JP2006140088A - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Abstract

【課題】 誘導加熱コイルの巻数切換えなくても負荷の種類に関係なく加熱することができ、インバータのスイッチング損失及び定常損失の軽減を図ることができる誘導加熱調理器を提供する。
【解決手段】 直流電源線１２、１３間に、ＩＧＢＴ１５及び１６の直列回路とＩＧＢＴ１７及び１８の直列回路とを接続して、インバータ１４を構成する。ＩＧＢＴ１５及び１６の直列回路の中性点とＩＧＢＴ１７及び１８の直列回路の中性点都の間に誘導加熱コイル２２及び第１の共振コンデンサ２３の直列回路を接続し、この第１の共振コンデンサ２３に並列に第２こ共振コンデンサ２４及び切換用リレースイッチ２５の直列回路を接続して、共振回路２６を構成する。そして、制御回路によりＩＧＢＴ１５乃至１８をオンオフ制御して、前記インバータ１４に、そのスイッチング周波数と同じ周波数の高周波電圧と２倍の周波数の高周波電圧とを切換え出力させる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、鍋等の負荷を高周波加熱する誘導加熱調理器に係り、特に、負荷の種類に応じた加熱を行なうようにして誘導加熱調理器に関する。

誘導加熱調理器は、火を使わずに安全で温度制御機能もある等の利点からシステムキッチンに組み込まれるＩＨクッキングヒータとして急速に普及しつつあり、この場合、使い勝手の向上から、鉄製鍋のような高透磁率或いは高抵抗率の鍋の加熱の他、アルミニウム製鍋のような抵透磁率或いは低抵抗率の鍋も加熱できるようにした誘導加熱調理器が要望されており、このような要望に応えるようにしたものも開示されている（例えば特許文献１参照）。
特開昭６１−１６４９１号公報

図１１は、鉄製鍋及びアルミニウム製鍋の双方を加熱し得るようにした従来の誘導加熱調理器の電気回路の構成を示す。

図１１において、全波整流回路１００の交流入力端子は、ノイズフィルタ１０１を介して２００Ｖの単相交流電源１０２に接続され、全波整流回路１００の直流出力端子間には、リアクタ１２１及び平滑コンデンサ１０３の直列回路が接続されている。平滑コンデンサ１０３には、スイッチング素子たるＩＧＢＴ１０４及び１０５を直列に接続してなるインバータ１０６が並列に接続されている。即ち、インバータ６は、ＩＧＢＴ１０４及び１０５の直列回路の１アーム分からなるハーフブリッジ回路である。

負荷たる鍋１０７を加熱するための誘導加熱コイル１０８は、巻数２０ターンの内側コイル１０８ａと巻数６０ターンの外側コイル１０８ｂとから構成されている。共振コンデンサ１０９は、容量Ｃ１の第１のコンデンサ１０９ａと容量Ｃ２の第２のコンデンサ１０９ｂとから構成され、容量Ｃ２は湯量Ｃ１よりも充分に大になるように設定されている。しかして、インバータ１０６のＩＧＢＴ１０５には、内側コイル１０８ａ、切換用リレースイッチ１１０の可動接点ｃ−固定接点ｂ間、外側コイル１０８ｂ、第１のコンデンサ１０９ａ及び第２のコンデンサ１０９ｂの直列回路が並列に接続され、切換用リレースイッチ１１０の固定接点ａは、コンデンサ１０９ａ及び１０９ｂの共通接続点に接続されている。

制御回路１１は、８ビットの通常のマイクロコンピュータで構成され、機能別のブロック線図で示すと、入力電力制御部１１２、負荷判定部１１３及び周波数指令信号生成部１１４を備えている。入力電圧検出回路１１５は、交流入力電圧を検出し、その検出した交流入力電圧を入力電力制御部１１２に与える。入力電流検出回路１１６は、交流入力電流を変流器１２２を介して検出し、その検出した交流入力電流を入力電力制御部１１２及び負荷判定部１１３に与える。インバータ電流検出回路１１７は、インバータ１０６に流れる電流を変流器１２３を介して検出し、その検出したインバータ電流を負荷判定部１１３に与える。

入力電力制御部１１２は、交流入力電圧と交流入力電流とから入力電力を演算し、使用者が設定した設定入力電力になるようにインバータ１０６の駆動周波数を制御する信号を周波数指令信号生成部１１４に与える。周波数指令信号生成部１１４は、この駆動周波数に相当する周波数指令信号を生成してアナログＩＣからなるインバータ駆動パルス生成回路（ＶＣＯ）１１８に与える。インバータ駆動パルス生成回路１１８は、その周波数指令信号に基づいて駆動パルスを生成して、ドライバ１１９を介してＩＧＢＴ１０４及び１０５にゲート信号ＶＧ１及びＶＧ２を与えるようになっている。そして、負荷判定部１１３は、交流入力電流とインバータ電流とから鍋１０７の種類を判定するようになっており、鍋１０７がアルミニウム製鍋の場合には、リレー切換回路１２０を介して切換用リレースイッチ１１０の接点ｃ−ｂ間をオンさせ、鍋１０７が鉄製鍋の場合には、リレー切換回路１２０を介して切換用リレースイッチ１１０の接点ｃ−ａ間をオンさせるようになっている。

以上の回路構成により、アルミニウム製鍋と鉄製鍋との加熱を次のように実行する。
アルミニウム製鍋は、抵抗率が低いので、鉄製鍋と同じ誘導加熱コイル巻数で加熱しようとすると、過大なインバータ電流が流れるので、高火力加熱を行なうことができない。そこで、アルミニウム製鍋を加熱する場合には、誘導加熱コイル巻数を鉄製鍋の場合よりも増加し、且つ、６０ｋＨｚ程度の高周波動作をさせるにより、コイルインピーダンスを増加させてインバータを駆動させる必要がある。

