
変動した場合でも，モータトルクの変動幅は抑制されて
，安定した駆動力を得ることができる。
が許容される最低レベルの４Ｖの時であっても，駆動電
流Ｉ１（４Ｖ）は概ね指令電圧ＶＣ１と近似的なカーブ
で立ち上がる。又，電源電圧が充分に高い６Ｖの時には
，駆動電流は仮想的に示すＩ１（６Ｖ）の様に急峻に立
ち上がるが，指令電圧ＶＣ１が駆動電流Ｉ１（６Ｖ）の
リミッタとして作用するので，駆動電流は指令電圧ＶＣ
１以上には上昇せず，カーブＩ１（６Ｖ）と指令電圧Ｖ
Ｃ１との交叉点以降は駆動電流は指令電圧ＶＣ１の立ち
上がりカーブに添って立ち上がる。従って，電源電圧が
変動した場合でも，モータトルクの変動幅は抑制されて
，安定した駆動力を得ることができる。
【００３３】尚，上記の図５及び図６の拡大図に示す様
に，駆動電流Ｉ１（４Ｖ）の波形は指令電圧ＶＣ１の波
形には完全には重ならないが，これは主にモータの回転
に伴う逆起電圧の影響であり，電源電圧が低い程影響が
大きくなる。又，図５及び図６では指令電圧ＶＣ１の立
ち上がり箇所と駆動電流Ｉ１（４Ｖ）の立ち上がり箇所
が異なっているが，これは本実施例の様なバイポーラ方
式の駆動回路の場合には駆動電流の流れる方向がパルス
毎に切り換わることによるものである。
に，駆動電流Ｉ１（４Ｖ）の波形は指令電圧ＶＣ１の波
形には完全には重ならないが，これは主にモータの回転
に伴う逆起電圧の影響であり，電源電圧が低い程影響が
大きくなる。又，図５及び図６では指令電圧ＶＣ１の立
ち上がり箇所と駆動電流Ｉ１（４Ｖ）の立ち上がり箇所
が異なっているが，これは本実施例の様なバイポーラ方
式の駆動回路の場合には駆動電流の流れる方向がパルス
毎に切り換わることによるものである。
【００３４】又，上記においてはバイポーラ駆動方式の
ステップモータに本発明を適用した例を示したが，定電
流駆動方式のステップモータである限り本発明を適用で
きることはいうまでもない。
ステップモータに本発明を適用した例を示したが，定電
流駆動方式のステップモータである限り本発明を適用で
きることはいうまでもない。
【００３５】又，上記においては２相励磁方式のステッ
プモータに本発明を適用した例を示したが，本発明は励
磁方式に係わりなく適用できることもいうまでもない。
プモータに本発明を適用した例を示したが，本発明は励
磁方式に係わりなく適用できることもいうまでもない。
【００３６】
【発明の効果】以上説明した様に，本発明によれば，電
源電圧が許容される最低レベルの場合にも駆動電流の立
ち上がりが追従することができる様にサーボ駆動におけ
る指令電圧を立ち上げる様になされているので，電源電
圧の変動に関わりなく安定したモータトルクを得ること
が可能となる。
源電圧が許容される最低レベルの場合にも駆動電流の立
ち上がりが追従することができる様にサーボ駆動におけ
る指令電圧を立ち上げる様になされているので，電源電
圧の変動に関わりなく安定したモータトルクを得ること
が可能となる。
【００３７】又，図１に示す様にコンデンサ１６・２０
を定電流充電する様にした実施例の場合には，図３に示
す様にＣＲ充電をする場合に比して，許容される電源電
圧の変動幅を大きく確保しながら，モータの力率の低下
を抑制することができる容易であるという利点を有する
。
を定電流充電する様にした実施例の場合には，図３に示
す様にＣＲ充電をする場合に比して，許容される電源電
圧の変動幅を大きく確保しながら，モータの力率の低下
を抑制することができる容易であるという利点を有する
。
【００３８】即ち，電源電圧の変動に起因するモータの
トルク誤差を減少させるためにはリミッタとして作用す
る指令電圧ＶＣ１の立ち上がりカーブを緩やかなものに
することが望まれる。しかしながら，ＣＲ時定数回路を
使用して指令電圧ＶＣ１を得る場合には，指令電圧ＶＣ
１の立ち上がりを緩やかにした場合には充電が進む程立
ち上がりが緩慢になるため指令電圧ＶＣ１が設定電圧に
達するまでの時間が長期化し（場合によっては指令電圧
ＶＣ１が設定電圧に達することなく位相が反転すること
もあり得る。）モータの力率が大きく低下し，逆に，指
令電圧ＶＣ１が設定電圧に達するまでの時間を短縮した
場合には，指令電圧の立ち上がりが急峻になって電源電
圧の変動に対する許容範囲が狭くなってしまう。一方，
図１の実施例の様にコンデンサ１６・２０を定電流充電
する場合には，時間経過とともに緩慢になることがない
ので，指令電圧ＶＣ１立ち上がりを緩慢にしてもモータ
の力率が大幅に低下することは少ない。
トルク誤差を減少させるためにはリミッタとして作用す
る指令電圧ＶＣ１の立ち上がりカーブを緩やかなものに
することが望まれる。しかしながら，ＣＲ時定数回路を
使用して指令電圧ＶＣ１を得る場合には，指令電圧ＶＣ
１の立ち上がりを緩やかにした場合には充電が進む程立
ち上がりが緩慢になるため指令電圧ＶＣ１が設定電圧に
達するまでの時間が長期化し（場合によっては指令電圧
ＶＣ１が設定電圧に達することなく位相が反転すること
もあり得る。）モータの力率が大きく低下し，逆に，指
令電圧ＶＣ１が設定電圧に達するまでの時間を短縮した
場合には，指令電圧の立ち上がりが急峻になって電源電
圧の変動に対する許容範囲が狭くなってしまう。一方，
