JP2006140088A - 誘導加熱調理器 - Google Patents

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Abstract

【課題】 誘導加熱コイルの巻数切換えなくても負荷の種類に関係なく加熱することができ、インバータのスイッチング損失及び定常損失の軽減を図ることができる誘導加熱調理器を提供する。
【解決手段】 直流電源線12、13間に、IGBT15及び16の直列回路とIGBT17及び18の直列回路とを接続して、インバータ14を構成する。IGBT15及び16の直列回路の中性点とIGBT17及び18の直列回路の中性点都の間に誘導加熱コイル22及び第1の共振コンデンサ23の直列回路を接続し、この第1の共振コンデンサ23に並列に第2こ共振コンデンサ24及び切換用リレースイッチ25の直列回路を接続して、共振回路26を構成する。そして、制御回路によりIGBT15乃至18をオンオフ制御して、前記インバータ14に、そのスイッチング周波数と同じ周波数の高周波電圧と2倍の周波数の高周波電圧とを切換え出力させる。
【選択図】 図1

Description

本発明は、鍋等の負荷を高周波加熱する誘導加熱調理器に係り、特に、負荷の種類に応じた加熱を行なうようにして誘導加熱調理器に関する。
誘導加熱調理器は、火を使わずに安全で温度制御機能もある等の利点からシステムキッチンに組み込まれるIHクッキングヒータとして急速に普及しつつあり、この場合、使い勝手の向上から、鉄製鍋のような高透磁率或いは高抵抗率の鍋の加熱の他、アルミニウム製鍋のような抵透磁率或いは低抵抗率の鍋も加熱できるようにした誘導加熱調理器が要望されており、このような要望に応えるようにしたものも開示されている(例えば特許文献1参照)。
特開昭61−16491号公報
図11は、鉄製鍋及びアルミニウム製鍋の双方を加熱し得るようにした従来の誘導加熱調理器の電気回路の構成を示す。
図11において、全波整流回路100の交流入力端子は、ノイズフィルタ101を介して200Vの単相交流電源102に接続され、全波整流回路100の直流出力端子間には、リアクタ121及び平滑コンデンサ103の直列回路が接続されている。平滑コンデンサ103には、スイッチング素子たるIGBT104及び105を直列に接続してなるインバータ106が並列に接続されている。即ち、インバータ6は、IGBT104及び105の直列回路の1アーム分からなるハーフブリッジ回路である。
負荷たる鍋107を加熱するための誘導加熱コイル108は、巻数20ターンの内側コイル108aと巻数60ターンの外側コイル108bとから構成されている。共振コンデンサ109は、容量C1の第1のコンデンサ109aと容量C2の第2のコンデンサ109bとから構成され、容量C2は湯量C1よりも充分に大になるように設定されている。しかして、インバータ106のIGBT105には、内側コイル108a、切換用リレースイッチ110の可動接点c−固定接点b間、外側コイル108b、第1のコンデンサ109a及び第2のコンデンサ109bの直列回路が並列に接続され、切換用リレースイッチ110の固定接点aは、コンデンサ109a及び109bの共通接続点に接続されている。
制御回路11は、8ビットの通常のマイクロコンピュータで構成され、機能別のブロック線図で示すと、入力電力制御部112、負荷判定部113及び周波数指令信号生成部114を備えている。入力電圧検出回路115は、交流入力電圧を検出し、その検出した交流入力電圧を入力電力制御部112に与える。入力電流検出回路116は、交流入力電流を変流器122を介して検出し、その検出した交流入力電流を入力電力制御部112及び負荷判定部113に与える。インバータ電流検出回路117は、インバータ106に流れる電流を変流器123を介して検出し、その検出したインバータ電流を負荷判定部113に与える。
入力電力制御部112は、交流入力電圧と交流入力電流とから入力電力を演算し、使用者が設定した設定入力電力になるようにインバータ106の駆動周波数を制御する信号を周波数指令信号生成部114に与える。周波数指令信号生成部114は、この駆動周波数に相当する周波数指令信号を生成してアナログICからなるインバータ駆動パルス生成回路(VCO)118に与える。インバータ駆動パルス生成回路118は、その周波数指令信号に基づいて駆動パルスを生成して、ドライバ119を介してIGBT104及び105にゲート信号VG1及びVG2を与えるようになっている。そして、負荷判定部113は、交流入力電流とインバータ電流とから鍋107の種類を判定するようになっており、鍋107がアルミニウム製鍋の場合には、リレー切換回路120を介して切換用リレースイッチ110の接点c−b間をオンさせ、鍋107が鉄製鍋の場合には、リレー切換回路120を介して切換用リレースイッチ110の接点c−a間をオンさせるようになっている。
以上の回路構成により、アルミニウム製鍋と鉄製鍋との加熱を次のように実行する。
アルミニウム製鍋は、抵抗率が低いので、鉄製鍋と同じ誘導加熱コイル巻数で加熱しようとすると、過大なインバータ電流が流れるので、高火力加熱を行なうことができない。そこで、アルミニウム製鍋を加熱する場合には、誘導加熱コイル巻数を鉄製鍋の場合よりも増加し、且つ、60kHz程度の高周波動作をさせるにより、コイルインピーダンスを増加させてインバータを駆動させる必要がある。
負荷判定部113は、鍋107がアルミニウム製鍋と判定した場合には、リレー切換回路を120を介して切換用リレースイッチ110の接点c−b間をオンさせる。これにより内側コイル108a、外側コイル108b、第1のコンデンサ109a及び第2のコンデンサ109bが直列に接続されて共振回路が形成される。従って、誘導加熱コイル108としては巻数が80ターン(内側コイル108aの20ターン+外側コイル108bの60ターン)になり、且つ、共振コンデンサ109のとしては容量は略C1(第1のコンデンサ109aの容量)になる。この容量C1は、誘導加熱コイル108の巻数が80ターンのときに共振周波数が59kHz付近になるような値に設定されている。
入力電力制御部112は、使用者が設定した設定入力となるようにインバータ106に対する周波数制御を行なうことにより入力一定制御を行なう。鍋107がアルミニウム製鍋の場合,定格入力は2kWで、その時のインバータ106のスイッチング周波数は60kHzである。そして、この時の各部のタイミング波形は図12に示すようになる。図12において、IQはインバータ電流(共振回路に流れる電流)、VQはインバータ106から出力される高周波電圧(共振回路に印加される高周波電圧)、VG1はIGBT104に与えられるゲート信号、VG2はIGBT105に与えられるゲート信号である。
又、負荷判定部113は、鍋107が鉄製鍋と判定した場合には、リレー切換回路120を介して切換用リレースイッチ110の接点c−a間をオンさせる。これにより内側コイル108a及び第2のコンデンサ109bが直列に接続されて共振回路が形成される。従って、誘導加熱コイル108としては巻数が20ターン(内側コイル108aの巻数)になり、且つ、共振コンデンサ109のとしては容量がC2(第2のコンデンサ109bの容量)になる。この容量C2は、誘導加熱コイル108の巻数が20ターンのときに共振周波数が22kHz付近になるような値に設定されている。
入力電力制御部112は、使用者が設定した設定入力となるようにインバータ106に対する周波数制御を行なうことにより入力一定制御を行なう。鍋107が鉄製鍋の場合,定格入力は3kWで、その時のインバータ106のスイッチング周波数は25kHzである。そして、この時の各部のタイミング波形は図13に示すようになる。
上記従来の構成では、アルミニウム製鍋の場合には、インバータ106を60kHzのスイッチング周波数で駆動することで60kHzのインバータ電流を流すことができる(アルミニウム製鍋の加熱ができる)が、インバータ106は、60kHzもの高周波駆動となるためインバータ106のスイッチング損失(スイッチング素子たるIGBTのスイッチング損失)が大きくなる不具合がある。又、鉄製鍋の場合には、インバータ106のスイッチング周波数は25kHzと低いが、誘導加熱コイル108の巻数が20ターンと少ないので、インバータ電流が70Aピークとなり、インバータ106の定常損失(IGBTの定常損失)が大きくなる不具合がある。
更に、アルミニウム製鍋と鉄製鍋とで誘導加熱コイル108の巻数切換えを行なわなければならないので、誘導加熱コイル108の製造が複雑になって、価格が高くなる。又、誘導加熱コイル108の巻数を切換えることにより、アルミニウム製鍋と鉄製鍋とでは加熱個所が変り、特に、鉄製鍋の場合には、内側コイル108aのみの加熱をなるので、鍋底中心部の局所加熱になる。
尚、誘導加熱コイルの巻数の切換えを行なうことなくアルミニウム製鍋と鉄製鍋とを加熱できるようにした誘導加熱調理器が特開2000−160484号公報に開示されている。しかしながら、この誘導加熱調理器は、鉄製鍋の加熱時に誘導加熱コイルの巻数を切換えることは明示されていないので、鉄製鍋の加熱時に充分なインバータ鍵流が流れず、高火力が得られない。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、誘導加熱コイルの巻数切換えなくても負荷の種類に関係なく加熱することができ、インバータのスイッチング損失及び定常損失の軽減を図ることができる誘導加熱調理器を提供することにある。
本発明の誘導加熱調理器は、直流電源回路と、誘導加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、前記直流電源回路からの直流電源電圧を高周波電圧に変換して前記共振回路に供給するインバータと、このインバータのスイッチング周波数を制御する制御手段とを具備し、前記インバータは、前記スイッチング周波数と同じ周波数の高周波電圧と2倍の周波数の高周波電圧とを切換え出力するように構成されていることを特徴とする。
この場合、インバータは、第1及び第2のスイッチング素子が直列に接続された第1のアームと、第3及び第4のスイッチング素子が直列に接続された第2のアームとを有するフルブリッジ回路で構成され、このインバータの第1のアームの中性点と第2のアームの中性点との間に共振回路が接続されているとともに、その共振回路の共振コンデンサは容量切換え可能に構成され、制御手段は、前記第1及び第2のスイッチング素子を交互にオンオフさせ且つこれと同期して第4及び第3のスイッチング素子を交互にオンオフさせる第1の制御状態と、前記第1及び第2のスイッチング素子を第1のスイッチング素子のオン期間が第2のスイッチング素子のそれよりも長くなるようにして交互にオンオフさせ且つ第1のスイッチング素子のオン期間中に第3のスイッチング素子をオンオフさせるとともにこのオンオフに同期して第4のスイッチング素子をオフオンさせる第2の制御状態とを切換え可能で、その切換えに応じて前記共振コンデンサの容量切換えを行なうように構成されていることを特徴とする。
このような構成によれば、負荷の種類に応じてインバータがスイッチング周波数を同じ周波数の高周波電圧を出力する場合(第1の制御状態)とスイッチング周波数の2倍の周波数の高周波電圧を出力する場合(第2の制御状態)とを切換えることができるので、負荷の種類に関係なく高火力の加熱が可能になる。インバータは、スイッチング周波数と同じ周波数の高周波電圧と2倍の周波数の高周波電圧とを切換え出力するだけであるので、スイッチング損失の低減を図ることができ、又、インバータがスイッチング周波数を同じ周波数の高周波電圧を出力する場合(第1の制御状態)は、高周波電圧の振幅を従来の2倍にすることができて、2倍の周波数の高周波電圧を出力する場合と誘導加熱コイルの巻数は同一のまま、インバータ電流のピーク値を小さくすることができる。これにより、インバータの定常損失の低減を図ることができる。
本発明の誘導加熱調理器は、誘導加熱コイルの巻数切換えなくても負荷の種類に関係なく加熱することができ、インバータのスイッチング損失及び定常損失の軽減を図ることができる、という効果を奏する。
(第1の実施例)
以下、本発明の第1の実施例につき、図1乃至図5を参照して説明する。
図1は、本実施例の電気回路の構成を示す。この図1において、全波整流回路1は、平滑コンデンサ2とともに直流電源回路3を構成するもので、その交流入力端子は、交流電源線4、5及びノイズフィルタ6を介して200Vの単相交流電源7に接続されている。全波整流回路1において、正側出力端子は、リアクトル8及び高速ダイオード9を介して平滑コンデンサ2の一方の端子に接続され、負側出力端子は、平滑コンデンサ2の他方の端子に接続されている。NPN形のトランジスタ10は、リアクトル8及び高速ダイオード9とともに直流電圧可変手段たるチョッパ11を構成するもので、そのコレクタは、リアクトル8及び高速ダイオード9の共通接続点に接続され、エミッタは、全波整流回路1の負側出力端子に接続されている。そして、平滑コンデンサ2の両端子には、直流電源線12、13が接続されている。
インバータ14は、単相のフルブリッジ回路からなるもので、直流電源線12、13間に接続されたスイッチング素子たる第1のIGBT15及び第2のIGBT16の直列回路(第1のアーム)と、同じく、直流電源線12、13間に接続されたスイッチング素子たる第3のIGBT17及び第4のIGBT18の直列回路(第2のアーム)とから構成されている。尚、IGBT15,16、17及び18のコレクタ、エミッタ間にはフリーホイールダイオード15a,16a、17a及び18aが夫々接続されている。又、第2のIGBT16及び第4のIGBT18のコレクタ、エミッタ間にはスナバコンデンサ19及び20が接続されている。
第1のIGBT15及び第2のIGBTの直列回路の中性点と第3のIGBT17及び第4のIGBT18の直列回路の中性点との間には、鍋21を加熱するための誘導加熱コイル22と第1の共振コンデンサ23との直列回路が接続され、この第1の共振コンデンサ23に並列に第2の共振コンデンサ24と切換用リレースイッチ25との直列回路が接続され、以て、共振回路26が構成されている。この場合、誘導加熱コイル22の巻数は60ターンに設定され、第1の共振コンデンサ23の容量C23はアルミニウム製鍋の加熱時に使用する容量に設定され、容量C24は鉄製鍋の加熱時に使用する容量に設定されており、容量C24は湯量C23よりも充分に大になるように設定されている。
制御手段たる制御回路27は、高速マイクロコンピュータ例えば32ビットのRISCマイクロコンピュータ或いはDSPマイクロコンピュータで構成されたもので、機能別のブロック線図で示すと、入力電力制御部28、負荷判定手段たる負荷判定部29、インバータ電圧可変部30及びインバータ駆動パルス生成部31を備えている。入力電圧検出回路32は、交流電源線4、5間の交流入力電圧を検出し、その検出した交流入力電圧を入力電力制御部28に与えようになっている。入力電流検出回路33は、交流入力電流を変流器34を介して検出し、その検出した交流入力電流を入力電力制御部28及び負荷判定部29に与えるようになっている。インバータ電流検出回路は35は、インバータ14に流れる電流を変流器36を介して検出し、その検出したインバータ電流を負荷判定部29に与えるようになっている。
入力電力制御部28は、入力電圧検出回路32が検出する交流入力電圧を参照してインバータ電圧可変部30に設定されたインバータ電圧に応じた信号を与えるようになっており、インバータ電圧可変部30は、チョッパ11を昇圧チョッパとして作用させるべくインバータ電圧設定信号を出力してチョッパ制御回路37に与えるようになっている。そして、チョッパ制御回路37は、そのインバータ電圧設定信号に基づいてベース信号を生成してドライバ38を介してトランジスタ10のベースに与えるようになり、これにより、チョッパ11は設定された直流電圧VDCを直流電源線12、13間に印加する。又、チョッパ11は、上記昇圧動作と同時に、入力電流検出回路33により検出される交流入力電流の波形が入力電圧検出回路32により検出される交流入力電圧の波形に追従するように制御する力率改善チョッパとしても作用するようになっている。
負荷判定部29は、入力電流検出回路33が検出する交流入力電流とインバータ電流検出回路35が検出するインバータ電流とから鍋21の種類を判定するようになっており、その判定信号をインバータ駆動パルス生成部31に与えるようになっている。更に、負荷判定部29は、鍋21がアルミニウム製鍋と判定した場合は、リレー切換回路39を介して切換用リレースイッチをオフさせ、鍋21が鉄製鍋と判定した場合は、リレー切換回路39を介して切換用リレースイッチ25をオンさせるようになっている。