負荷判定部１１３は、鍋１０７がアルミニウム製鍋と判定した場合には、リレー切換回路を１２０を介して切換用リレースイッチ１１０の接点ｃ−ｂ間をオンさせる。これにより内側コイル１０８ａ、外側コイル１０８ｂ、第１のコンデンサ１０９ａ及び第２のコンデンサ１０９ｂが直列に接続されて共振回路が形成される。従って、誘導加熱コイル１０８としては巻数が８０ターン（内側コイル１０８ａの２０ターン＋外側コイル１０８ｂの６０ターン）になり、且つ、共振コンデンサ１０９のとしては容量は略Ｃ１（第１のコンデンサ１０９ａの容量）になる。この容量Ｃ１は、誘導加熱コイル１０８の巻数が８０ターンのときに共振周波数が５９ｋＨｚ付近になるような値に設定されている。

入力電力制御部１１２は、使用者が設定した設定入力となるようにインバータ１０６に対する周波数制御を行なうことにより入力一定制御を行なう。鍋１０７がアルミニウム製鍋の場合，定格入力は２ｋＷで、その時のインバータ１０６のスイッチング周波数は６０ｋＨｚである。そして、この時の各部のタイミング波形は図１２に示すようになる。図１２において、ＩＱはインバータ電流（共振回路に流れる電流）、ＶＱはインバータ１０６から出力される高周波電圧（共振回路に印加される高周波電圧）、ＶＧ１はＩＧＢＴ１０４に与えられるゲート信号、ＶＧ２はＩＧＢＴ１０５に与えられるゲート信号である。

又、負荷判定部１１３は、鍋１０７が鉄製鍋と判定した場合には、リレー切換回路１２０を介して切換用リレースイッチ１１０の接点ｃ−ａ間をオンさせる。これにより内側コイル１０８ａ及び第２のコンデンサ１０９ｂが直列に接続されて共振回路が形成される。従って、誘導加熱コイル１０８としては巻数が２０ターン（内側コイル１０８ａの巻数）になり、且つ、共振コンデンサ１０９のとしては容量がＣ２（第２のコンデンサ１０９ｂの容量）になる。この容量Ｃ２は、誘導加熱コイル１０８の巻数が２０ターンのときに共振周波数が２２ｋＨｚ付近になるような値に設定されている。

入力電力制御部１１２は、使用者が設定した設定入力となるようにインバータ１０６に対する周波数制御を行なうことにより入力一定制御を行なう。鍋１０７が鉄製鍋の場合，定格入力は３ｋＷで、その時のインバータ１０６のスイッチング周波数は２５ｋＨｚである。そして、この時の各部のタイミング波形は図１３に示すようになる。

上記従来の構成では、アルミニウム製鍋の場合には、インバータ１０６を６０ｋＨｚのスイッチング周波数で駆動することで６０ｋＨｚのインバータ電流を流すことができる（アルミニウム製鍋の加熱ができる）が、インバータ１０６は、６０ｋＨｚもの高周波駆動となるためインバータ１０６のスイッチング損失（スイッチング素子たるＩＧＢＴのスイッチング損失）が大きくなる不具合がある。又、鉄製鍋の場合には、インバータ１０６のスイッチング周波数は２５ｋＨｚと低いが、誘導加熱コイル１０８の巻数が２０ターンと少ないので、インバータ電流が７０Ａピークとなり、インバータ１０６の定常損失（ＩＧＢＴの定常損失）が大きくなる不具合がある。

更に、アルミニウム製鍋と鉄製鍋とで誘導加熱コイル１０８の巻数切換えを行なわなければならないので、誘導加熱コイル１０８の製造が複雑になって、価格が高くなる。又、誘導加熱コイル１０８の巻数を切換えることにより、アルミニウム製鍋と鉄製鍋とでは加熱個所が変り、特に、鉄製鍋の場合には、内側コイル１０８ａのみの加熱をなるので、鍋底中心部の局所加熱になる。

尚、誘導加熱コイルの巻数の切換えを行なうことなくアルミニウム製鍋と鉄製鍋とを加熱できるようにした誘導加熱調理器が特開２０００−１６０４８４号公報に開示されている。しかしながら、この誘導加熱調理器は、鉄製鍋の加熱時に誘導加熱コイルの巻数を切換えることは明示されていないので、鉄製鍋の加熱時に充分なインバータ鍵流が流れず、高火力が得られない。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、誘導加熱コイルの巻数切換えなくても負荷の種類に関係なく加熱することができ、インバータのスイッチング損失及び定常損失の軽減を図ることができる誘導加熱調理器を提供することにある。

本発明の誘導加熱調理器は、直流電源回路と、誘導加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、前記直流電源回路からの直流電源電圧を高周波電圧に変換して前記共振回路に供給するインバータと、このインバータのスイッチング周波数を制御する制御手段とを具備し、前記インバータは、前記スイッチング周波数と同じ周波数の高周波電圧と２倍の周波数の高周波電圧とを切換え出力するように構成されていることを特徴とする。

この場合、インバータは、第１及び第２のスイッチング素子が直列に接続された第１のアームと、第３及び第４のスイッチング素子が直列に接続された第２のアームとを有するフルブリッジ回路で構成され、このインバータの第１のアームの中性点と第２のアームの中性点との間に共振回路が接続されているとともに、その共振回路の共振コンデンサは容量切換え可能に構成され、制御手段は、前記第１及び第２のスイッチング素子を交互にオンオフさせ且つこれと同期して第４及び第３のスイッチング素子を交互にオンオフさせる第１の制御状態と、前記第１及び第２のスイッチング素子を第１のスイッチング素子のオン期間が第２のスイッチング素子のそれよりも長くなるようにして交互にオンオフさせ且つ第１のスイッチング素子のオン期間中に第３のスイッチング素子をオンオフさせるとともにこのオンオフに同期して第４のスイッチング素子をオフオンさせる第２の制御状態とを切換え可能で、その切換えに応じて前記共振コンデンサの容量切換えを行なうように構成されていることを特徴とする。

このような構成によれば、負荷の種類に応じてインバータがスイッチング周波数を同じ周波数の高周波電圧を出力する場合（第１の制御状態）とスイッチング周波数の２倍の周波数の高周波電圧を出力する場合（第２の制御状態）とを切換えることができるので、負荷の種類に関係なく高火力の加熱が可能になる。インバータは、スイッチング周波数と同じ周波数の高周波電圧と２倍の周波数の高周波電圧とを切換え出力するだけであるので、スイッチング損失の低減を図ることができ、又、インバータがスイッチング周波数を同じ周波数の高周波電圧を出力する場合（第１の制御状態）は、高周波電圧の振幅を従来の２倍にすることができて、２倍の周波数の高周波電圧を出力する場合と誘導加熱コイルの巻数は同一のまま、インバータ電流のピーク値を小さくすることができる。これにより、インバータの定常損失の低減を図ることができる。

