JPH06231876A

JPH06231876A - 高周波インバータ

Info

Publication number: JPH06231876A
Application number: JP5014034A
Authority: JP
Inventors: Hideki Omori; 英樹大森; Kiyoshi Izaki; 潔井崎; Mitsuru Takechi; 充武智; Hideyuki Kominami; 秀之小南
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1993-01-29
Filing date: 1993-01-29
Publication date: 1994-08-19

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は一般家庭で使用される誘導加熱調理
器などに用いられる高周波インバータについて、効率が
高く、安価で、負荷対応や電力可変範囲の広いものを提
供することを目的とする。【構成】直流電源１３に逆導通スイッチング素子１０
と逆阻止スイッチング素子１１を直列に接続し、共振コ
イル７・逆阻止スイッチング素子１１または逆導通スイ
ッチング素子１０のいずれか一つ、二つ、または全部に
第一の共振コンデンサ８を接続し、逆導通スイッチング
素子１０と逆阻止スイッチング素子１１の接続点と、前
記共振コイル７のもう一端と前記直流電源１３のいずれ
か一方または両方を第二の共振コンデンサ９で結び、制
御回路１２の出力は逆導通スイッチング素子１０と逆阻
止スイッチング素子１１のゲートに接続したものであ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は一般家庭で使用される誘
導加熱調理器などに用いられる高周波インバータに関す
るものである

【０００２】

【従来の技術】近年、この種の高周波インバータには価
格低減、負荷対応範囲や電力可変範囲の拡大などが求め
られている。

【０００３】以下、従来の高周波インバータについて図
９・図１０に基づいて説明する。１は逆導通スイッチン
グ素子、２は逆阻止スイッチング素子で、直流電源３に
直列に接続されている。４は前記逆阻止スイッチング素
子２に並列に接続された共振コイルで、負荷を誘導加熱
する加熱コイルを兼ねている。５は前記逆導通スイッチ
ング素子１に並列に接続された共振コンデンサである。
６は制御回路で、前記逆導通スイッチング素子１のゲー
トＧ₁、前記逆阻止スイッチング素子２のゲートＧ₂に接
続されている。

【０００４】以上の構成で、制御回路６が逆導通スイッ
チング素子１・逆素子スイッチング素子２を周期的に導
通・遮断している。この結果、共振コイル４には高周波
の交流電流が流れ、共振コイル４は高周波の交流磁界を
発生する。この高周波磁界によって、共振コイル４の上
に載置されている負荷が誘導加熱されるものである。

【０００５】図９の高周波インバータの動作波形を示す
図１０において、Ｉ_SW1・Ｖ_SW1は、それぞれ逆導通スイ
ッチング素子１の電圧・電流波形を、またＩ_SW2・Ｖ_SW2
はそれぞれ逆阻止スイッチング素子２の電圧・電流波形
を示している。Ｖ_Lは共振コイル４の電圧波形を示して
いる。期間Ｔ₁は、逆導通スイッチング素子１が導通し
ている期間を示しており、これを変化させることによっ
て高周波インバータの入力電力を可変制御する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら前記従来
の構成では、逆導通スイッチング素子１のターンオフ損
失が大きくなるという課題を有している。つまり、図１
０の期間Ｔ₁ではＩ_SW1＝（Ｅ／Ｌ）ｔ（式１）（但し、Ｅ；直流電源３の電圧、Ｌ；共振コイル４のイ
ンダクタンス、ｔ；時間）Ｉ_SW1は、式１に従って変化する。このため、電力可変
・負荷対応などのためにｔを大きくするためにＴ₁を大
きくしていくと、このＩ_SW1が増大するものである。こ
の結果、逆導通スイッチング素子１のターンオフ損失が
大きくなってくるわけである。スイッチング素子１のタ
ーンオフ損失が大きくなると、高周波インバータの損失
が大きくなり、効率が低くなる、装置が高価になる、負
荷対応範囲や電力可変範囲が小さくなる、といった課題
が生ずるものである。

【０００７】本発明は上記従来の課題を解決するもの
で、高効率・低価格で、負荷対応範囲や電力可変範囲の
広い高周波インバータを提供することを目的としてい
る。

【０００８】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
の本発明の第一の手段は、直流電源に逆導通スイッチン
グ素子と逆阻止スイッチング素子とを直列に接続し、共
振コイル・逆阻止スイッチング素子、または逆導通スイ
ッチング素子のいずれか一つ、二つ、または全部に第一
の共振コンデンサを接続し、前記逆導通スイッチング素
子と逆阻止スイッチング素子の接続点に前記共振コイル
の一端を接続し、共振コイルの他端と前記直流電源いず
れか一方または両方を第二の共振コンデンサで結び、制
御回路の出力は前記逆導通スイッチング素子と前記逆阻
止スイッチング素子のゲートに接続して導通・遮断を制
御する高周波インバータとするものである。