入力電力制御部28は、入力電圧検出回路32が検出する交流入力電圧と入力電流検出回路33が検出する交流入力電流とから入力電力を演算し、使用者が設定した設定入力電力になるようにインバータ14の駆動周波数(スイッチング周波数)を制御する周波数指令信号信号をインバータ駆動パルス生成部31に与えるようになっている。周波数指令信号生成部31(実際には制御回路27たる高速マイクロコンピュータ)は、三相モータを駆動する三相インバータ用のU相、V相及びW相PWMポートを有するもので、前記入力電力制御部28からの周波数指令信号に基づき且つ負荷判定部29の判定を加味してPWM信号たる駆動パルスを生成してドライバ40に与えるようになっている。そして、ドライバ40は、後述するようにしてゲート信号VG1乃至VG4を出力してIGBT15乃至18のゲートに与えるようになっている。
次に、本実施例の作用につき、図2乃至図5をも参照して説明する。
加熱停止状態では、切換用リレースイッチ25はオフされている。従って、共振回路26においては、誘導加熱コイル22と第1の共振コンデンサ23とが直列に接続された状態にある。この場合、第1の共振コンデンサ23の容量C23は、誘導加熱コイル22の巻数60ターンのときに共振周波数が59kHz付近となるような値に設定されている。
使用者が入力電力を設定した上で、スタートボタンを操作すると、制御回路27は、まず、鍋21の種類(材質)の判定を行なう。入力電力制御部28は、インバータ駆動パルス生成部31及びドライバ40を介してIGBT15乃至18にゲート信号VG1乃至VG4を与えて、インバータ14を65kHzのスイッチング周波数で駆動させ、その後スイッチング周波数を徐々に下げていく。尚、ゲート信号VG1乃至VG4の生成の仕方については後述する。そして、インバータ14のスイッチング周波数が63kHzになったときに負荷判定部29は、交流入力電流とインバータ電流とから鍋21の種類を判定する。即ち、インバータ14が63kHzのスイッチング周波数で駆動されているときは、これはアルミニウム製鍋の仕様であり、鍋21がアルミニウム製鍋の場合には、交流入力電流及びインバータ電流はともに夫々の規定電流よりも大になり、又、鍋21が鉄製鍋の場合には、交流入力電流及びインバータ電流はともに夫々の規定電流よりも著しく小になるかが或いはほとんど流れない。これにより、負荷判定部29は、判定結果をインバータ駆動パルス生成部31に与える。
鍋21がアルミニウム製鍋であった場合には、負荷判定部29は切換用リレースイッチ25をオフのままとし、インバータ駆動パルス生成部31は、負荷判定部29の判定結果を参照して次のような動作を行なう。即ち、インバータ駆動パルス生成部31は、図2に示すように、三相モータを駆動する三相インバータを構成する6個のトランジスタたるU相上(Tr1)、U相下(Tr2)、V相上(Tr3)、V相下(Tr4)、W相上(Tr5)及びW相下(Tr6)用のポートを有し、夫々のポートに図2(b)乃至(g)に示す駆動パルスを出力する。これらの駆動パルスは、図2(a)示すように、波形生成用カウンタが生成する二等辺三角波のピーク値の75%及び25%に閾値TH1及びTH2を設け、カウンタの二等辺三角波と閾値TH1及びTH2との比較により得られる。そして、図2の(b)に示す駆動パルス(Tr1用)、(c)に示す駆動パルス(Tr2用)、(d)に示す駆動パルス(Tr3用)及び(e)に示す駆動パルス(Tr4用)がドライバ40に与えられることにより、ドライバ40からゲート信号VG1、VG2、VG3及びVG4として出力されてIGBT15、16、17及び18のゲートに夫々与えられるのである。
具体的には、ゲート信号VG1は、1周期において270度の間ハイレベルで、残りの90度の間ロウレベルとなり、ゲート信号VG2は、ゲート信号VG1を反転したロウレベル、ハイレベルとなり、ゲート信号VG3は、ゲート信号VG1のハイレベルの90度と180度の期間ハイレベルで、残りの期間ロウレベルとなり、ゲート信号VG4は、ゲート信号VG3を反転したロウレベル、ハイレベルとなる。IGBT15、16、17及び18は、与えられるゲート信号VG1、VG2、VG3及びVG4のハイレベル期間においてオンする。
図4には、鍋21がアルミニウム製鍋である場合のタイミング波形図が示されており、(a)はインバータ電流IQ、(b)はインバータ14が出力する高周波電圧VQ、(c)乃至(f)は前述のゲート信号VG1、VG2、VG3及びVG4である。
ここで、インバータ14の動作について述べる。第1のIGBT15及び第4のIGBT18がオンすると、第1のIGBT15、誘導加熱コイル22、第1の共振コンデンサ23及び第4のIGBT18の経路で誘導加熱コイル22に電流IQ(+)が流れるとともに、第1のコンデンサ23が充電される。次に、第4のIGBT18がオフし第3のIGBT17がオンするが、この間には、第4のIGBT18及び第3のIGBT17がともにオフとなるデッドタイムが設けられていて、アーム短絡が防止される。第4のIGBT18がオフし、このデッドタイム間でスナバコンデンサ20が充電された後は、第1のIGBT15、誘導加熱コイル22、第1の共振コンデンサ23及びフリーホイールダイオード17aの経路で遅れ電流が流れる。
第3のIGBT17がオンすると、今度は、共振コンデンサ23、誘導加熱コイル22、フリーホイールダイオード15a及び第3のIGBT17の経路で誘導加熱コイル22に電流IQ(−)が流れる。次に、第3のIGBT17がオフし第4のIGBT18がオンするが、この間にもデッドタイムが存在する。第3のIGBT17がオフし、このデッドタイム間でスナバコンデンサ20が充電された後は、共振コンデンサ23、誘導加熱コイル22、フリーホイールダイオード15a、平滑コンデンサ2及びフリーホイールダイオード18aの経路で遅れ電流が流れる。