本発明の誘導加熱調理器は、誘導加熱コイルの巻数切換えなくても負荷の種類に関係なく加熱することができ、インバータのスイッチング損失及び定常損失の軽減を図ることができる、という効果を奏する。

（第１の実施例）
以下、本発明の第１の実施例につき、図１乃至図５を参照して説明する。
図１は、本実施例の電気回路の構成を示す。この図１において、全波整流回路１は、平滑コンデンサ２とともに直流電源回路３を構成するもので、その交流入力端子は、交流電源線４、５及びノイズフィルタ６を介して２００Ｖの単相交流電源７に接続されている。全波整流回路１において、正側出力端子は、リアクトル８及び高速ダイオード９を介して平滑コンデンサ２の一方の端子に接続され、負側出力端子は、平滑コンデンサ２の他方の端子に接続されている。ＮＰＮ形のトランジスタ１０は、リアクトル８及び高速ダイオード９とともに直流電圧可変手段たるチョッパ１１を構成するもので、そのコレクタは、リアクトル８及び高速ダイオード９の共通接続点に接続され、エミッタは、全波整流回路１の負側出力端子に接続されている。そして、平滑コンデンサ２の両端子には、直流電源線１２、１３が接続されている。

インバータ１４は、単相のフルブリッジ回路からなるもので、直流電源線１２、１３間に接続されたスイッチング素子たる第１のＩＧＢＴ１５及び第２のＩＧＢＴ１６の直列回路（第１のアーム）と、同じく、直流電源線１２、１３間に接続されたスイッチング素子たる第３のＩＧＢＴ１７及び第４のＩＧＢＴ１８の直列回路（第２のアーム）とから構成されている。尚、ＩＧＢＴ１５，１６、１７及び１８のコレクタ、エミッタ間にはフリーホイールダイオード１５ａ，１６ａ、１７ａ及び１８ａが夫々接続されている。又、第２のＩＧＢＴ１６及び第４のＩＧＢＴ１８のコレクタ、エミッタ間にはスナバコンデンサ１９及び２０が接続されている。

第１のＩＧＢＴ１５及び第２のＩＧＢＴの直列回路の中性点と第３のＩＧＢＴ１７及び第４のＩＧＢＴ１８の直列回路の中性点との間には、鍋２１を加熱するための誘導加熱コイル２２と第１の共振コンデンサ２３との直列回路が接続され、この第１の共振コンデンサ２３に並列に第２の共振コンデンサ２４と切換用リレースイッチ２５との直列回路が接続され、以て、共振回路２６が構成されている。この場合、誘導加熱コイル２２の巻数は６０ターンに設定され、第１の共振コンデンサ２３の容量Ｃ２３はアルミニウム製鍋の加熱時に使用する容量に設定され、容量Ｃ２４は鉄製鍋の加熱時に使用する容量に設定されており、容量Ｃ２４は湯量Ｃ２３よりも充分に大になるように設定されている。

制御手段たる制御回路２７は、高速マイクロコンピュータ例えば３２ビットのＲＩＳＣマイクロコンピュータ或いはＤＳＰマイクロコンピュータで構成されたもので、機能別のブロック線図で示すと、入力電力制御部２８、負荷判定手段たる負荷判定部２９、インバータ電圧可変部３０及びインバータ駆動パルス生成部３１を備えている。入力電圧検出回路３２は、交流電源線４、５間の交流入力電圧を検出し、その検出した交流入力電圧を入力電力制御部２８に与えようになっている。入力電流検出回路３３は、交流入力電流を変流器３４を介して検出し、その検出した交流入力電流を入力電力制御部２８及び負荷判定部２９に与えるようになっている。インバータ電流検出回路は３５は、インバータ１４に流れる電流を変流器３６を介して検出し、その検出したインバータ電流を負荷判定部２９に与えるようになっている。

入力電力制御部２８は、入力電圧検出回路３２が検出する交流入力電圧を参照してインバータ電圧可変部３０に設定されたインバータ電圧に応じた信号を与えるようになっており、インバータ電圧可変部３０は、チョッパ１１を昇圧チョッパとして作用させるべくインバータ電圧設定信号を出力してチョッパ制御回路３７に与えるようになっている。そして、チョッパ制御回路３７は、そのインバータ電圧設定信号に基づいてベース信号を生成してドライバ３８を介してトランジスタ１０のベースに与えるようになり、これにより、チョッパ１１は設定された直流電圧ＶＤＣを直流電源線１２、１３間に印加する。又、チョッパ１１は、上記昇圧動作と同時に、入力電流検出回路３３により検出される交流入力電流の波形が入力電圧検出回路３２により検出される交流入力電圧の波形に追従するように制御する力率改善チョッパとしても作用するようになっている。

負荷判定部２９は、入力電流検出回路３３が検出する交流入力電流とインバータ電流検出回路３５が検出するインバータ電流とから鍋２１の種類を判定するようになっており、その判定信号をインバータ駆動パルス生成部３１に与えるようになっている。更に、負荷判定部２９は、鍋２１がアルミニウム製鍋と判定した場合は、リレー切換回路３９を介して切換用リレースイッチをオフさせ、鍋２１が鉄製鍋と判定した場合は、リレー切換回路３９を介して切換用リレースイッチ２５をオンさせるようになっている。

入力電力制御部２８は、入力電圧検出回路３２が検出する交流入力電圧と入力電流検出回路３３が検出する交流入力電流とから入力電力を演算し、使用者が設定した設定入力電力になるようにインバータ１４の駆動周波数（スイッチング周波数）を制御する周波数指令信号信号をインバータ駆動パルス生成部３１に与えるようになっている。周波数指令信号生成部３１（実際には制御回路２７たる高速マイクロコンピュータ）は、三相モータを駆動する三相インバータ用のＵ相、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭポートを有するもので、前記入力電力制御部２８からの周波数指令信号に基づき且つ負荷判定部２９の判定を加味してＰＷＭ信号たる駆動パルスを生成してドライバ４０に与えるようになっている。そして、ドライバ４０は、後述するようにしてゲート信号ＶＧ１乃至ＶＧ４を出力してＩＧＢＴ１５乃至１８のゲートに与えるようになっている。