【０００９】また本発明の第二の手段は、直流電源に逆
導通スイッチング素子と逆阻止スイッチング素子とを直
列に接続し、共振コイル・逆阻止スイッチング素子、ま
たは逆導通スイッチング素子のいずれか一つ、二つ、ま
たは全部に第一の共振コンデンサを接続し、前記逆導通
スイッチング素子と前記逆阻止スイッチング素子の接続
点に共振コイルの一端を接続し、共振コイルの他端と前
記直流電源のいずれか一方または両方を第二の共振コン
デンサで結び、前記共振コイルと第二の共振コンデンサ
の接続点と、前記直流電源の一方にダイオードを接続
し、制御回路の出力は前記逆導通スイッチング素子と前
記逆阻止スイッチング素子のゲートに接続して導通・遮
断を制御する高周波インバータとするものである。

【００１０】また本発明の第三の手段は、直流電源に第
一・第二の逆導通スイッチング素子を直列に接続し、共
振コイル・第一の逆導通スイッチング素子、または第二
の逆導通スイッチング素子のいずれか一つ、二つ、また
は全部に第一の共振コンデンサを接続し、第一の逆導通
スイッチング素子と第二の逆導通スイッチング素子との
接続点に前記共振コイルの一端を接続し、共振コイルの
他端と前記直流電源のいずれか一方または両方を第二の
共振コンデンサで結び、前記共振コイルと第二の共振コ
ンデンサの接続点と前記直流電源の一方にダイオードを
接続し、制御回路の出力は第一の逆導通スイッチング素
子と第二の逆導通スイッチング素子のゲートに接続して
導通・遮断を制御する高周波インバータとするものであ
る。

【００１１】また本発明の第四の手段は、直流電源に第
一・第二の逆導通スイッチング素子を直列に接続し、共
振コイル・第一の逆導通スイッチング素子、または第二
の逆導通スイッチング素子のいずれか一つ、二つ、また
は全部に第一の共振コンデンサを接続し、前記第一の逆
導通スイッチング素子と前記第二の逆導通スイッチング
素子の接続点に前記共振コイルの一端を接続し、共振コ
イルの他端と前記直流電源いずれか一方または両方を第
二の共振コンデンサで結び、前記共振コイルと第二の共
振コンデンサの接続点と、前記直流電源の一方に第一の
ダイオードを、前記直流電源の他方に第二のダイオード
を接続し、前記制御回路の出力は前記第一の逆導通スイ
ッチング素子と前記第二の逆導通スイッチング素子のゲ
ートに接続して導通・遮断を制御する高周波インバータ
とするものである。

【００１２】

【作用】本発明の第一の手段は、第二の共振コンデンサ
と共振コイルは逆導通スイッチング素子の電流波形を共
振状態での弧状とするように作用する。従って逆導通ス
イッチング素子は、ターンオフ時の電流が小さくなりタ
ーンオフ損失が小さくなるもので、効率の高い高周波イ
ンバータとすることができる。

【００１３】本発明の第二の手段は、ダイオードによる
還流を利用して逆導通スイッチング素子の導通期間を長
くし、かつ第二の共振コンデンサの充電作用を利用して
導通気寒中の電流の増大や過剰な減少を防ぐように作用
するもので、広範囲の負荷に対応でき、また広範囲の電
力可変を行っても損失が小さく、しかも安定に動作する
高周波インバータとすることができる。

【００１４】本発明の第三の手段は、スイッチング素子
が逆導通動作によって素子の電圧を直流電源の電圧でク
ランプされるように作用するもので、このため、耐圧が
低い安価なスイッチング素子を使用でき、安価な高周波
インバータとすることができる。

【００１５】また本発明の第四の手段は、第一・第二の
２つのダイオードが還流作用によって、両方のスイッチ
ング素子の導通期間を広い範囲で調整するように作用す
るもので、より広い電力調整範囲を備えた高周波インバ
ータとすることができる。

【００１６】

【実施例】以下本発明の第一の手段の実施例の構成につ
いて図１に基づいて説明する。図において、７は共振コ
イル、８は第一の共振コンデンサ、９は第二の共振コン
デンサ、１０は逆導通スイッチング素子で、本実施例で
はバイポーラトランジスタと逆並列ダイオードで構成し
ている。また１１は逆阻止スイッチング素子で、本実施
例ではバイポーラトランジスタと直列ダイオードで構成
している。１２は制御回路である。直流電源１３には、
逆導通スイッチング素子１０とこれに直列に接続した逆
阻止スイッチング素子１１とを接続している。また逆導
通スイッチング素子１０に並列に第一の共振コンデンサ
８を接続し、逆導通スイッチング素子１０と逆阻止スイ
ッチング素子１１との接続点には共振コイル７の一端を
接続している。共振コイル７の他端は、直流電源１３の
正極に前記第二の共振コンデンサ９を介して接続してい
る。また制御回路１２の出力は、逆導通スイッチング素
子１０のゲートＧ₁と逆阻止スイッチング素子１１のゲ
ートＧ₂に接続している。本実施例は誘導加熱用高周波
インバータであり、共振コイル７は加熱コイルを兼ねて
いるものである。