第4のIGBT18がオンすると、第1のIGBT15、誘導加熱コイル22、第1の共振コンデンサ23及びIGBT18の経路で誘導加熱コイル22に電流IQ(+)が流れるとともに、第1のコンデンサ23が充電される。次に、第1のIGBT15がオフし第2のIGBT16がオンするが、この間にもデッドタイムが存在する。第1のIGBT15がオフし、このデッドタイム間でスナバコンデンサ19が充電された後は、第4のIGBT18、誘導加熱コイル22、第1の共振コンデンサ23、第4のIGBT18及びフリーホイールダイオード16aの経路で遅れ電流が流れる。
第2のIGBT16がオンすると、今度は、共振コンデンサ23、誘導加熱コイル22、第2のIGBT16及びフリーホイールダイオード18aの経路で誘導加熱コイル22に電流IQ(−)が流れる。次に、第2のIGBT16がオフし第1のIGBT15がオンするが、この間にもデッドタイムが存在する。第2のIGBT16がオフし、このデッドタイム間でスナバコンデンサ19が充電された後は、共振コンデンサ23、誘導加熱コイル22、フリーホイールダイオード15a、平滑コンデンサ2及びフリーホイールダイオード18aの経路で遅れ電流が流れる。
以上の第2の制御状態の動作を繰り返すことにより、図4に示すように、インバータ14が出力する高周波電圧VQはインバータ14のスイッチング周波数の2倍の周波数となり、インバータ電流IQも2倍の周波数となる。本実施例では、アルミニウム鍋の2kW加熱時のインバータ電流IQの周波数は、従来と同様に60kHzに設定されるが、この場合、インバータ14のスイッチング周波数は半分の30kHzとなる。
尚、チョッパ11により力率改善を行なう場合には、チョッパ11により直流電圧VDCは300Vに昇圧されるようになっている。力率改善を行なわない場合は、直流電圧VDCは282V(AC200Vのピーク値)である。又、設定入力に制御する入力一定制御は、従来と同様にインバータ14のスイッチング周波数(駆動周波数)を可変して行なう。例えば、制御回路27に内蔵の波形生成用カウンタの二等辺三角形波のピーク値を可変する。この場合も、閾値TH1,TH2はピーク値の75%、25%に設定される。
さて、鍋21が鉄製鍋であった場合には、負荷判定部29は切換用リレースイッチ25をオンとし、インバータ駆動パルス生成部31は、負荷判定部29の判定結果を参照して次のような動作を行なう。尚、切換リレースイッチ25がオンされると、共振回路26は誘導加熱コイル22と第1の共振コンデンサ23及び第2の共振コンデンサ24の並列回路との直列回路になり、共振コンデンサ容量は、C23+C24となって、容量C24は容量C23に比し充分大であるので、ほとんどC24となる。この容量C24は、誘導加熱コイル22も巻数が60ターン時の共振周波数が22kHzとなるような値に設定されている。
インバータ駆動パルス生成部31は、図3に示すように、三相モータを駆動する三相インバータを構成する6個のトランジスタたるU相上(Tr1)、U相下(Tr2)、V相上(Tr3)、V相下(Tr4)、W相上(Tr5)及びW相下(Tr6)用の夫々のポートに図3(b)乃至(g)に示す駆動パルスを出力する。これらの駆動パルスは、図3(a)示すように、波形生成用カウンタが生成する二等辺三角波のピーク値の50%に閾値TH1を設け、カウンタの二等辺三角波と閾値TH1との比較により得られる。そして、図3の(b)に示す駆動パルス(Tr1用)、(c)に示す駆動パルス(Tr2用)、(g)に示す駆動パルス(Tr6用)及び(f)に示す駆動パルス(Tr5用)がドライバ40に与えられることにより、ドライバ40からゲート信号VG1、VG2、VG3及びVG4として出力されてIGBT15、16、17及び18のゲートに夫々与えられるのである。
具体的には、ゲート信号VG1は、1周期において180度の間ハイレベルで、残りの90度の間ロウレベルとなり、ゲート信号VG2は、ゲート信号VG1を反転したロウレベル、ハイレベルとなり、ゲート信号VG3は、ゲート信号VG2と同期したロウレベル、ハイレベルとなり。ゲート信号VG4は、ゲート信号VG3同期した反転したハイレベル、ロウレベルとなる。IGBT15、16、17及び18は、与えられるゲート信号VG1、VG2、VG3及びVG4のハイレベル期間においてオンする。
図5には、鍋21が鉄製鍋である場合のタイミング波形図が示されており、(a)はインバータ電流IQ、(b)はインバータ21が出力する高周波電圧VQ、(c)乃至(f)は前述のゲート信号VG1、VG2、VG3及びVG4である。
次に、インバータ14の動作について述べる。第1のIGBT15及び第4のIGBT18がオンすると(高周波電圧VQは+VDC)、第1のIGBT15、誘導加熱コイル22、第2の共振コンデンサ24、切換用リレースイッチ25及び第4のIGBT18の経路で誘導加熱コイル22に電流IQ(+)が流れる。尚、第1の共振コンデンサ23については説明を省略する。次に、第1のIGBT15及び第4のIGBT18がオフし第2のIGBT16及び第3のIGBT17がオンするが、この間には、IGBT15乃至18が全てオフとなるデッドタイムが設けられていて、アーム短絡が防止される。従って、このデッドタイムにおいては誘導加熱コイル22、第1の共振コンデンサ23、フリーホイールダイオード17a、平滑コンデンサ2及びフリーホイールダイオード16aの経路で遅れ電流が流れる。