次に、本実施例の作用につき、図２乃至図５をも参照して説明する。
加熱停止状態では、切換用リレースイッチ２５はオフされている。従って、共振回路２６においては、誘導加熱コイル２２と第１の共振コンデンサ２３とが直列に接続された状態にある。この場合、第１の共振コンデンサ２３の容量Ｃ２３は、誘導加熱コイル２２の巻数６０ターンのときに共振周波数が５９ｋＨｚ付近となるような値に設定されている。

使用者が入力電力を設定した上で、スタートボタンを操作すると、制御回路２７は、まず、鍋２１の種類（材質）の判定を行なう。入力電力制御部２８は、インバータ駆動パルス生成部３１及びドライバ４０を介してＩＧＢＴ１５乃至１８にゲート信号ＶＧ１乃至ＶＧ４を与えて、インバータ１４を６５ｋＨｚのスイッチング周波数で駆動させ、その後スイッチング周波数を徐々に下げていく。尚、ゲート信号ＶＧ１乃至ＶＧ４の生成の仕方については後述する。そして、インバータ１４のスイッチング周波数が６３ｋＨｚになったときに負荷判定部２９は、交流入力電流とインバータ電流とから鍋２１の種類を判定する。即ち、インバータ１４が６３ｋＨｚのスイッチング周波数で駆動されているときは、これはアルミニウム製鍋の仕様であり、鍋２１がアルミニウム製鍋の場合には、交流入力電流及びインバータ電流はともに夫々の規定電流よりも大になり、又、鍋２１が鉄製鍋の場合には、交流入力電流及びインバータ電流はともに夫々の規定電流よりも著しく小になるかが或いはほとんど流れない。これにより、負荷判定部２９は、判定結果をインバータ駆動パルス生成部３１に与える。

鍋２１がアルミニウム製鍋であった場合には、負荷判定部２９は切換用リレースイッチ２５をオフのままとし、インバータ駆動パルス生成部３１は、負荷判定部２９の判定結果を参照して次のような動作を行なう。即ち、インバータ駆動パルス生成部３１は、図２に示すように、三相モータを駆動する三相インバータを構成する６個のトランジスタたるＵ相上（Ｔｒ１）、Ｕ相下（Ｔｒ２）、Ｖ相上（Ｔｒ３）、Ｖ相下（Ｔｒ４）、Ｗ相上（Ｔｒ５）及びＷ相下（Ｔｒ６）用のポートを有し、夫々のポートに図２（ｂ）乃至（ｇ）に示す駆動パルスを出力する。これらの駆動パルスは、図２（ａ）示すように、波形生成用カウンタが生成する二等辺三角波のピーク値の７５％及び２５％に閾値ＴＨ１及びＴＨ２を設け、カウンタの二等辺三角波と閾値ＴＨ１及びＴＨ２との比較により得られる。そして、図２の（ｂ）に示す駆動パルス（Ｔｒ１用）、（ｃ）に示す駆動パルス（Ｔｒ２用）、（ｄ）に示す駆動パルス（Ｔｒ３用）及び（ｅ）に示す駆動パルス（Ｔｒ４用）がドライバ４０に与えられることにより、ドライバ４０からゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４として出力されてＩＧＢＴ１５、１６、１７及び１８のゲートに夫々与えられるのである。

具体的には、ゲート信号ＶＧ１は、１周期において２７０度の間ハイレベルで、残りの９０度の間ロウレベルとなり、ゲート信号ＶＧ２は、ゲート信号ＶＧ１を反転したロウレベル、ハイレベルとなり、ゲート信号ＶＧ３は、ゲート信号ＶＧ１のハイレベルの９０度と１８０度の期間ハイレベルで、残りの期間ロウレベルとなり、ゲート信号ＶＧ４は、ゲート信号ＶＧ３を反転したロウレベル、ハイレベルとなる。ＩＧＢＴ１５、１６、１７及び１８は、与えられるゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４のハイレベル期間においてオンする。

図４には、鍋２１がアルミニウム製鍋である場合のタイミング波形図が示されており、（ａ）はインバータ電流ＩＱ、（ｂ）はインバータ１４が出力する高周波電圧ＶＱ、（ｃ）乃至（ｆ）は前述のゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４である。

ここで、インバータ１４の動作について述べる。第１のＩＧＢＴ１５及び第４のＩＧＢＴ１８がオンすると、第１のＩＧＢＴ１５、誘導加熱コイル２２、第１の共振コンデンサ２３及び第４のＩＧＢＴ１８の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（＋）が流れるとともに、第１のコンデンサ２３が充電される。次に、第４のＩＧＢＴ１８がオフし第３のＩＧＢＴ１７がオンするが、この間には、第４のＩＧＢＴ１８及び第３のＩＧＢＴ１７がともにオフとなるデッドタイムが設けられていて、アーム短絡が防止される。第４のＩＧＢＴ１８がオフし、このデッドタイム間でスナバコンデンサ２０が充電された後は、第１のＩＧＢＴ１５、誘導加熱コイル２２、第１の共振コンデンサ２３及びフリーホイールダイオード１７ａの経路で遅れ電流が流れる。

第３のＩＧＢＴ１７がオンすると、今度は、共振コンデンサ２３、誘導加熱コイル２２、フリーホイールダイオード１５ａ及び第３のＩＧＢＴ１７の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（−）が流れる。次に、第３のＩＧＢＴ１７がオフし第４のＩＧＢＴ１８がオンするが、この間にもデッドタイムが存在する。第３のＩＧＢＴ１７がオフし、このデッドタイム間でスナバコンデンサ２０が充電された後は、共振コンデンサ２３、誘導加熱コイル２２、フリーホイールダイオード１５ａ、平滑コンデンサ２及びフリーホイールダイオード１８ａの経路で遅れ電流が流れる。