【００１７】以下、本実施例の動作について説明する。
図示していないスイッチがオンされると、制御回路１２
は逆導通スイッチング素子１０と逆阻止スイッチング素
子１１とを周期的に導通・遮断するように作用する。従
って共振コイル７には高周波の交流電流が供給され、共
振コイル７は高周波の交流磁界を発生する。この高周波
磁界によって、共振コイル７上に載置されている調理鍋
等の負荷は誘導加熱されるわけである。

【００１８】以下、図２を用いてその動作を説明する。
図２は図１の高周波インバータの動作を示す波形図であ
る。図２において、Ｉ_SW1・Ｖ_SW1はそれぞれ、逆導通ス
イッチング素子１０の電圧波形・電流波形を示してい
る。またＩ_SW2・Ｖ_SW2は、それぞれ逆阻止スイッチング
素子１１の電圧波形・電流波形を示している。またＶ_L
は共振コイル７の電圧波形を示している。また期間Ｔ₁
・Ｔ₂は、それぞれ逆導通スイッング素子１０・逆阻止
スイッチング素子１１が導通している期間を示してい
る。期間ｔ₀〜ｔ₁では、制御回路１２は逆導通スイッチ
ング素子１０・逆素子スイッチング素子１１の両方を遮
断しており、第一の共振コンデンサ８は共振コイル７の
初期電流によって充電されている。このため、この期間
中は逆導通スイッチング素子１０の電圧Ｖ_SW1は上昇す
る。この期間中はＶ_SW2が負であるため、逆阻止スイッ
チング素子１１を構成するバイポーラトランジスタは導
通している。

【００１９】時刻ｔ₁の少し前に前記逆阻止スイッチン
グ素子１１を構成するバイポーラトランジスタを導通し
ておくと、時刻ｔ₁でＶ_SW1が電源電圧Ｅに到達するの
で、逆阻止スイッチング素子１１は自然に導通する。

【００２０】期間Ｔ₂では、制御回路１２によって前記
逆導通スイッチング素子１０は遮断されており、逆阻止
スイッチング素子１１は導通している。この期間中は第
二の共振コンデンサ９・共振コイル７・逆導通スイッチ
ング素子１１のループで電流が流れる。

【００２１】時刻ｔ₂で制御回路１２によって逆阻止ス
イッチング素子１１を遮断すると、共振コイル７に流れ
ていた電流は第一の共振コンデンサ８に流れる。

【００２２】期間ｔ₂〜ｔ₃では、第二の共振コンデンサ
９・共振コイル７・第一の共振コンデンサ８の共振によ
って、Ｖ_SW1は共振の弧を描いて零に達する。時刻ｔ₃で
Ｖ_SW ₁が零に達すると、時刻ｔ₃または時刻ｔ₃の少し後
で、逆導通スイッチング素子１０を構成するバイポーラ
トランジスタは導通する。

【００２３】期間Ｔ₁では制御回路１２が作用して、逆
導通スイッチング素子１０は導通しており、逆阻止スイ
ッチング素子１１は遮断されている。従って共振コイル
７の電流すなわち逆導通スイッチング素子１０の電流Ｉ
_SW1はある程度増大するが、従来の高周波インバータと
異なって第二の共振コンデンサ９と共振コイル７の共振
によって、その後は共振の弧を描いて減少する。尚、時
刻ｔ₃の少し前からこの期間中はＶ_SW2が負であるので、
逆阻止スイッチング素子１１を構成するバイポーラトラ
ンジスタは導通しておいてもよい。

【００２４】また時刻ｔ₄で前記逆導通スイッチング素
子１０を遮断すると、時刻ｔ₀の状態に戻り発振が継続
する。

【００２５】以上の動作よりわかるように、本実施例の
高周波インバータは、図９の従来の高周波インバータに
比して、逆導通スイッチング素子１０のターンオフ時の
電流が小さいので、ターンオフ損失が小さく、従って効
率が高い。

【００２６】なお、前記第一の共振コンデンサ８は、図
１に破線で示す８ａ、または８ｂの位置に接続してもよ
く、また、前記第二の共振コンデンサ９は、図１に破線
で示す９ａの位置に接続してもよく、９・９ａの両方に
接続してもよい。すなわち、共振コイル７・逆阻止スイ
ッチング素子１１、または逆導通スイッチング素子１０
のいずれか一つ、二つ、または全部に第一の共振コンデ
ンサ８を接続してもよく、また、前記共振コイル７と前
記直流電源１３のいずれか一方または両方に前記第二の
共振コンデンサ９を接続してもよい。これらいずれの場
合も、同じ動作と効果が得られるものである。