第2のIGBT16及び第3のIGBT17がオンすると(高周波電圧VQは−VDC)、今度は、第3のIGBT17、切換用リレースイッチ25、第2の共振コンデンサ24、誘導加熱コイル22及び第2のIGBT16の経路で誘導加熱コイル22に電流IQ(−)が流れる。次に、第2のIGBT16及び第3のIGBT17がオフし第1のIGBT15及び第4のIGBT18がオンするが、この間にもデッドタイムが存在するので、このデッドタイムにおいて、共振コンデンサ23、誘導加熱コイル22、フリーホイールダイオード15a、平滑コンデンサ2及びフリーホイールダイオード18aの経路で遅れ電流が流れる。
以上の第1の制御状態の動作を繰り返すことにより、図5に示すように、インバータ14が出力する高周波電圧VQはインバータ14のスイッチング周波数と同じ周波数となり、インバータ電流IQも同じ周波数となる。本実施例では、インバータ14のスイッチング周波数は25kHzに設定され、従って、高周波電圧VQ及びインバータ電流IQの周波数も25kHzになる。この鉄製鍋の場合も、誘導加熱コイル22の巻数は60ターンであるが、共振回路26(誘導加熱コイル22と第2のコンデンサ24との直列回路)には、アルミニウム製鍋加熱時の2倍の振幅(VDC×2)を有する高周波電圧VQを印加することができるので、誘導加熱コイル22に充分なインバータ電流IQを流すことができて、高火力加熱を行なうことができる。
又、この鉄製鍋加熱時において、3kWの高火力を得る場合には、チョッパ11により、直流電圧VDCゐ300V乃至350Vに昇圧する。この時のインバータ電流IQは、図5に示すように、従来の70Aピークから15Aピークになる。
このように本実施例によれば、インバータ14は、第1及び第2のIGBT15及び16が直列に接続された第1のアームと第3及び第4のIGBT17および18が直列に接続された第2のアームとを有するフルブリッジ回路で構成され、このインバータ14の第1のアームの中性点と第2のアームの中性点との間に共振回路14が接続されているとともに、その共振回路14の共振コンデンサは容量切換え可能に構成され、制御回路27は、前記第1及び第2のIGBT15及び16を交互にオンオフさせ且つこれと同期して第4及び第3のIGBT18および17を交互にオンオフさせる第1の制御状態(鉄製鍋加熱)と、前記第1及び第2のGIBT15及び16を第1のIGBT15のオン期間が第2のIGBT16のそれよりも長くなるようにして交互にオンオフさせ且つ第1のIGBT15のオン期間中に第3のIGBT17スイッチング素子をオンオフさせるとともにこのオンオフに同期して第4のIGBT18をオフオンさせる第2の制御状態とを切換え可能とした。
このような構成によれば、鍋21が鉄製鍋の場合には、インバータ14がスイッチング周波数を同じ周波数の高周波電圧VQを出力(第1の制御状態)し、鍋21がアルミニウム製鍋の場合には、インバータ14がスイッチング周波数の2倍の周波数の高周波電圧VQを出力(第2の制御状態)するので、高火力の加熱が可能になる。又、インバータ14は、スイッチング周波数と同じ周波数の高周波電圧と2倍の周波数の高周波電圧とを切換え出力するだけであるので、スイッチング損失の低減を図ることができ、又、インバータ14がスイッチング周波数を同じ周波数の高周波電圧を出力する場合(第1の制御状態)は、高周波電圧の振幅を従来の2倍にすることができるので、2倍の周波数の高周波電圧を出力する場合と誘導加熱コイルの巻数は同一のままインバータ電流のピーク値を小さくすることができる。これにより、インバータ14の定常損失(IGBTの定常損失)の低減を図ることができる。
又、鉄製鍋及びアルミニウム製鍋のいずれの場合も誘導加熱コイルの巻数は60ターンで巻数切換えは行なわないので、誘導加熱コイル21製造が簡単にになって、価格を低くすることができ、又、巻数切換えることにより、アルミニウム製鍋と鉄製鍋とでは加熱個所が変った人或いは局所加熱になることもない。
そして、DC400V以下の直流電圧VDCで、アルミニウム製鍋の2kW加熱及び鉄製鍋の3kW加熱ルを行なうことができるので、インバータ14として、安価な600Vスイッチング素子(IGBT)でフルブリッジ回路を構成することができる。
(第2の実施例)
図6乃至図8は、本発明の第2の実施例であり、上記第1の実施例と同一部分には同一符号を付して示し、以下異なる部分について説明する。
図6において、図1と異なるところは、第1の共振コンデンサ23の代わりにアルミニウム製鍋加熱用の共振コンデンサ41を接続するようにした構成にある。この共振コンデンサ41の容量C41は、誘導加熱コイル22の巻数が60ターンのときに共振周波数が87kHzになるような値に設定されている。
アルミニウム製鍋は、非磁性金属なので、インバータ電流を増大すると浮き上がる或いは横ずれするという問題がある。この鍋浮き時の浮力は、周波数の平方根に反比例することが知られており、アルミニウム製鍋の加熱時のインバータ電流を更に高周波にすることにより浮力抑制に効果がある。
そこで、鍋21がアルミニウム製鍋であった場合には、インバータ駆動パルス生成部31は、図7に示すように、三相モータを駆動する三相インバータを構成する6個のトランジスタたるU相上(Tr1)、U相下(Tr2)、V相上(Tr3)、V相下(Tr4)、W相上(Tr5)及びW相下(Tr6)用の夫々のポートに図7(b)乃至(g)に示す駆動パルスを出力する。これらの駆動パルスは、図7(a)示すように、波形生成用カウンタが生成する二等辺三角波のピーク値の62.5%及び37.5%に閾値TH1及びTH2を設け、カウンタの二等辺三角波と閾値TH1及びTH2との比較により得られる。そして、図7の(b)に示す駆動パルス(Tr1用)、(c)に示す駆動パルス(Tr2用)、(d)に示す駆動パルス(Tr3用)及び(e)に示す駆動パルス(Tr4用)がドライバ40に与えられることにより、ドライバ40からゲート信号VG1、VG2、VG3及びVG4として出力されてIGBT15、16、17及び18のゲートに夫々与えられるのである。