第４のＩＧＢＴ１８がオンすると、第１のＩＧＢＴ１５、誘導加熱コイル２２、第１の共振コンデンサ２３及びＩＧＢＴ１８の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（＋）が流れるとともに、第１のコンデンサ２３が充電される。次に、第１のＩＧＢＴ１５がオフし第２のＩＧＢＴ１６がオンするが、この間にもデッドタイムが存在する。第１のＩＧＢＴ１５がオフし、このデッドタイム間でスナバコンデンサ１９が充電された後は、第４のＩＧＢＴ１８、誘導加熱コイル２２、第１の共振コンデンサ２３、第４のＩＧＢＴ１８及びフリーホイールダイオード１６ａの経路で遅れ電流が流れる。

第２のＩＧＢＴ１６がオンすると、今度は、共振コンデンサ２３、誘導加熱コイル２２、第２のＩＧＢＴ１６及びフリーホイールダイオード１８ａの経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（−）が流れる。次に、第２のＩＧＢＴ１６がオフし第１のＩＧＢＴ１５がオンするが、この間にもデッドタイムが存在する。第２のＩＧＢＴ１６がオフし、このデッドタイム間でスナバコンデンサ１９が充電された後は、共振コンデンサ２３、誘導加熱コイル２２、フリーホイールダイオード１５ａ、平滑コンデンサ２及びフリーホイールダイオード１８ａの経路で遅れ電流が流れる。

以上の第２の制御状態の動作を繰り返すことにより、図４に示すように、インバータ１４が出力する高周波電圧ＶＱはインバータ１４のスイッチング周波数の２倍の周波数となり、インバータ電流ＩＱも２倍の周波数となる。本実施例では、アルミニウム鍋の２ｋＷ加熱時のインバータ電流ＩＱの周波数は、従来と同様に６０ｋＨｚに設定されるが、この場合、インバータ１４のスイッチング周波数は半分の３０ｋＨｚとなる。

尚、チョッパ１１により力率改善を行なう場合には、チョッパ１１により直流電圧ＶＤＣは３００Ｖに昇圧されるようになっている。力率改善を行なわない場合は、直流電圧ＶＤＣは２８２Ｖ（ＡＣ２００Ｖのピーク値）である。又、設定入力に制御する入力一定制御は、従来と同様にインバータ１４のスイッチング周波数（駆動周波数）を可変して行なう。例えば、制御回路２７に内蔵の波形生成用カウンタの二等辺三角形波のピーク値を可変する。この場合も、閾値ＴＨ１，ＴＨ２はピーク値の７５％、２５％に設定される。

さて、鍋２１が鉄製鍋であった場合には、負荷判定部２９は切換用リレースイッチ２５をオンとし、インバータ駆動パルス生成部３１は、負荷判定部２９の判定結果を参照して次のような動作を行なう。尚、切換リレースイッチ２５がオンされると、共振回路２６は誘導加熱コイル２２と第１の共振コンデンサ２３及び第２の共振コンデンサ２４の並列回路との直列回路になり、共振コンデンサ容量は、Ｃ２３＋Ｃ２４となって、容量Ｃ２４は容量Ｃ２３に比し充分大であるので、ほとんどＣ２４となる。この容量Ｃ２４は、誘導加熱コイル２２も巻数が６０ターン時の共振周波数が２２ｋＨｚとなるような値に設定されている。

インバータ駆動パルス生成部３１は、図３に示すように、三相モータを駆動する三相インバータを構成する６個のトランジスタたるＵ相上（Ｔｒ１）、Ｕ相下（Ｔｒ２）、Ｖ相上（Ｔｒ３）、Ｖ相下（Ｔｒ４）、Ｗ相上（Ｔｒ５）及びＷ相下（Ｔｒ６）用の夫々のポートに図３（ｂ）乃至（ｇ）に示す駆動パルスを出力する。これらの駆動パルスは、図３（ａ）示すように、波形生成用カウンタが生成する二等辺三角波のピーク値の５０％に閾値ＴＨ１を設け、カウンタの二等辺三角波と閾値ＴＨ１との比較により得られる。そして、図３の（ｂ）に示す駆動パルス（Ｔｒ１用）、（ｃ）に示す駆動パルス（Ｔｒ２用）、（ｇ）に示す駆動パルス（Ｔｒ６用）及び（ｆ）に示す駆動パルス（Ｔｒ５用）がドライバ４０に与えられることにより、ドライバ４０からゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４として出力されてＩＧＢＴ１５、１６、１７及び１８のゲートに夫々与えられるのである。

具体的には、ゲート信号ＶＧ１は、１周期において１８０度の間ハイレベルで、残りの９０度の間ロウレベルとなり、ゲート信号ＶＧ２は、ゲート信号ＶＧ１を反転したロウレベル、ハイレベルとなり、ゲート信号ＶＧ３は、ゲート信号ＶＧ２と同期したロウレベル、ハイレベルとなり。ゲート信号ＶＧ４は、ゲート信号ＶＧ３同期した反転したハイレベル、ロウレベルとなる。ＩＧＢＴ１５、１６、１７及び１８は、与えられるゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４のハイレベル期間においてオンする。

図５には、鍋２１が鉄製鍋である場合のタイミング波形図が示されており、（ａ）はインバータ電流ＩＱ、（ｂ）はインバータ２１が出力する高周波電圧ＶＱ、（ｃ）乃至（ｆ）は前述のゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４である。

次に、インバータ１４の動作について述べる。第１のＩＧＢＴ１５及び第４のＩＧＢＴ１８がオンすると（高周波電圧ＶＱは＋ＶＤＣ）、第１のＩＧＢＴ１５、誘導加熱コイル２２、第２の共振コンデンサ２４、切換用リレースイッチ２５及び第４のＩＧＢＴ１８の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（＋）が流れる。尚、第１の共振コンデンサ２３については説明を省略する。次に、第１のＩＧＢＴ１５及び第４のＩＧＢＴ１８がオフし第２のＩＧＢＴ１６及び第３のＩＧＢＴ１７がオンするが、この間には、ＩＧＢＴ１５乃至１８が全てオフとなるデッドタイムが設けられていて、アーム短絡が防止される。従って、このデッドタイムにおいては誘導加熱コイル２２、第１の共振コンデンサ２３、フリーホイールダイオード１７ａ、平滑コンデンサ２及びフリーホイールダイオード１６ａの経路で遅れ電流が流れる。