【００２７】次に本発明の第二の手段の実施例について
図３を参照しながら説明する。図において、１４は共振
コイル、１５は第一の共振コンデンサ、１６は第二の共
振コンデンサ、１７はダイオード、１８は逆導通スイッ
チング素子、１９は逆阻止スイッチング素子、２０は制
御回路である。直流電源２１に逆導通スイッチング素子
１８と逆阻止スイッチング素子１９とを直列に接続し、
逆導通スイッチング素子１８には第一の共振コンデンサ
１５を接続している。また共振コイル１４は、逆導通ス
イッチング素子１８と前記逆阻止スイッチング素子１９
の接続点と、第二の共振コンデンサ１６を介して直流電
源２１の正極との間に接続している。また共振コイル１
４と第二の共振コンデンサ１６の接続点と、直流電源の
負極との間にはダイオード１７を接続している。この状
態で制御回路２０の出力は、逆導通スイッチング素子１
８のゲートＧ₁と逆阻止スイッチング素子１９のゲート
Ｇ₂に接続している。本実施例では共振コイル１２は加
熱コイルを兼ねている。

【００２８】以下、本実施例の動作について説明する。
図示していないスイッチがオンされると、制御回路２０
は逆導通スイッチング素子１８と逆阻止スイッチング素
子１９とを周期的に導通・遮断するように作用する。従
って共振コイル１４には高周波の交流電流が供給され、
共振コイル１４は高周波の交流磁界を発生する。この高
周波磁界によって、共振コイル１４上に載置されている
調理鍋等の負荷は誘導加熱されるわけである。

【００２９】本実施例と前記本発明の第一の手段の実施
例の高周波インバータとの動作上の差は、逆導通スイッ
チング素子１８の導通期間Ｔ₁における振舞いである。
図１の高周波インバータでは、図２の期間Ｔ₁における
波形は、共振の弧を描いて増大したのち減少するもので
ある。この場合、図４（ａ）のようにＴ₁を長くしすぎ
ると、ターンオフ時の電流Ｉ_offが小さくなりすぎ、さ
らには零にも達する。こうなると、図２の期間ｔ₀〜ｔ₁
における第一の共振コンデンサの充電電流が不足して正
常な発振動作が得られなくなるものである。

【００３０】この点、本実施例によれば、このような事
態を避けることができるものである。本実施例では、逆
導通スイッチング素子１８の導通期間中に第二の共振コ
ンデンサ１６の充電によって共振コイル１４の電圧が低
下して零に達した時点で、ダイオード１７が導通するよ
うになっている。ダイオード１７が導通することによっ
て、ダイオード１７・共振コイル１４・逆導通スイッチ
ング素子１８の定電流ループが構成される。すなわちダ
イオード１７の還流作用によって、逆導通スイッチング
素子１８の電流は、図４（ｂ）に示しているように途中
から一定となり、導通期間Ｔ₁を長くしてもターンオフ
時の電流Ｉ_offは従来のように増大もせず、また前記実
施例のように減少もしないものである。従ってスイッチ
ング損失も増大せず、発振も安定である。従ってまたＴ
₁の範囲を広く変化させることができ、広範囲の電力の
調整ができるものである。

【００３１】以上のように本実施例の高周波インバータ
は、逆導通スイッチング素子１８の導通期間を長くして
も、その電流の増大や過剰な減少がないので、広範囲の
負荷対応や電力調節を行っても損失の増大が小さくしか
も安定に動作するものである。

【００３２】なお、本実施例においても、前記第一の共
振コンデンサ１５は、図３に破線で示す１５ａ、または
１５ｂの位置に接続してもよく、また、前記第二の共振
コンデンサ１６は、図３に破線で示す１６ａの位置に接
続してもよく、１６・１６ａの両方に接続してもよい。
すなわち、共振コイル１４・逆阻止スイッチング素子１
９、または逆導通スイッチング素子１８のいずれか一
つ、二つ、または全部に第一の共振コンデンサ１５を接
続してもよく、また、前記共振コイル１４と前記直流電
源２１のいずれか一方または両方に前記第二の共振コン
デンサ１６を接続してもよい。これらいずれの場合も、
同じ動作と効果が得られるものである。

【００３３】次に本発明の第三の手段の実施例について
図５を参照しながら説明する。図において、２２は共振
コイル、２３は第一の共振コンデンサ、２４は第二の共
振コンデンサ、２５はダイオード、２６は第一の逆導通
スイッチング素子、２７は第二の逆導通スイッチング素
子、２８は制御回路である。直流電源２９には、第一・
第二の逆導通スイッチング素子２６・２７を直列に接続
している。また共振コイル２２は、第一の逆導通スイッ
チング素子２６と第二の逆導通スイッチング素子２７と
の接続点と、第二の共振コンデンサ２４を介して直流電
源２９の正極との間に接続している。また第一の共振コ
ンデンサ２３は、第一の逆導通スイッチング素子２６と
第二の逆導通スイッチング素子２７との接続点と直流電
源２９の正極との間に接続している。またダイオード２
５は、共振コイル２２の一端と直流電源２９の負極との
間に、第二の共振コンデンサ２４は、前記ダイオード２
５のカソードと第二の逆導通スイッチング素子との間に
接続している。なおまた制御回路２８の出力は、第一の
逆導通スイッチング素子２６と前記第二の逆導通スイッ
チング素子２７のゲートＧ₁・Ｇ₂に接続している。本実
施例においても、共振コイル１８は加熱コイルを兼ねて
いる。