具体的には、ゲート信号VG1は、1周期において225度の間ハイレベルで、残りの135度の間ロウレベルとなり、ゲート信号VG2は、ゲート信号VG1を反転したロウレベル、ハイレベルとなり、ゲート信号VG3は、ゲート信号VG1のハイレベルの45度と180度との期間ハイレベルで、残りの期間ロウレベルとなり、ゲート信号VG4は、ゲート信号VG3を反転したロウレベル、ハイレベルとなる。IGBT15、16、17及び18は、与えられるゲート信号VG1、VG2、VG3及びVG4のハイレベル期間においてオンする。
図8には、鍋21がアルミニウム製鍋である場合のタイミング波形図が示されており、(a)はインバータ電流IQ、(b)はインバータ14が出力する高周波電圧VQ、(c)乃至(f)は前述のゲート信号VG1、VG2、VG3及びVG4である。
インバータ14の動作について述べる。第1のIGBT15及び第4のIGBT18がオンすると、第1のIGBT15、誘導加熱コイル22、第1の共振コンデンサ41及び第4のIGBT18の経路で誘導加熱コイル22に電流IQ(+)が流れるとともに、第1のコンデンサ41が充電される。次に、第4のIGBT18がオフし第3のIGBT17がオンするが、この間には、第4のIGBT18及び第2のIGBT17がともにオフとなるデッドタイムが存在する。このデッドタイム後は、第1の実施例と同様に遅れ電流が流れる。
第3のIGBT17がオンすると、共振コンデンサ41、誘導加熱コイル22、フリーホイールダイオード15a及び第3のIGBT17の経路で誘導加熱コイル22に電流IQ(−)が流れ、次に、共振コンデンサ41、フリーホイールダイオード17a、第1のIGBT15及び誘導加熱コイル22の経路誘導加熱コイル22に電流IQ(+)が流れ、その後、共振コンデンサ41、誘導加熱コイル22、フリーホイールダイオード15a及び第3のIGBT17の経路で誘導加熱コイル22に電流IQ(−)が流れる、という共振が生じる。そして、第3のIGBT17がオフし第4のIGBT18がオンするが、この間にデッドタイムが存在する。このデッドタイム後は、第1の実施例と同様に遅れ電流が流れる。
第4のIGBT18がオンすると、第1のIGBT15、誘導加熱コイル22、第1の共振コンデンサ41及びIGBT18の経路で誘導加熱コイル22に電流IQ(+)が流れるとともに、第1のコンデンサ41が充電される。次に、第1のIGBT15がオフし第2のIGBT16がオンするが、この間にデッドタイムが存在する。このデッドタイム後は、第1の実施例と同様に遅れ電流が流れる。
第2のIGBT16がオンすると、今度は、共振コンデンサ41、誘導加熱コイル22、第2のIGBT16及びフリーホイールダイオード18aの経路で誘導加熱コイル22に電流IQ(−)が流れ、次に、共振コンデンサ41、第4のIGBT18、フリーホイールダイオード16a及び誘導加熱コイル22の経路で誘導加熱コイル22に電流IQ(+)が流れ、その後、共振コンデンサ41、誘導加熱コイル22、第2のIGBT16、フリーホイールダイオード18aの経路で誘導加熱コイル22に電流IQ(−)が流れる、という共振が生じる。そして、第2のIGBT16がオフし第1のIGBT15がオンするが、この間にデッドタイムが存在する。このデッドタイム後は、第1の実施例と同様に遅れ電流が流れる。
以上の第2の制御状態の動作を繰り返すことにより、図8に示すように、インバータ14の出力高周波電圧VQはインバータ14のスイッチング周波数の2倍の周波数となり、インバータ電流IQは4倍の周波数となる。本実施例では、アルミニウム鍋の2kW加熱時のインバータ14のスイッチング周波数は22kHzに設定されるが、これにより、高周波電圧VQは2倍の周波数の44kHzとなり、インバータ電流IQは4倍の88kHzとなる。
このように、第2の実施例によれば、インバータ14を22kHzのスイッチング周波数で駆動しながら、誘導加熱コイルに略90kHzの高周波電流をインバータ電流IQとして流すことができ、アルミニウム製鍋の浮力抑制に効果がある。
(第3の実施例)
図9及び図10は、本発明の第3の実施例であり、前記第1の実施例と同一部分には同一符号を付して示し、以下、異なる部分について説明する。
図9において、図1と異なるところは、ゼロクロス検出回路42を新たに設け、制御回路27に位相差検出手段たるインバータ位相差検出部43を備えるようにした構成にある。ゼロクロス検出回路42は、インバータ電流検出回路35が検出したインバー電流のゼロクロス点を検出してその信号をインバータ位相差検出部43に与えるようになっており、位相差検出部43は、このゼロクロス検出信号VI0とインバータ駆動パルス生成部31からのゲート信号VG1とを比較し、その位相差を検出して位相差検出パルスDIFを出力するようになっている。この位相差検出パルスDIFはインバータ駆動パルス生成部31に与えられるようになっている。
図10は、インバータ位相差検出のタイミング波形図である。インバータ14においては、スナバコンデンサ19、20の短絡モードが発生しないようにインバータ14を誘導性にするする必要がある。図10(a)に示すインバータ電流IQに対して、図10(b)は第1のIGBT15に流れる電流のゼロクロス点を検出したゼロクロス点検出信号VI0を示し、図10(c)は第1のIGBT15に与えられるゲート信号VG1を示す。インバータ位相検出部43は、ゼロクロス点検出信号の立ち上がり時点とゲート信号VG1立ち上がり時点との位相差、即ち、高周波電圧VQとインバータ電流IQとの位相差を検出して位相差検出パルスDIFを出力するようになっており、この位相差検出パルスDIFはインバータ駆動パルス生成部31に与えられる。そして、インバータ駆動パルス生成部31は、この位相差検出パルスDIFのパルス幅がスナバコンデンサ19、20の短絡モードが発生しないように設定された時間以下にならないようにインバータ14のスイッチング周波数を制御するようになっている。
従って、この第3の実施例によれば、鍋21がどのような種類であっても常にインバータ14を誘導性に維持できるので、インバータ14を安全に動作させることができる。
尚、上記実施例では、インバータ14の第1の制御状態で鉄製鍋を加熱し、第2の制御状態でアルミニウム製鍋を加熱するようにしたが、透磁率は低いが抵抗率が高いステンレス製鍋を第1の制御状態で加熱することができ、又、透磁率及び抵抗率がともに低い銅製鍋を第2の制御状態で加熱することができる。この場合、インバータ14の第1の制御状態で加熱できる鉄製鍋及びステンレス製鍋等を総称して鉄類鍋或いは鉄類負荷と定義し、第2の制御状態で加熱できるアルミニウム製鍋及び銅製鍋等を総称してアルミニウム類鍋或いはアルミニウム類負荷と定義することとする。
本発明の第1の実施例を示す電気回路の構成図 アルミニウム製鍋の加熱時のIGBT駆動波形生成図 鉄製鍋の加熱時のIGBT駆動波形生成図 アルミニウム製鍋の加熱時のタイミング波形図 鉄製鍋の加熱時のタイミング波形図 本発明の第2の実施例を示す図1相当図 図2相当図 図4相当図 本発明の第3の実施例を示す第1相当図 位相差検出タイミング波形図 従来例を示す図1相当図 図4相当図 図5相当図
符号の説明
図面中、3は直流電源回路、11はチョッパ、14はインバータ、15乃至18は第1乃至第4のIGBT(第1乃至第4のスイッチング素子)、15a乃至18aはフリーホイールダイオード、21は鍋、19及び20はスナバコンデンサ、22は誘導加熱コイル、23は第1の共振コンデンサ、24は第2の共振コンデンサ、25は切換用リレースイッチ、26は共振回路、27は制御回路(制御手段、高速マイクロコンピュータ)、28は入力電力制御部、29は負荷判定部(負荷判定手段)、30はインバータ電圧可変ぶ、31はインバータ駆動パルス生成部、32は入力電圧検出回路、33は入力電流検出回路、35はインバータ電流検出回路、37はチョッパ制御回路、38はドライバ、39はリレー切換回路、40はドライバ、41は第1の共振コンデンサ、42はゼロクロス検出回路、43はインバータ位相差検出部(位相差検出手段)を示す。

Claims (7)

  1. 直流電源回路と、
    誘導加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、
    前記直流電源回路からの直流電源電圧を高周波電圧に変換して前記共振回路に供給するインバータと、
    このインバータのスイッチング周波数を制御する制御手段とを具備し、
    前記インバータは、前記スイッチング周波数と同じ周波数の高周波電圧と2倍の周波数の高周波電圧とを切換え出力するように構成されていることを特徴とする誘導加熱調理器。
  2. インバータは、第1及び第2のスイッチング素子が直列に接続された第1のアームと、第3及び第4のスイッチング素子が直列に接続された第2のアームとを有するフルブリッジ回路で構成され、
    このインバータの第1のアームの中性点と第2のアームの中性点との間に共振回路が接続されているとともに、その共振回路の共振コンデンサは容量切換え可能に構成され、
    制御手段は、前記第1及び第2のスイッチング素子を交互にオンオフさせ且つこれと同期して第4及び第3のスイッチング素子を交互にオンオフさせる第1の制御状態と、前記第1及び第2のスイッチング素子を第1のスイッチング素子のオン期間が第2のスイッチング素子のそれよりも長くなるようにして交互にオンオフさせ且つ第1のスイッチング素子のオン期間中に第3のスイッチング素子をオンオフさせるとともにこのオンオフに同期して第4のスイッチング素子をオフオンさせる第2の制御状態とを切換え可能で、その切換えに応じて前記共振コンデンサの容量切換えを行なうように構成されていることを特徴とする請求項1記載の誘導加熱調理器。
  3. 誘導加熱コイルにより加熱される鍋等の負荷の種類を検出する負荷検出手段を有し、
    制御手段は、負荷検出手段の検出した負荷の種類に応じて切換えを行なうように構成されていることを特徴とする請求項1又は2記載の誘導加熱調理器。
  4. 直流電源回路の直流電源電圧を変化させる直流電圧可変手段を備えたことを特徴とする請求項1又は2記載の誘導加熱調理器。
  5. 誘導加熱コイルにより加熱される鍋等の負荷の種類を検出する負荷検出手段を有し、
    制御手段は、負荷検出手段の検出した負荷の種類に応じて直流電圧可変手段による直流電源電圧の可変を行なわせるように構成されていることを特徴とする請求項1又は2記載の誘導加熱調理器。
  6. 共振回路に流れるインバータ電流の位相を検出する位相差検出手段を有し、
    制御手段は、前記位相差検出手段の検出結果に基づいてインバータ電流を誘導性に維持するように構成されていることを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の誘導加熱調理器。
  7. 制御手段は、マイクロコンピュータにより構成されていることを特徴とする請求項1乃至6のいずれかに記載の誘導加熱調理器。

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