第２のＩＧＢＴ１６及び第３のＩＧＢＴ１７がオンすると（高周波電圧ＶＱは−ＶＤＣ）、今度は、第３のＩＧＢＴ１７、切換用リレースイッチ２５、第２の共振コンデンサ２４、誘導加熱コイル２２及び第２のＩＧＢＴ１６の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（−）が流れる。次に、第２のＩＧＢＴ１６及び第３のＩＧＢＴ１７がオフし第１のＩＧＢＴ１５及び第４のＩＧＢＴ１８がオンするが、この間にもデッドタイムが存在するので、このデッドタイムにおいて、共振コンデンサ２３、誘導加熱コイル２２、フリーホイールダイオード１５ａ、平滑コンデンサ２及びフリーホイールダイオード１８ａの経路で遅れ電流が流れる。

以上の第１の制御状態の動作を繰り返すことにより、図５に示すように、インバータ１４が出力する高周波電圧ＶＱはインバータ１４のスイッチング周波数と同じ周波数となり、インバータ電流ＩＱも同じ周波数となる。本実施例では、インバータ１４のスイッチング周波数は２５ｋＨｚに設定され、従って、高周波電圧ＶＱ及びインバータ電流ＩＱの周波数も２５ｋＨｚになる。この鉄製鍋の場合も、誘導加熱コイル２２の巻数は６０ターンであるが、共振回路２６（誘導加熱コイル２２と第２のコンデンサ２４との直列回路）には、アルミニウム製鍋加熱時の２倍の振幅（ＶＤＣ×２）を有する高周波電圧ＶＱを印加することができるので、誘導加熱コイル２２に充分なインバータ電流ＩＱを流すことができて、高火力加熱を行なうことができる。

又、この鉄製鍋加熱時において、３ｋＷの高火力を得る場合には、チョッパ１１により、直流電圧ＶＤＣゐ３００Ｖ乃至３５０Ｖに昇圧する。この時のインバータ電流ＩＱは、図５に示すように、従来の７０Ａピークから１５Ａピークになる。

このように本実施例によれば、インバータ１４は、第１及び第２のＩＧＢＴ１５及び１６が直列に接続された第１のアームと第３及び第４のＩＧＢＴ１７および１８が直列に接続された第２のアームとを有するフルブリッジ回路で構成され、このインバータ１４の第１のアームの中性点と第２のアームの中性点との間に共振回路１４が接続されているとともに、その共振回路１４の共振コンデンサは容量切換え可能に構成され、制御回路２７は、前記第１及び第２のＩＧＢＴ１５及び１６を交互にオンオフさせ且つこれと同期して第４及び第３のＩＧＢＴ１８および１７を交互にオンオフさせる第１の制御状態（鉄製鍋加熱）と、前記第１及び第２のＧＩＢＴ１５及び１６を第１のＩＧＢＴ１５のオン期間が第２のＩＧＢＴ１６のそれよりも長くなるようにして交互にオンオフさせ且つ第１のＩＧＢＴ１５のオン期間中に第３のＩＧＢＴ１７スイッチング素子をオンオフさせるとともにこのオンオフに同期して第４のＩＧＢＴ１８をオフオンさせる第２の制御状態とを切換え可能とした。

このような構成によれば、鍋２１が鉄製鍋の場合には、インバータ１４がスイッチング周波数を同じ周波数の高周波電圧ＶＱを出力（第１の制御状態）し、鍋２１がアルミニウム製鍋の場合には、インバータ１４がスイッチング周波数の２倍の周波数の高周波電圧ＶＱを出力（第２の制御状態）するので、高火力の加熱が可能になる。又、インバータ１４は、スイッチング周波数と同じ周波数の高周波電圧と２倍の周波数の高周波電圧とを切換え出力するだけであるので、スイッチング損失の低減を図ることができ、又、インバータ１４がスイッチング周波数を同じ周波数の高周波電圧を出力する場合（第１の制御状態）は、高周波電圧の振幅を従来の２倍にすることができるので、２倍の周波数の高周波電圧を出力する場合と誘導加熱コイルの巻数は同一のままインバータ電流のピーク値を小さくすることができる。これにより、インバータ１４の定常損失（ＩＧＢＴの定常損失）の低減を図ることができる。

又、鉄製鍋及びアルミニウム製鍋のいずれの場合も誘導加熱コイルの巻数は６０ターンで巻数切換えは行なわないので、誘導加熱コイル２１製造が簡単にになって、価格を低くすることができ、又、巻数切換えることにより、アルミニウム製鍋と鉄製鍋とでは加熱個所が変った人或いは局所加熱になることもない。
そして、ＤＣ４００Ｖ以下の直流電圧ＶＤＣで、アルミニウム製鍋の２ｋＷ加熱及び鉄製鍋の３ｋＷ加熱ルを行なうことができるので、インバータ１４として、安価な６００Ｖスイッチング素子（ＩＧＢＴ）でフルブリッジ回路を構成することができる。

（第２の実施例）
図６乃至図８は、本発明の第２の実施例であり、上記第１の実施例と同一部分には同一符号を付して示し、以下異なる部分について説明する。
図６において、図１と異なるところは、第１の共振コンデンサ２３の代わりにアルミニウム製鍋加熱用の共振コンデンサ４１を接続するようにした構成にある。この共振コンデンサ４１の容量Ｃ４１は、誘導加熱コイル２２の巻数が６０ターンのときに共振周波数が８７ｋＨｚになるような値に設定されている。
アルミニウム製鍋は、非磁性金属なので、インバータ電流を増大すると浮き上がる或いは横ずれするという問題がある。この鍋浮き時の浮力は、周波数の平方根に反比例することが知られており、アルミニウム製鍋の加熱時のインバータ電流を更に高周波にすることにより浮力抑制に効果がある。

そこで、鍋２１がアルミニウム製鍋であった場合には、インバータ駆動パルス生成部３１は、図７に示すように、三相モータを駆動する三相インバータを構成する６個のトランジスタたるＵ相上（Ｔｒ１）、Ｕ相下（Ｔｒ２）、Ｖ相上（Ｔｒ３）、Ｖ相下（Ｔｒ４）、Ｗ相上（Ｔｒ５）及びＷ相下（Ｔｒ６）用の夫々のポートに図７（ｂ）乃至（ｇ）に示す駆動パルスを出力する。これらの駆動パルスは、図７（ａ）示すように、波形生成用カウンタが生成する二等辺三角波のピーク値の６２．５％及び３７．５％に閾値ＴＨ１及びＴＨ２を設け、カウンタの二等辺三角波と閾値ＴＨ１及びＴＨ２との比較により得られる。そして、図７の（ｂ）に示す駆動パルス（Ｔｒ１用）、（ｃ）に示す駆動パルス（Ｔｒ２用）、（ｄ）に示す駆動パルス（Ｔｒ３用）及び（ｅ）に示す駆動パルス（Ｔｒ４用）がドライバ４０に与えられることにより、ドライバ４０からゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４として出力されてＩＧＢＴ１５、１６、１７及び１８のゲートに夫々与えられるのである。

具体的には、ゲート信号ＶＧ１は、１周期において２２５度の間ハイレベルで、残りの１３５度の間ロウレベルとなり、ゲート信号ＶＧ２は、ゲート信号ＶＧ１を反転したロウレベル、ハイレベルとなり、ゲート信号ＶＧ３は、ゲート信号ＶＧ１のハイレベルの４５度と１８０度との期間ハイレベルで、残りの期間ロウレベルとなり、ゲート信号ＶＧ４は、ゲート信号ＶＧ３を反転したロウレベル、ハイレベルとなる。ＩＧＢＴ１５、１６、１７及び１８は、与えられるゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４のハイレベル期間においてオンする。

図８には、鍋２１がアルミニウム製鍋である場合のタイミング波形図が示されており、（ａ）はインバータ電流ＩＱ、（ｂ）はインバータ１４が出力する高周波電圧ＶＱ、（ｃ）乃至（ｆ）は前述のゲート信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３及びＶＧ４である。
インバータ１４の動作について述べる。第１のＩＧＢＴ１５及び第４のＩＧＢＴ１８がオンすると、第１のＩＧＢＴ１５、誘導加熱コイル２２、第１の共振コンデンサ４１及び第４のＩＧＢＴ１８の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（＋）が流れるとともに、第１のコンデンサ４１が充電される。次に、第４のＩＧＢＴ１８がオフし第３のＩＧＢＴ１７がオンするが、この間には、第４のＩＧＢＴ１８及び第２のＩＧＢＴ１７がともにオフとなるデッドタイムが存在する。このデッドタイム後は、第１の実施例と同様に遅れ電流が流れる。

第３のＩＧＢＴ１７がオンすると、共振コンデンサ４１、誘導加熱コイル２２、フリーホイールダイオード１５ａ及び第３のＩＧＢＴ１７の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（−）が流れ、次に、共振コンデンサ４１、フリーホイールダイオード１７ａ、第１のＩＧＢＴ１５及び誘導加熱コイル２２の経路誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（＋）が流れ、その後、共振コンデンサ４１、誘導加熱コイル２２、フリーホイールダイオード１５ａ及び第３のＩＧＢＴ１７の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（−）が流れる、という共振が生じる。そして、第３のＩＧＢＴ１７がオフし第４のＩＧＢＴ１８がオンするが、この間にデッドタイムが存在する。このデッドタイム後は、第１の実施例と同様に遅れ電流が流れる。

第４のＩＧＢＴ１８がオンすると、第１のＩＧＢＴ１５、誘導加熱コイル２２、第１の共振コンデンサ４１及びＩＧＢＴ１８の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（＋）が流れるとともに、第１のコンデンサ４１が充電される。次に、第１のＩＧＢＴ１５がオフし第２のＩＧＢＴ１６がオンするが、この間にデッドタイムが存在する。このデッドタイム後は、第１の実施例と同様に遅れ電流が流れる。

第２のＩＧＢＴ１６がオンすると、今度は、共振コンデンサ４１、誘導加熱コイル２２、第２のＩＧＢＴ１６及びフリーホイールダイオード１８ａの経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（−）が流れ、次に、共振コンデンサ４１、第４のＩＧＢＴ１８、フリーホイールダイオード１６ａ及び誘導加熱コイル２２の経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（＋）が流れ、その後、共振コンデンサ４１、誘導加熱コイル２２、第２のＩＧＢＴ１６、フリーホイールダイオード１８ａの経路で誘導加熱コイル２２に電流ＩＱ（−）が流れる、という共振が生じる。そして、第２のＩＧＢＴ１６がオフし第１のＩＧＢＴ１５がオンするが、この間にデッドタイムが存在する。このデッドタイム後は、第１の実施例と同様に遅れ電流が流れる。

以上の第２の制御状態の動作を繰り返すことにより、図８に示すように、インバータ１４の出力高周波電圧ＶＱはインバータ１４のスイッチング周波数の２倍の周波数となり、インバータ電流ＩＱは４倍の周波数となる。本実施例では、アルミニウム鍋の２ｋＷ加熱時のインバータ１４のスイッチング周波数は２２ｋＨｚに設定されるが、これにより、高周波電圧ＶＱは２倍の周波数の４４ｋＨｚとなり、インバータ電流ＩＱは４倍の８８ｋＨｚとなる。

このように、第２の実施例によれば、インバータ１４を２２ｋＨｚのスイッチング周波数で駆動しながら、誘導加熱コイルに略９０ｋＨｚの高周波電流をインバータ電流ＩＱとして流すことができ、アルミニウム製鍋の浮力抑制に効果がある。

（第３の実施例）
図９及び図１０は、本発明の第３の実施例であり、前記第１の実施例と同一部分には同一符号を付して示し、以下、異なる部分について説明する。
図９において、図１と異なるところは、ゼロクロス検出回路４２を新たに設け、制御回路２７に位相差検出手段たるインバータ位相差検出部４３を備えるようにした構成にある。ゼロクロス検出回路４２は、インバータ電流検出回路３５が検出したインバー電流のゼロクロス点を検出してその信号をインバータ位相差検出部４３に与えるようになっており、位相差検出部４３は、このゼロクロス検出信号ＶＩ０とインバータ駆動パルス生成部３１からのゲート信号ＶＧ１とを比較し、その位相差を検出して位相差検出パルスＤＩＦを出力するようになっている。この位相差検出パルスＤＩＦはインバータ駆動パルス生成部３１に与えられるようになっている。

図１０は、インバータ位相差検出のタイミング波形図である。インバータ１４においては、スナバコンデンサ１９、２０の短絡モードが発生しないようにインバータ１４を誘導性にするする必要がある。図１０（ａ）に示すインバータ電流ＩＱに対して、図１０（ｂ）は第１のＩＧＢＴ１５に流れる電流のゼロクロス点を検出したゼロクロス点検出信号ＶＩ０を示し、図１０（ｃ）は第１のＩＧＢＴ１５に与えられるゲート信号ＶＧ１を示す。インバータ位相検出部４３は、ゼロクロス点検出信号の立ち上がり時点とゲート信号ＶＧ１立ち上がり時点との位相差、即ち、高周波電圧ＶＱとインバータ電流ＩＱとの位相差を検出して位相差検出パルスＤＩＦを出力するようになっており、この位相差検出パルスＤＩＦはインバータ駆動パルス生成部３１に与えられる。そして、インバータ駆動パルス生成部３１は、この位相差検出パルスＤＩＦのパルス幅がスナバコンデンサ１９、２０の短絡モードが発生しないように設定された時間以下にならないようにインバータ１４のスイッチング周波数を制御するようになっている。

従って、この第３の実施例によれば、鍋２１がどのような種類であっても常にインバータ１４を誘導性に維持できるので、インバータ１４を安全に動作させることができる。

尚、上記実施例では、インバータ１４の第１の制御状態で鉄製鍋を加熱し、第２の制御状態でアルミニウム製鍋を加熱するようにしたが、透磁率は低いが抵抗率が高いステンレス製鍋を第１の制御状態で加熱することができ、又、透磁率及び抵抗率がともに低い銅製鍋を第２の制御状態で加熱することができる。この場合、インバータ１４の第１の制御状態で加熱できる鉄製鍋及びステンレス製鍋等を総称して鉄類鍋或いは鉄類負荷と定義し、第２の制御状態で加熱できるアルミニウム製鍋及び銅製鍋等を総称してアルミニウム類鍋或いはアルミニウム類負荷と定義することとする。

本発明の第１の実施例を示す電気回路の構成図 アルミニウム製鍋の加熱時のＩＧＢＴ駆動波形生成図 鉄製鍋の加熱時のＩＧＢＴ駆動波形生成図 アルミニウム製鍋の加熱時のタイミング波形図 鉄製鍋の加熱時のタイミング波形図 本発明の第２の実施例を示す図１相当図 図２相当図 図４相当図 本発明の第３の実施例を示す第１相当図 位相差検出タイミング波形図 従来例を示す図１相当図 図４相当図 図５相当図

符号の説明

図面中、３は直流電源回路、１１はチョッパ、１４はインバータ、１５乃至１８は第１乃至第４のＩＧＢＴ（第１乃至第４のスイッチング素子）、１５ａ乃至１８ａはフリーホイールダイオード、２１は鍋、１９及び２０はスナバコンデンサ、２２は誘導加熱コイル、２３は第１の共振コンデンサ、２４は第２の共振コンデンサ、２５は切換用リレースイッチ、２６は共振回路、２７は制御回路（制御手段、高速マイクロコンピュータ）、２８は入力電力制御部、２９は負荷判定部（負荷判定手段）、３０はインバータ電圧可変ぶ、３１はインバータ駆動パルス生成部、３２は入力電圧検出回路、３３は入力電流検出回路、３５はインバータ電流検出回路、３７はチョッパ制御回路、３８はドライバ、３９はリレー切換回路、４０はドライバ、４１は第１の共振コンデンサ、４２はゼロクロス検出回路、４３はインバータ位相差検出部（位相差検出手段）を示す。

Claims (7)

1. 直流電源回路と、
   誘導加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、
   前記直流電源回路からの直流電源電圧を高周波電圧に変換して前記共振回路に供給するインバータと、
   このインバータのスイッチング周波数を制御する制御手段とを具備し、
   前記インバータは、前記スイッチング周波数と同じ周波数の高周波電圧と２倍の周波数の高周波電圧とを切換え出力するように構成されていることを特徴とする誘導加熱調理器。
2. インバータは、第１及び第２のスイッチング素子が直列に接続された第１のアームと、第３及び第４のスイッチング素子が直列に接続された第２のアームとを有するフルブリッジ回路で構成され、
   このインバータの第１のアームの中性点と第２のアームの中性点との間に共振回路が接続されているとともに、その共振回路の共振コンデンサは容量切換え可能に構成され、
   制御手段は、前記第１及び第２のスイッチング素子を交互にオンオフさせ且つこれと同期して第４及び第３のスイッチング素子を交互にオンオフさせる第１の制御状態と、前記第１及び第２のスイッチング素子を第１のスイッチング素子のオン期間が第２のスイッチング素子のそれよりも長くなるようにして交互にオンオフさせ且つ第１のスイッチング素子のオン期間中に第３のスイッチング素子をオンオフさせるとともにこのオンオフに同期して第４のスイッチング素子をオフオンさせる第２の制御状態とを切換え可能で、その切換えに応じて前記共振コンデンサの容量切換えを行なうように構成されていることを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
3. 誘導加熱コイルにより加熱される鍋等の負荷の種類を検出する負荷検出手段を有し、
   制御手段は、負荷検出手段の検出した負荷の種類に応じて切換えを行なうように構成されていることを特徴とする請求項１又は２記載の誘導加熱調理器。
4. 直流電源回路の直流電源電圧を変化させる直流電圧可変手段を備えたことを特徴とする請求項１又は２記載の誘導加熱調理器。
5. 誘導加熱コイルにより加熱される鍋等の負荷の種類を検出する負荷検出手段を有し、
   制御手段は、負荷検出手段の検出した負荷の種類に応じて直流電圧可変手段による直流電源電圧の可変を行なわせるように構成されていることを特徴とする請求項１又は２記載の誘導加熱調理器。
6. 共振回路に流れるインバータ電流の位相を検出する位相差検出手段を有し、
   制御手段は、前記位相差検出手段の検出結果に基づいてインバータ電流を誘導性に維持するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の誘導加熱調理器。
7. 制御手段は、マイクロコンピュータにより構成されていることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の誘導加熱調理器。
   
   

Images