【００３４】以下、本実施例の動作について説明する。
図示していないスイッチがオンされると、制御回路２８
は第一の逆導通スイッチング素子２６と第二の逆導通ス
イッチング素子２７とを周期的に導通・遮断するように
作用する。従って共振コイル２２には高周波の交流電流
が供給され、共振コイル２２は高周波の交流磁界を発生
する。この高周波磁界によって、共振コイル２２上に載
置されている調理鍋等の負荷は誘導加熱されるわけであ
る。

【００３５】以下、図６を用いてその動作を説明する。
Ｉ_SW1・Ｖ_SW1は、それぞれ第一の逆導通スイッチング素
子２６の電圧・電流を、またＩ_SW2・Ｖ_SW2は第二の逆導
通スイッチング素子２７の電圧・電流を示している。ま
た、期間Ｔ₁・Ｔ₂はそれぞれ第一の逆導通スイッチング
素子２６、第二の逆導通スイッチング素子２７が導通し
ている期間を示している。

【００３６】制御回路２８は、期間ｔ₀〜ｔ₁はスイッチ
ング素子２６・２７の両方を遮断しており、第一の共振
コンデンサ２３は共振コイル２２の初期電流によってが
充電されてその電圧Ｖ_SW1は上昇する。時刻ｔ₁で、第二
の逆導通スイッチング素子２７を構成するダイオードが
自然に導通する。時刻ｔ1またはその少し後で、第二の
逆導通スイッチング素子２７を構成するバイポーラトラ
ンジスタが導通する。

【００３７】制御回路２８は引き続いて期間Ｔ₂では、
第二の逆導通スイッチング素子２７を導通しており、第
一の逆導通スイッチング素子２６を遮断している。この
期間中は、第二の共振コンデンサ２４・共振コイル２２
・第二の逆導通スイッチング素子１１のループで電流が
流れ、Ｉ_SW2は共振の弧を描いて増減する。また時刻ｔ₂
では、第二の逆導通スイッチング素子２７を遮断する。
期間ｔ₂〜ｔ₃では、共振コイル２２に流れていた電流
は、第一の共振コンデンサ２３を放電し、Ｖ_SW ₁は低下
して零に達する。時刻ｔ₃でＶ_SW1が零に達すると、第一
の逆導通スイッチング素子２６が自然に導通する。また
時刻ｔ₃またはその少し後で、第一の逆導通スイッチン
グ素子２６を構成するバイポーラトランジスタが導通す
る。期間Ｔ₁では、第一の逆導通スイッチング素子２６
は導通しており、第二の逆導通スイッチング素子２７は
遮断している。従って、共振コイル２２の電流すなわち
第一の逆導通スイッチング素子２６の電流Ｉ_SW1はある
程度増大するが、ダイオード２５が導通すると、ダイオ
ード２５・共振コイル２２・第一の逆導通スイッチング
素子２６の定電流ループが形成され、一定となるもので
ある。また時刻ｔ₄で第一の逆導通スイッチング素子２
６を遮断すると、時刻ｔ₀の状態に戻って発振が継続す
る。

【００３８】以上のように本実施例の高周波インバータ
は、スイッチング素子の逆導通動作によって、Ｖ_SW1・
Ｖ_SW2が直流電源２９の電圧Ｅでクランプされるため、
従来例、本発明の第一の手段の実施例、同第二の手段の
実施例のようにスイッチング素子の電圧が高くならない
ものである。従って、耐圧が低い安価なスイッチング素
子を適用することができ、回路構成を安価にできるわけ
である。

【００３９】なお、本発明の第一の手段の実施例、同第
二の手段の実施例と同様に、第一の共振コンデンサ２３
を、第一の逆導通スイッチング素子２６・共振コイル２
２・第二のスイッチング素子２７のいずれに並列に接続
してもよく、それらのいずれか二つまたは全部に接続し
てもよいものである。また、前記第二の共振コンデンサ
２４は、共振コイル２２と直流電源２９の負極の間に接
続してもよいものである。

【００４０】次に本発明の第四の手段の実施例について
図７を参照しながら説明する。図において、３０は共振
コイル、３１は第一の共振コンデンサ、３２は第二の共
振コンデンサ、３３は第一のダイオード、３４は第二の
ダイオード、３５は第一の逆導通スイッチング素子、３
６は第二の逆導通スイッチング素子、３７は制御回路で
ある。直流電源３８に第一・第二の逆導通スイッチング
素子３５・３６を直列に接続し、第一の逆導通スイッチ
ング素子３５に並列に第一の共振コンデンサ３１を接続
している。また共振コイル３０は、第一の逆導通スイッ
チング素子３５と第二の逆導通スイッチング素子３６と
の接続点と、第二のコンデンサ３２を介して直流電源３
８の正極との間に接続している。共振コイル３０と第二
の共振コンデンサ３２との接続点には、直流電源３８の
負極との間に第一のダイオード３３を、直流電源３８の
正極との間には第二のダイオード３４を接続している。
この状態で制御回路３７の出力は、第一の逆導通スイッ
チング素子３５と第二の逆導通スイッチング素子３６の
ゲートＧ₁・Ｇ₂に接続している。なお、本実施例におい
ても、共振コイル２４は加熱コイルを兼ねているもので
ある。

【００４１】以上の構成で、第一の逆導通スイッチング
素子３５と第二の逆導通スイッチング素子３６とを周期
的に導通・遮断することによって、共振コイル３０に高
周波の交流電流を流し、発生する交流磁界によって共振
コイル３０に近接して置かれる調理鍋等の負荷を誘導加
熱するものである。

【００４２】以下、図８を用いてその動作を説明する。
図８は図７の高周波インバータの動作を示す波形図であ
る。図８において、Ｉ_SW1・Ｖ_SW1はそれぞれ前記第一の
逆導通スイッチング素子３５の電圧・電流を、Ｉ_SW2・
Ｖ_SW2はそれぞれ第二の逆導通スイッチング素子３６の
電圧・電流を示している。また、期間Ｔ₁・Ｔ₂はそれぞ
れ第一の逆導通スイッチング素子３５、第二の逆導通ス
イッチング素子３６が導通している期間を示している。

【００４３】制御回路３７は、期間ｔ₀〜ｔ₁では、スイ
ッチング素子３５・３６の両方を遮断している。従って
第一の共振コンデンサ３１は、共振コイル３０の初期電
流によって充電されて、この電圧Ｖ_SW1は上昇する。時
刻ｔ₁で、前記第二の逆導通スイッチング素子３６を構
成するダイオードが自然に導通する。従って時刻ｔ₁ま
たはその少し後で、第二の逆導通スイッチング素子３６
を構成するバイポーラトランジスタが導通する。期間Ｔ
₂では、第二の逆導通スイッチング素子３６は導通して
おり、第一の逆導通スイッチング素子３５は遮断してい
る。従って共振コイル３０の電流、すなわち第二の逆導
通スイッチング素子３６の電流Ｉ_SW1はある程度増大す
るが、第二のダイオード３４が導通すると、前記第二の
ダイオード３４・共振コイル３０・第二の逆導通スイッ
チング素子３６の定電流ループが形成され、一定となる
ものである。時刻ｔ₂では、第二の逆導通スイッチング
素子３６を遮断する。続いて期間ｔ₂〜ｔ₃では、共振コ
イル３０に流れていた電流は第一の共振コンデンサ３１
を放電し、Ｖ_SW1は低下して零に達する。時刻ｔ3でＶ
_SW1が零に達すると、第一の逆導通スイッチング素子３
５を構成するダイオードが自然に導通する。従って時刻
ｔ₃またはその少し後で、第一の逆導通スイッチング素
子３５を構成するバイポーラトランジスタが導通する。
期間Ｔ₁では、第一の逆導通スイッチング素子３５は導
通しており、第二の逆導通スイッチング素子３６は遮断
している。共振コイル３０の電流、すなわち第一の逆導
通スイッチング素子３５の電流Ｉ_SW1はある程度増大す
るが、第一のダイオード３３が導通すると、第一のダイ
オード３３・共振コイル３０・第一の逆導通スイッチン
グ素子３５の定電流ループが形成されるため一定とな
る。時刻ｔ₄で第一の逆導通スイッチング素子３５を遮
断すると、時刻ｔ₀の状態に戻り発振が継続する。

【００４４】以上のように本実施例の高周波インバータ
は、２つのダイオードの還流作用によって、両方のスイ
ッチング素子の導通期間をより広い範囲で調整すること
ができるので、より広い電力可変範囲を実現することが
できるものである。

【００４５】なお、前記各実施例と同様、第一の共振コ
ンデンサ３１は第一の逆導通スイッチング素子３５・共
振コイル３０・第二のスイッチング素子３６のいずれに
並列に接続してもよく、それらのいずれか二つまたは全
部に接続してもよいものである。また、第二の共振コン
デンサ３２は共振コイル３０と直流電源３８の負極の間
に接続してもよいものである。

【００４６】なお、前記各実施例においては、スイッチ
ング素子はｎｐｎバイポーラトランジスタとダイオード
で構成したが、ｎｐｎバイポーラトランジスタのかわり
にｐｎｐバイポーラトランジスタ・ＭＯＳＦＥＴ・ＩＧ
ＢＴ・ＳＩＴ・ＳＩサイリスタ・サイリスタなどを用い
てもよく、逆阻止スイッチング素子を構成する直列ダイ
オードを実施例のようにコレクタに挿入するかわりにエ
ミッタに挿入してもよい。さらに、逆阻止スイッチング
素子として、逆阻止自己消弧形サイリスタ、逆耐圧の高
いＩＧＢＴなど、逆阻止機能のあるスイッチング素子一
つで構成してもよく、逆導通スイッチング素子として逆
導通自己消弧形サイリスタ・逆導通ＩＧＢＴ・ＭＯＳＦ
ＥＴなど逆導通機能のあるスイッチング素子一つで構成
してもよい。また前記各実施例で使用している直流電源
は、交流電源を整流して形成してもよいし、各種電池を
用いてもよい。また、脈流やパルス状の直流電圧を用い
てもよい。

【００４７】さらに前記各実施例は誘導加熱用の高周波
インバータとして説明したが、蛍光ランプ点灯用や超音
波発生用、マグネトロン駆動電源用やスイッチング電源
用など種々の用途の高周波インバータに適用することが
できる。

【００４８】

【発明の効果】本発明の第一の手段は、直流電源に逆導
通スイッチング素子と逆阻止スイッチング素子とを直列
に接続し、共振コイル・逆阻止スイッチング素子、また
は逆導通スイッチング素子のいずれか一つ、二つ、また
は全部に第一の共振コンデンサを接続し、前記逆導通ス
イッチング素子と逆阻止スイッチング素子の接続点に前
記共振コイルの一端を接続し、共振コイルの他端と前記
直流電源のいずれか一方または両方を前記第二の共振コ
ンデンサで結び、制御回路の出力は前記逆導通スイッチ
ング素子と前記逆阻止スイッチング素子のゲートに接続
して導通・遮断を制御する構成としたもので、逆導通ス
イッチング素子の電流波形が共振の弧になるので、ター
ンオフ時の電流が小さくなりターンオフ損失が小さくな
るものである。従って効率の高い高周波インバータを提
供することができる。

【００４９】また、本発明の第二の手段は、直流電源に
逆導通スイッチング素子と逆阻止スイッチング素子とを
直列に接続し、共振コイル・逆阻止スイッチング素子、
または逆導通スイッチング素子のいずれか一つ、二つ、
または全部に第一の共振コンデンサを接続し、前記逆導
通スイッチング素子と逆阻止スイッチング素子の接続点
に前記共振コイルの一端を接続し、共振コイルの他端と
前記直流電源のいずれか一方または両方を前記第二の共
振コンデンサで結び、前記共振コイルと第二の共振コン
デンサの接続点と、前記直流電源の一方にダイオードを
接続し、制御回路の出力は前記逆導通スイッチング素子
と前記逆阻止スイッチング素子のゲートに接続して導通
・遮断を制御する構成としたもので、ダイオードによる
還流作用で逆導通スイッチング素子の導通期間を長くし
ても、その電流の増大や過剰な減少を防ぐことができ、
広範囲の負荷対応や電力可変を行っても損失が小さくし
かも安定に動作するという高周波インバータを提供する
ことができる。

【００５０】本発明の第三の手段は、直流電源に第一・
第二の逆導通スイッチング素子を直列に接続し、共振コ
イル・第一の逆導通スイッチング素子、または第二の逆
導通スイッチング素子のいずれか一つ、二つ、または全
部に第一の共振コンデンサを接続し、前記第一の逆導通
スイッチング素子と第二の逆導通スイッチング素子との
接続点に前記共振コイルの一端を接続し、共振コイルの
他端と前記直流電源のいずれか一方または両方を第二の
共振コンデンサで結び、前記共振コイルと第二の共振コ
ンデンサの接続点と前記直流電源の一方に前記ダイオー
ドを接続し、制御回路の出力は第一の逆導通スイッチン
グ素子と第二の逆導通スイッチング素子のゲートに接続
して導通・遮断を制御する構成としたもので、スイッチ
ング素子の逆導通動作によってスイッチング素子の電圧
が直流電源の電圧でクランプされるので、耐圧が低い安
価なスイッチング素子を適用することができ、安価な高
周波インバータを提供することができる。

【００５１】また本発明の第四の手段は、直流電源に第
一・第二の逆導通スイッチング素子を直列に接続し、共
振コイル・第一の逆導通スイッチング素子、または前記
第二の逆導通スイッチング素子のいずれか一つ、二つ、
または全部に第一の共振コンデンサを接続し、前記第一
の逆導通スイッチング素子と前記第二の逆導通スイッチ
ング素子の接続点に前記共振コイルの一端を接続し、前
記共振コイルの他端と前記直流電源いずれか一方または
両方を第二の共振コンデンサで結び、前記共振コイルと
第二の共振コンデンサの接続点と、前記直流電源の一方
に第一のダイオードを、前記直流電源の他方に第二のダ
イオードを接続し、前記制御回路の出力は前記第一の逆
導通スイッチング素子と前記第二の逆導通スイッチング
素子のゲートに接続して導通・遮断を制御する構成とし
たもので、２つダイオードの還流作用によって、両方の
スイッチング素子の導通期間を広い範囲で調整すること
ができ、広い電力可変範囲を実現できる高周波インバー
タを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第一の手段の実施例における高周波イ
ンバータの回路図

【図２】同動作を説明する波形図

【図３】本発明の第二の手段の実施例における高周波イ
ンバータの回路図

【図４】同高周波インバータの動作を説明する波形図

【図５】本発明の第三の手段の実施例における高周波イ
ンバータの回路図

【図６】同高周波インバータの動作を説明する波形図

【図７】本発明の第四の手段の実施例における高周波イ
ンバータの回路図

【図８】同高周波インバータの動作を説明する波形図

【図９】従来の高周波インバータの回路図

【図１０】同高周波インバータの動作を説明する波形図

【符号の説明】

７・１４・２２・３０共振コイル８・１５・２３・３１第一の共振コンデンサ９・１６・２４・３２第二の共振コンデンサ１０・１８逆導通スイッチング素子１１・１９逆阻止スイッチング素子１２・２０・２８・３７制御回路１３・２１・２９・３８直流電源１７・２５ダイオード２６・３５第一の逆導通スイッチング素子２７・３６第二の逆導通スイッチング素子３３第一のダイオード３４第二のダイオード

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者小南秀之大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源に逆導通スイッチング素子と逆
阻止スイッチング素子とを直列に接続し、共振コイル・
逆阻止スイッチング素子、または逆導通スイッチング素
子のいずれか一つ、二つ、または全部に第一の共振コン
デンサを接続し、前記逆導通スイッチング素子と逆阻止
スイッチング素子の接続点に前記共振コイルの一端を接
続し、共振コイルの他端と前記直流電源のいずれか一方
または両方を前記第二の共振コンデンサで結び、制御回
路の出力は前記逆導通スイッチング素子と前記逆阻止ス
イッチング素子のゲートに接続して導通・遮断を制御す
る高周波インバータ。
【請求項２】直流電源に逆導通スイッチング素子と逆
阻止スイッチング素子とを直列に接続し、共振コイル・
逆阻止スイッチング素子、または逆導通スイッチング素
子のいずれか一つ、二つ、または全部に第一の共振コン
デンサを接続し、前記逆導通スイッチング素子と逆阻止
スイッチング素子の接続点に前記共振コイルの一端を接
続し、共振コイルの他端と前記直流電源のいずれか一方
または両方を前記第二の共振コンデンサで結び、前記共
振コイルと第二の共振コンデンサの接続点と、前記直流
電源の一方にダイオードを接続し、制御回路の出力は前
記逆導通スイッチング素子と前記逆阻止スイッチング素
子のゲートに接続して導通・遮断を制御する高周波イン
バータ。
【請求項３】直流電源に第一・第二の逆導通スイッチ
ング素子を直列に接続し、共振コイル・第一の逆導通ス
イッチング素子、または第二の逆導通スイッチング素子
のいずれか一つ、二つ、または全部に第一の共振コンデ
ンサを接続し、前記第一の逆導通スイッチング素子と第
二の逆導通スイッチング素子との接続点に前記共振コイ
ルの一端を接続し、共振コイルの他端と前記直流電源の
いずれか一方または両方を第二の共振コンデンサで結
び、前記共振コイルと第二の共振コンデンサの接続点と
前記直流電源の一方に前記ダイオードを接続し、制御回
路の出力は第一の逆導通スイッチング素子と第二の逆導
通スイッチング素子のゲートに接続して導通・遮断を制
御する高周波インバータ。
【請求項４】直流電源に第一・第二の逆導通スイッチ
ング素子を直列に接続し、共振コイル・第一の逆導通ス
イッチング素子、または第二の逆導通スイッチング素子
のいずれか一つ、二つ、または全部に第一の共振コンデ
ンサを接続し、前記第一の逆導通スイッチング素子と前
記第二の逆導通スイッチング素子の接続点に前記共振コ
イルの一端を接続し、共振コイルの他端と前記直流電源
いずれか一方または両方を第二の共振コンデンサで結
び、前記共振コイルと第二の共振コンデンサの接続点
と、前記直流電源の一方に第一のダイオードを、前記直
流電源の他方に第二のダイオードを接続し、前記制御回
路の出力は前記第一の逆導通スイッチング素子と前記第
二の逆導通スイッチング素子のゲートに接続して導通・
遮断を制御する高周波インバータ。