図１の実施例の様にコンデンサ１６・２０を定電流充電
する場合には，時間経過とともに緩慢になることがない
ので，指令電圧ＶＣ１立ち上がりを緩慢にしてもモータ
の力率が大幅に低下することは少ない。
【図１】本発明の１実施例に係るステップモータの定電
流駆動回路の回路図。
流駆動回路の回路図。
【図２】図１に示す基準電圧発生回路周辺の具体的構成
例を示す回路図。
例を示す回路図。
【図３】本発明の他の実施例に係るステップモータの定
電流駆動回路の回路図。
電流駆動回路の回路図。
【図４】本発明のタイムチャートチャート。
【図５】図１に示す実施例における指令電圧と駆動電流
の関係を示す特性図。
の関係を示す特性図。
【図６】図２に示す実施例における指令電圧と駆動電流
の関係を示す特性図。
の関係を示す特性図。
【図７】従来の該種回路例を示す回路図。
【図８】駆動電流の電圧依存性を示す特性図。
Ｌ コイル
３ オペアンプ
４ オペアンプ
５ 検出用抵抗
１４ 定電圧源
１４０ 定電圧源
１５ 定電流源
１６ コンデンサ
１８ パルス発生器
１９ 定電流源
２０ コンデンサ
２２ パルス発生器
２５ 抵抗
２６ 抵抗
Claims (3)
- 【請求項１】 ステップモータの駆動電流を電圧に変
換して検出する検出手段と，該検出手段によって検出さ
れた電圧値が指令電圧に追従する様に制御するサーボ系
とを有し，該サーボ系にモータ駆動パルスに対応したパ
ルス状のコントロール信号に同期して指令電圧を与える
様にしたステップモータの定電流駆動回路において，パ
ルス状のコントロール信号に同期して，時間経過と共に
変化する電圧波形を発生する指令電圧発生手段を設け，
該指令電圧発生手段が出力する指令電圧により前記サー
ボ系を制御する様にしたことを特徴とするステップモー
タの定電流駆動回路。 - 【請求項２】 前記指令電圧発生回路は，パルス状の
コントロール信号に同期して定電流により充放電を繰り
返す充電手段を具備し，該充電手段の充電レベルを指令
電圧に変換して前記サーボ系に与える様にしたことを特
徴とする請求項１記載のステップモータの定電流駆動回
路。 - 【請求項３】 前記指令電圧発生回路は，パルス状の
コントロール信号に同期してＣＲ時定数により充放電を
繰り返す充電手段を具備し，該充電手段の充電レベルを
指令電圧に変換して前記サーボ系に与える様にしたこと
を特徴とする請求項１記載のステップモータの定電流駆
動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7686691A JP3180919B2 (ja) | 1991-03-16 | 1991-03-16 | ステップモータの定電流駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7686691A JP3180919B2 (ja) | 1991-03-16 | 1991-03-16 | ステップモータの定電流駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04289799A true JPH04289799A (ja) | 1992-10-14 |
| JP3180919B2 JP3180919B2 (ja) | 2001-07-03 |
Family
ID=13617571
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7686691A Expired - Fee Related JP3180919B2 (ja) | 1991-03-16 | 1991-03-16 | ステップモータの定電流駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3180919B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08196099A (ja) * | 1994-11-16 | 1996-07-30 | Canon Inc | ステッピングモータ駆動回路 |
| JP2007156074A (ja) * | 2005-12-05 | 2007-06-21 | Nidec Copal Corp | カメラ用レンズ駆動装置 |
-
1991
- 1991-03-16 JP JP7686691A patent/JP3180919B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08196099A (ja) * | 1994-11-16 | 1996-07-30 | Canon Inc | ステッピングモータ駆動回路 |
| JP2007156074A (ja) * | 2005-12-05 | 2007-06-21 | Nidec Copal Corp | カメラ用レンズ駆動装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3180919B2 (ja) | 2001-07-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |