CN103262648B - 感应加热装置以及感应加热装置的控制方法 - Google Patents

Abstract

降低逆变换装置的开关损耗。具备靠近地配置的多个感应加热线圈（20）、与这些感应加热线圈（20）各自串联连接的电容器（40），并具有将直流电压变换为矩形波电压的多个逆变换装置（30）、以及以使流过多个感应加热线圈（20）的线圈电流的相位一致的方式进行控制的控制电路（15），该控制电路（15）以使在线圈电流过零时矩形波电压的瞬时值维持为直流电压或者其反转电压的方式对矩形波电压转变的时刻进行控制。

Description

感应加热装置以及感应加热装置的控制方法

技术领域

本发明涉及使用了多个感应加热线圈的感应加热装置、感应加热方法以及程序。

背景技术

对晶片进行热处理的半导体制造装置由于热形变等问题，需要尽可能地将晶片的表面温度差控制得较小(例如，±1℃以内)。另外，需要使温度快速地上升(例如，100℃/秒)到期望的高温(例如，1350℃)。因此，公知有这样的感应加热装置：将感应加热线圈分割为多个，针对所分割的每个感应加热线圈单独地连接高频电源(例如逆变器)而进行功率控制。但是，所分割的感应加热线圈彼此靠近，因此存在互感电感M，成为产生互感电压的状态。因此，各逆变器成为经由相互电感而并联运转的状态，在逆变器彼此之间的电流相位存在偏差的情况下，有时在逆变器彼此之间发生功率的交换。即，由于各逆变器的电流相位的偏差，在所分割的感应加热线圈之间，磁场产生相位差，因此在相邻的感应加热线圈的边界附近磁场减弱，基于感应加热功率的发热密度下降。其结果，有可能在被加热物(晶片等)的表面产生温度不均。

因此，由发明人等提出了如下的“区域控制感应加热(Zone Controlled InductionHeating:ZCIH)”的技术：即使在相邻的感应加热线圈之间产生互感电压而存在互感电感的状况下，也能够使得在逆变器相互之间不流过循环电流，并且使得发热密度不会在所分割的感应加热线圈的边界附近下降，从而进行感应加热功率的适当控制(例如，参照专利文献1)。根据该ZCIH的技术，各电源单元分别具备降压斩波器和电压形逆变器(以下，简称为逆变器)而构成。并且，被分割为多个功率供给区域的各电源单元单独地与所分割的各个感应加热线圈连接而进行功率供给。

此时，各电源单元中的各个逆变器被进行电流同步控制(即，电流相位的同步控制)，使流过各逆变器的电流相位同步，从而使得在多个逆变器之间不流过循环电流。换言之，使得在多个逆变器之间不会发生电流的交换，从而使得不会由于流入逆变器的再生功率而产生过电压。另外，逆变器通过使流过所分割的各个感应加热线圈的电流相位同步，使得基于感应加热电力的发热密度不会在各感应加热线圈的边界附近急剧下降。而且，各降压斩波器使各个逆变器的输入电压可变，从而进行各逆变器的电流振幅控制，进行向各感应加热线圈供给的感应加热功率的控制。即，专利文献1公开的ZCIH技术通过针对各降压斩波器进行电流振幅控制，从而针对各区域进行感应加热线圈的功率控制，并利用各逆变器的电流同步控制，实现了多个逆变器之间的循环电流的抑制和各感应加热线圈的边界附近处的基于感应加热功率的发热密度的均匀化。使用这样的ZCIH技术，降压斩波器的控制系统和逆变器的控制系统进行单独的控制，从而能够任意地控制被加热物上的发热分布。即，通过专利文献1中公开的ZCIH技术，能够进行急速且精密的温度控制、以及温度分布控制。

另外，在专利文献2中，公开了向与多个感应加热线圈单独地连接的逆变器同时供给直流功率而使多个感应加热线圈同时工作的技术。具体地，该技术检测来自与串联谐振电路连接的各逆变器的输出电流的过零(zero cross)，对各逆变器的输出电流的过零时刻与基准脉冲的上升时刻进行比较。该技术以使相对于通过比较而单独地算出的基准脉冲的相位差成为0或者接近0的方式对输出电流的频率进行调整，从而使各逆变器的输出电流同步。另外，该技术是在各逆变器的输出电流取得同步之后，使逆变器的输出电压增减，从而进行流过各感应加热线圈的电流的控制，实现加热对象物的温度分布的均匀化。

在非专利文献1中记载了谐振型变换电路，该谐振型变换电路具有逆变器的输出电流的相位相对于逆变器的输出电压滞后的谐振电流相位滞后模式、和逆变器的输出电流的相位相对于逆变器的输出电压超前的谐振电流相位超前模式。记载有如下内容：谐振电流相位超前模式的谐振型变换电路通过零电流开关动作进行导通，在开关元件的导通时伴随有整流二极管的逆恢复动作，因此流过开关元件的电流除了谐振电流以外，还叠加了整流二极管的逆恢复电流，其结果，开关元件的导通损耗增加。与此相对，还记载有如下内容：谐振电流相位滞后模式的谐振型变换电路的接通动作成为零电流开关动作，关断动作成为硬开关动作，通过与开关元件并联地连接无损耗电容缓冲器，从而能够将基于硬开关的关断动作改善成零电压开关动作(ZVS:ZeroVoltage Switching)。

另外，在非专利文献2中公开了如下的全桥电路：在电流进行过零时使输出短路，从而避免开关元件成为开路状态，实现稳定地驱动电感负载的ZVS动作。

现有技术文献

专利文献

专利文献1:日本特开2007-26750号公报

专利文献2:日本特开2004-146283号公报

非专利文献1:パワーエレクトロニクス回路、オーム社、電気学会半導体電力変換システム調査専門委員会編、第8章共振型変換回路

非专利文献2:トランジスタ技術、CQ出版社、2004年6月号、p.228

发明内容

发明要解决的课题

关于专利文献1的技术中使用的逆变器，为了降低开关损耗，通常是在流过感应加热线圈的正弦波电流的方向反转的过零时刻比驱动电压的上升时刻滞后的谐振电流相位滞后模式下使用。但是，在为了调整施加到感应加热线圈的供给功率(有效功率)而使矩形波电压的脉宽变小时，有时在正弦波电流从负向正过零的过零时刻比驱动电压的上升时刻超前的谐振电流相位超前模式下进行开关动作。因此，逆变器(逆变换装置)在开关元件的导通时，在流过开关元件的电流中叠加整流二极管的逆恢复电流，存在开关损耗增加的问题。

因此，本发明是为了解决这样的问题而完成的，其目的在于提供一种能够与脉宽无关地降低逆变换装置的开关损耗的感应加热装置、感应加热方法以及程序。

解决课题的手段

为了达到上述目的，本发明的感应加热装置(100)具备：靠近地配置的多个感应加热线圈(20)；与这些感应加热线圈分别串联连接的电容器(40)；多个逆变换装置(30)，它们将从直流电压变换来的高频电压施加到各个所述感应加热线圈以及所述电容器的串联电路；以及控制电路(15)，其对所述高频电压进行电压幅度控制，并且以使流过所述多个感应加热线圈的线圈电流的相位一致的方式对所述多个逆变换装置进行控制，该感应加热装置的特征在于，所述多个逆变换装置各自的所述直流电压是共同的。另外，括弧内的数字为例示。

为了调整供给到各个感应加热线圈的有效功率，替代不改变直流电压而缩短输出功率较少的逆变换装置的矩形波电压的脉宽的情况，而是通过降低共同施加到各逆变换装置的直流电压，延长输出功率较大的逆变换装置的高频电压(矩形波电压)的脉宽。由此，各逆变换装置避免谐振电流超前相位模式，而是以谐振电流滞后相位模式进行驱动，因此与高频电压的脉宽无关地降低开关损耗。另外，在线圈电流的过零时逆变换装置的输出电压稳定，因此由电感负载导致的浪涌电压下降。另外，也可以代替延长脉宽，而是通过提高驱动频率来增加相位滞后。

另外，优选所述直流电压以使所述多个逆变换装置变换后的所有的高频电压的电压幅度最大值成为规定值以上的方式降低。由此，具有规定值以上的电压幅度的大输出的逆变换装置被控制为流过所述串联电路的线圈电流从负向正过零的过零时刻滞后于施加到所述串联电路的施加电压的上升时刻，在谐振电流滞后相位模式下进行动作。另一方面，电压幅度为小于规定值的小输出的逆变换装置虽然在谐振电流超前相位模式下动作，但由于是小输出，因此蓄积损耗或浪涌电压也小，避免晶体管的破坏。

所述逆变换装置的各臂具备晶体管(例如，FET、IGBT)和逆并联连接的二极管，所述直流电压由斩波器电路或者正变换装置产生。

另外，优选所述感应加热装置还具备异常停止部，该异常停止部在所述线圈电流从负向正过零之后所述高频电压上升时使所述逆变换装置停止。由此，避免由开关损耗所致的发热或由过电流所致的破坏。

另外，优选所述多个感应加热线圈靠近共同的发热体，所述控制电路以使各个所述感应加热线圈向所述发热体供给的电磁能量均匀的方式对作为所述高频电压的矩形波电压的脉宽分别进行可变控制。

发明效果

根据本发明，与脉宽无关地降低逆变换装置的开关损耗。另外，开关动作时的浪涌电压也下降。

附图说明

图1是本发明的第1实施方式的感应加热装置的电路结构图。

图2是本发明的第1实施方式的感应加热装置的加热部的剖面图。

图3是示出由感应加热线圈和电容器构成的谐振电路及其等效电路的图，(a)是由感应加热线圈和电容器构成的谐振电路的2区域ZCIH，(b)是1区域的等效电路，(c)是矢量图。

图4是本发明的第1实施方式的感应加热装置使用的控制电路的结构图。

图5是用于说明使用了Phase_Shift控制时的控制方法的波形图。

图6是在谐振电流相位滞后模式下占空比为100％时的波形图、以及示出电流流向的逆变换装置的电路图。

图7是在谐振电流相位超前模式下占空比小于100％时的波形图。

图8是示出在谐振电流相位超前模式下占空比小于100％时的电流流向的逆变换装置的电路图。

图9是在谐振电流相位滞后模式下占空比小于100％时的波形图。

图10是示出在谐振电流相位滞后模式下占空比小于100％时的电流流向的逆变换装置的电路图。

具体实施方式

(第1实施方式)

利用图1及图2，对本发明的感应加热装置的结构进行说明。

在图1中，感应加热装置100具备降压斩波器10、多个逆变换装置30、31、…、35、多个感应加热线圈20、21、…、25、控制电路15而构成，各个感应加热线圈20、21、…、25通过发生高频磁通而在共同的发热体(例如，炭石墨)(图2)中流过涡电流，使该发热体发热。

另外，感应加热装置100为了降低相邻的感应加热线圈的互感电压的影响而被控制为全部感应加热线圈20、21、…、25的电流相位以及频率一致。因为被控制为感应加热线圈20、21、…、25的电流相位一致，发生磁场不会产生相位差，因此磁场不会在相邻的感应加热线圈的边界附近减弱，基于感应加热功率的发热密度不会降低。其结果，不会在被加热物的表面发生温度不均。

而且，逆变换装置30、31、…、35为了降低开关损耗，使驱动频率高于感应加热线圈20、21、…、25的等效电感与串联连接的电容器C的电容的谐振频率，在谐振电流相位滞后模式下进行驱动。

下面，利用图2对加热对象物进行说明。

图2是在晶片的热处理中使用的RTA(Rapid Thermal Annealing：快速热退火)装置的结构图。RTA装置构成为具备在凹部埋设有多个感应加热线圈20、21、…、25的耐热板、设于该耐热板的表面的共同的发热体、以及由逆变换装置30(图1)和降压斩波器10构成的ZCIH逆变器，通过多个感应加热线圈20、21、…、25在多个区域(例如，6个区域)对发热体进行分割加热。该RTA装置构成为，感应加热线圈20、21、…、25各自发生高频磁通，该高频磁通使涡电流流过例如由炭石墨形成的发热体，通过使该涡电流流过炭石墨的电阻成分，发热体进行发热。换言之，RTA装置构成为，感应加热线圈20、21、…、25各自发生高频的电磁能量，发热体利用该电磁能量进行发热，利用该发热体的辐射热对作为被加热物的玻璃基板或晶片进行加热。另外，在半导体的热处理中，该加热是在减压环境中进行的。

另外，仅考虑相邻的加热感应线圈20、21，考虑图3(a)所示的谐振电路。即，在感应加热线圈20、21中存在等效电感La、Lb的电感成分和等效电阻值Ra、Rb的电阻成分，经由电容器C₁、C₂而施加电压V₁、V₂。另外，感应加热线圈20、21彼此相邻，因此通过互感电感M(M1)而耦合。在此，等效电阻值Ra、Rb是由于感应加热线圈20、21的高频磁通而流过的涡电流的炭石墨的等效电阻的值。

另外，设流过区域1的感应加热线圈20的电流为I₁、绝缘变压器Tr₀的输出电压为V₁、流过区域2的感应加热线圈21的电流为I₂、绝缘变压器Tr₁的输出电压为V₂。

下面，图3(b)是用1区域的等效电路表现图3(a)所示的谐振电路的图。该等效电路是利用由电压V₁与互感电压V₁₂＝jωMI₂的矢量和来对电容C1、等效电感La1、La2和等效电阻值Ra的串联电路进行驱动的电路表现的。在此，等效电感La具有La＝La1+La2的关系。在逆变换装置的驱动频率f与谐振频率一致的谐振状态下，利用由等效电感La2、等效电阻值Ra的串联电路电压V₁与互感电压V₁₂＝jωMI₂的矢量和进行驱动的电路表现。即，当用图3(c)的矢量图表现时，变压器Tr₀的输出电压V₁为基于等效电感La2以及等效电阻值Ra的矢量电压V₁₁与互感电压V₁₂的矢量和，也是电压Ra·I1与电压(V12+jωLa2·I1)的矢量和。

另外，在图1中，相邻的感应加热线圈20、21、…、25之间通过互感电感M1、M2、…、M5而耦合，为了降低该耦合的影响，有时连接逆耦合电感器(-Mc)。该逆耦合电感器(-Mc)的电感例如为0.5μH以下，能够通过1匝或者铁心贯通而获得该电感。

降压斩波器10是具备电解电容器46、电容器47、IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅型双极晶体管)Q1、Q2、整流二极管D1、D2、扼流线圈CH的DC/DC变换器，对从未图示的商用电源整流/平滑后的直流高电压Vmax进行占空比控制而变换成规定的低压直流电压Vdc。此时，降压斩波器10输出这样的低压直流电压Vdc，该低压直流电压Vdc使得逆变换装置30、31、…、35变换后的矩形波电压(高频电压)的电压幅度最大值成为规定值以上。该规定值被设定为，在电压幅度为规定值以上的大输出的逆变换装置中，流过感应加热线圈20、21、…、25的线圈电流的过零时刻比驱动电压的上升时刻滞后，在电压幅度小于规定值的小输出的逆变换装置中，线圈电流的过零时刻比驱动电压的上升时刻超前。此时，在小输出的逆变换装置中发生蓄积损耗，但由于是小输出，因此开关损耗较少，浪涌电压也小。

在此，电压幅度的规定值例如被设定为使得低压直流电压Vdc成为直流高电压Vmax的二分之一的脉宽。另外，降压斩波器10的最大输出电压被控制为95％占空比，避免瞬间的短路状态。

降压斩波器10在电解电容器46的正极与负极之间充入整流/平滑后的直流高电压Vmax，IGBT Q1的集电极与IGBT Q2的发射极连接，扼流线圈CH的一端与其连接点P连接，另一端与电容器47的一端连接。另外，电容器47的另一端与IGBT Q1的集电极以及电解电容器46的正极连接。另外，电解电容器46的负极与IGBT Q2的发射极连接。

下面，对降压斩波器10的动作进行说明。

控制电路15向栅极(gate)施加矩形波电压，从而对IGBT Q1、Q2交替进行导通/截止控制。首先，当IGBT Q1截止、IGBT Q2导通时，开始经由扼流线圈CH进行电容器47的充电。然后，接着，当IGBT Q1导通、IGBT Q2截止时，流过扼流线圈CH的电流经由整流二极管D1进行放电。通过以规定的占空比反复进行该充放电，电容器47两端的电压收敛于由直流高电压Vmax和占空比决定的低压直流电压Vdc。

逆变换装置30、31、…、35是这样的驱动电路：分别具备对电容器47两端的低压直流电压Vdc进行开关的多个逆变器电路、绝缘变压器Tr₀、Tr₁、…、Tr₅以及电容器40、41、…、45，根据共同的低压直流电压Vdc生成矩形波电压(高频电压)，使高频电流流过。在此，绝缘变压器Tr₀、Tr₁、…、Tr₅的二次侧与感应加热线圈20、21、…、25和电容器40、41、…、45的各串联电路连接。逆变器电路具备IGBT Q3、Q4、Q5、Q6和与IGBT Q3、Q4、Q5、Q6的各臂进行逆并联连接的整流二极管D3、D4、D5、D6，通过向栅极施加矩形波电压，从而生成被控制成频率相同且线圈电流的相位相同的矩形波电压，驱动绝缘变压器Tr₀、Tr₁、…、Tr₅的一次侧。

绝缘变压器Tr₀、Tr₁、…、Tr₅是为了将感应加热线圈20、21、…、25和逆变器电路相互绝缘而设置的，感应加热线圈20、21、…、25彼此绝缘。另外，绝缘变压器Tr₀、Tr₁、…、Tr₅的一次侧电压和二次侧电压为同一波形，输出矩形波电压。另外，一次侧电流和二次侧电流为同一波形。

在电容器40、41、…、45与感应加热线圈20、21、…、25谐振、设电容为C、等效电感为La1、Lb1、…、Le1时，当逆变器的驱动频率f与谐振频率 大致一致时，在绝缘变压器Tr₀、Tr₁、…、Tr₅的输出中流过将其基波电压V₁、V₂、V₃、V₄、V₅除以等效电感La2、Lb2、…、Le2以及等效电阻值Ra、Rb、…、Re的串联阻抗而得的值的正弦波电流。等效电感La2、Lb2、…、Le2以及等效电阻值Ra、Rb、…、Re为感应负载，因此正弦波电流的相位比基波电压滞后，基波电压的频率越高，则相位滞后越严重。另外，高次谐波电流不会成为谐振状态，因此几乎不流过高次谐波电流。

另外，由于不流过高次谐波电流，因此在设基波电压V1、基波电流I1、基波电压V1和基波电流I1的相位差θ1时，失真波电压电流的有效功率Peff表示如下：

Peff＝V1·I1·cosθ1

因此，利用作为失真波电压的矩形波电压对LCR的串联谐振电路进行驱动时的有效功率Peff由基波的有效功率表示。

如图4所示，控制电路15具备脉宽控制部91、异常停止部92、相位判定部93、直流电压控制部94，脉宽控制部91生成施加到逆变换装置30的IGBT Q3、Q4、Q5、Q6的栅极的矩形波电压，直流电压控制部94生成输入到降压斩波器10的IGBT Q1、Q2的栅极的矩形波电压。

相位判定部93利用VT(Voltage Transformer)而观测逆变换装置30生成的矩形波电压的波形，并且利用CT(Current Transformer)而观测线圈电流的波形，并根据这些波形而判定是否为相位滞后模式。即，相位差判定部93在线圈电流从负向正过零的过零时刻比矩形波电压的上升时刻滞后时，判定为相位滞后模式，在过零时刻比上升时刻超前时，判定为相位超前模式。然后，相位判定部93向脉宽控制部91、直流电压控制部94和后述的异常停止部92输出判定结果。

脉宽控制部91控制与矩形波电压的基波的过零时刻之间的相位差θ(图5)，以使流过感应加热线圈20、21、…、25各自的线圈电流的相位(过零时刻)一致，并且控制脉宽以及频率，以使流过所述串联电路的线圈电流的过零时刻比矩形波电压的上升时刻滞后。在此，该脉宽是通过控制矩形波电压的基波的过零时刻与矩形波电压的上升时刻的差分即控制角δ(图5)而可变的。

利用图5的电压电流波形图，对脉宽控制部91的动作进行说明。

图5示出矩形波电压波形及其基波电压波形和线圈电流波形，纵轴为电压/电流，横轴为相位(ωt)。变压器Tr二次侧的矩形波电压波形50为实线表示的正负对称的奇函数波形，其基波被表示为虚线的基波电压波形51。矩形波电压波形50的最大振幅为±Vdc，针对基波电压波形51的过零点而设定控制角δ的相位角。即，矩形波电压波形50的上升时刻以及下降时刻的两者与基波电压波形51的过零时刻具有控制角δ的相位差。此时，基波电压波形51的振幅为4Vdc/π·cosδ。

另外，实线所示的线圈电流波形52是比基波电压波形51的过零时刻滞后相位差θ的正弦波。但是，关于线圈电流波形52，矩形波电压波形50的控制角δ被控制得较大，在提供给感应加热线圈20、21、…、25的有效功率较小时，有时过零时刻比矩形波电压波形50的上升时刻超前。

另外，脉宽控制部91(图4)使流过所有感应加热线圈20、21、…、25的线圈电流的相位差θ一致，并针对每个感应加热线圈改变线圈电流的振幅。因此，脉宽控制部91以基波电压波形51的过零时刻为基准而改变控制角δ，对基波电压进行振幅控制。因此，脉宽控制部91利用ACR(Automatic Current Regulator)以使线圈电流成为规定值的方式改变控制角δ。通过该控制，在改变提供给感应加热线圈的有效功率的同时，降低由相邻的线圈电流导致的互感电压的影响。

例如，在感应加热线圈20中施加有最长的脉宽的矩形波电压，在其他的感应加热线圈21、22、…、25中，根据加热量，施加更短的脉宽的矩形波电压。即，在感应加热线圈20中输入最大有效功率，在其它感应加热线圈21、22、…、25中，根据加热量而输入更少的有效功率。

此时，当缩短矩形波电压的脉宽时，有时成为线圈电流的过零时刻比矩形波电压的上升时刻超前的谐振电流相位超前模式。这时，能够增加驱动频率而使得线圈电流进一步滞后，或者降低直流电压Vdc而减少控制角δ。

另外，该矩形波电压为正负对称的同一脉宽，为了使得矩形波频率相同，前后设定使得向绝缘变压器Tr的一次侧施加的施加电压瞬时值为零的低电平区间。另外，向绝缘变压器Tr的一次侧施加的施加电压被设定为正负对称的同一脉宽，因此防止绝缘变压器Tr的直流磁场偏移。

图6为在谐振电流相位滞后模式下占空比为100％时的波形图以及用于示出电流流向的逆变换装置30的电路图。图6(a)为控制角δ＝0，即占空比为100％时的电压电流的波形图，图6(b)为用于示出电流流向的逆变换装置30的电路图。

在图6(a)中，标号v表示占空比为100％的矩形波电压波形，标号i表示流过感应加热线圈的正弦波电流。电流波形i的过零时刻比矩形波电压波形v的上升时刻滞后。在图6(b)中，逆变换装置30具备IGBT Q3(TRap)、Q4(TRan)、Q5(TRbp)、Q6(TRbn)、整流二极管D3(DIap)、D4(DIan)、D5(DIbp)、D6(DIbn)。

在晶体管TRap、TRbp的集电极与晶体管TRan、TRbn的发射极之间施加有低压直流电压Vdc。晶体管TRap的发射极与晶体管TRan的集电极连接，晶体管TRbp的发射极与晶体管TRbn的集电极连接。另外，在晶体管TRap的发射极和晶体管TRan的集电极的连接点、与晶体管TRbp的发射极和晶体管TRbn的集电极的连接点之间，连接有等效电感La2的线圈和电容C的电容器和等效电阻值Ra的电阻器的串联电路。该线圈、电阻器和电容器的串联电路是从输入侧观察变压器Tr0、Tr1、…时的等效电路。

另外，在作为晶体管TRap、TRan、TRbp、TRbn的臂的集电极与发射极之间分别连接有整流二极管DIap、DIan、DIbp、DIbn。

在图6(a)中，在时刻ta1，晶体管TRap、TRbn为导通状态，流过线圈电流i(ia1)。此时，线圈和电阻器和电容器的串联电路为感应负载，正弦波电流的过零时刻比矩形波电压v的上升时刻滞后。

在时刻ta2，晶体管TRap、TRbn转变为截止状态，晶体管TRan、TRbp转变为导通状态。从而，与线圈电流ia1同一方向的线圈电流i(ia2)经由二极管DIan、DIbp而流过。此时，晶体管TRap、TRbn两端的电压不发生变化，因此成为零伏特开关动作。

在时刻ta3，线圈电流ia2过零，线圈电流i的方向反转。反转的线圈电流i(ia3)经由晶体管TRan、TRbp而流过，时刻ta4＝ta0，晶体管TRap、TRbn转变为导通状态，晶体管TRan、TRbp转变为截止状态。从而，与线圈电流ia3同一方向的线圈电流ia4经由二极管DIbn、DIap而流过。在时刻ta1，线圈电流ia4过零，反转电流ia1经由晶体管TRap、TRbn而流过。由于线圈电流ia4为过零的零电流开关动作，因此开关损耗少。

即，此时，关于时刻ta2的转变，从晶体管TRbn的导通状态转变为截止状态，但二极管DIbn的施加电压只是从零变化为逆偏置电压，而不是从正偏置状态转变为逆偏置状态，因此不发生载波的蓄积损耗。另外，在时刻ta3的转变中，产生从二极管DIbp的正偏置状态转变为晶体管TRbp的导通状态而引起的蓄积电荷的放电，正偏置电流成为零的零电流开关动作，不发生载波的蓄积损耗。

图7是在谐振电流相位超前模式下占空比小于100％时的波形图。图7(a)是缩短电压幅度而使占空比小于100％时的电压电流的波形图，图7(b)为示出栅极电压的时序图的图。图8(a)、(b)是用于示出电流流向的逆变换装置30的电路图。图8(a)(b)的电路图只是与图6(b)的电流流向不同，因此省略结构的说明。

在图7(a)中，是线圈电流i的过零时刻比矩形波电压的上升时刻超前的谐振电流相位超前模式。矩形波电压v在时刻tb1与时刻tb2之间为正值，在时刻tb4与时刻tb5之间为负值。

即，下面参照图7(b)的时序图而进行说明。从时刻tb0到时刻tb1，只有晶体管TRbn成为导通状态，从时刻tb1到时刻tb2，晶体管TRap、TRbn成为导通状态，从时刻tb2到时刻tb4，TRan、TRbn成为导通状态，从时刻tb4到时刻tb5，晶体管TRan、TRbp成为导通状态，从时刻tb5到时刻tb6，晶体管TRan、TRbn成为导通状态。

即，通过使对角方向的晶体管TRap、TRbn或者其它对角方向的晶体管TRbp、TRan导通，从而流过线圈电流i，在其它期间使得下臂的晶体管TRan、TRbn的任一个成为导通状态，使得其它晶体管成为截止状态，从而使感应加热线圈20、21、…、25在不成为浮置状态的情况下成为非通电状态。

更具体地，从时刻tb1到时刻tb2，经由晶体管TRap、TRbn而流过线圈电流ib1，从时刻tb2到时刻tb3，经由二极管DIan以及晶体管TRbn而流过与线圈电流ib1同一方向的线圈电流ib2，线圈电流进行过零。从时刻tb3到时刻tb4，经由二极管DIbn以及晶体管TRan而流过反方向的线圈电流ib3。从时刻tb4到时刻tb5，经由晶体管TRan、TRbp而流过线圈电流ib4。从时刻tb5到时刻tb6＝tb0，经由二极管DIan以及晶体管TRbn而流过线圈电流ib6，线圈电流i进行过零。

在线圈电流i过零的时刻tb3以及时刻tb0＝tb6，没有感应加热线圈20、21、…、25两端的电位变化，不发生功率损耗。另一方面，在时刻tb4，在二极管DIbn中流过正方向的电流之后，晶体管TRbp转变为导通状态，因此二极管DIbn转变为逆偏置状态。因此，在二极管DIbn的蓄积时间的期间内，流过逆偏置电流，晶体管TRbp发生恢复损耗(蓄积损耗)。同样，在时刻tb1，二极管DIan从正方向偏置转变为反方向偏置，因此晶体管TRap发生蓄积损耗。但是，如果低压直流电压Vdc较低，则恢复损耗的影响较少。

图9是在谐振电流相位滞后模式下占空比小于100％时的波形图。图9(a)为缩短电压幅度的情况下的电压电流的波形图，虚线表示矩形波电压的基波。此时的电流波形i的过零时刻也比施加电压v的上升时刻滞后。即，虽然不是占空比＝100％，但矩形波电压的脉宽较大。图9(b)为示出此时的栅极电压的时序图的图。图10(a)、(b)为用于示出电流流向的逆变换装置30的电路图。图10(a)、(b)的电路图只是与图6(b)的电流流向不同，因此省略结构的说明。

在图9(a)中，从时刻tc1到时刻tc3，晶体管TRap、TRbn成为导通状态，从时刻tc3到时刻tc5，晶体管TRan、TRbn成为导通状态，从时刻tc5到时刻tc7，晶体管TRbp、TRan成为导通状态，从时刻tc7到时刻tc9，晶体管TRan、TRbn成为导通状态。在此，从时刻tc3到时刻tc5和从时刻tc7到时刻tc9的期间，下臂的晶体管TRan、TRbn导通，因此感应加热线圈两端的电压成为零，不发生峰值电压。

利用图9以及图10(a)、(b)对动作进行说明。

从时刻tc1到时刻tc2，经由二极管DIbn、DIap，流过负的正弦波状的线圈电流ic1，在时刻tc2，电流进行过零。在从时刻tc2到时刻tc3的期间，经由晶体管TRap、TRbn，流过正的正弦波状的线圈电流ic2。从时刻tc3到时刻tc5，经由二极管DIan以及晶体管TRbn而流过正的线圈电流ic3。从时刻tc5到时刻tc6，在图10(b)中，经由二极管DIan、DIbp而流过正的线圈电流ic4。然后，线圈电流在时刻tc6进行过零。从时刻tc6到时刻tc7，经由晶体管TRbp、TRan，流过负的线圈电流ic5。从时刻tc7到时刻tc1，经由二极管DIbn以及晶体管TRan而流过线圈电流ic6。

在此，在时刻tc1，只是在二极管DIbn中继续流过电流，因此成为不发生恢复损耗的零电压开关动作。在时刻tc3的开关动作中，流过晶体管TRap的电流流过二极管DIan，二极管DIan只是从断开状态变化为接通状态，因此不发生恢复电流。在时刻tc5的开关动作中，流过二极管DIan的电流不发生变化。在时刻tc7的开关动作中，二极管DIbn只是从断开状态变化为接通状态，因此不发生恢复电流。另外，在时刻tc2、tc6，成为零电流开关动作，不发生恢复损耗。

因此，在任何开关动作中，二极管均不会从导通状态成为断开状态，不发生恢复电流。

异常停止部92(图4)利用相位差判定部93的判定结果，停止各逆变换装置30、31、32、33、34、35的驱动。具体地，异常停止部92在作为输入电压的低压直流电压Vdc为规定值以上(例如，直流高电压Vmax的50％以上)、且驱动电压波形的上升时刻比线圈电流的过零时刻超前时进行异常停止。通过降低降压斩波器10的输出电压(低压直流电压Vdc)，从而降低过渡电压，避免IGBT的破坏。另外，通过提高矩形波电压的频率，成为更感性的运转，线圈电流的过零时刻延迟，确保相位延迟状态。

另外，异常停止部92在线圈电流为规定值以上(例如，最大电流值的20％以上)且相位超前模式时也进行异常停止。换言之，异常停止部92在线圈电流小于规定值时，由于开关损耗小，因此即使是相位超前模式也不进行异常停止。

(变形例)

本发明不限于上述实施方式，例如可进行以下的各种变形。

(1)上述实施方式使用IGBT作为逆变换装置的开关元件，但也可以使用FET或双极晶体管等晶体管。

(2)在上述实施方式中，为了向逆变换装置供给直流功率，使用了从直流电压降低电压的降压斩波器10，但也可以利用正变换装置从商用电源产生直流电压。另外，在商用电源中，不仅是单相电源，还可以使用三相电源。

(3)在上述实施方式中，向与所有感应加热线圈20、21、…、25对应的逆变换装置30、31、…、35供给共同的低压直流电压Vdc的电力，但是也可以追加需要最大加热量的感应加热线圈和与该感应加热线圈对应的逆变换装置，向所追加的逆变换装置供给直流电压Vmax的电力，向逆变换装置30、31、32、…、35供给低压直流电压Vdc的电力。

标号说明

10：降压斩波器(DC/DC变换器，斩波器)

15：控制电路

20、21、22、23、24、25：感应加热线圈

30、31、32、33、34、35：逆变换装置

40、41、42、43、44、45：电容器

46：电解电容器

47：电容器

50：矩形波电压波形

51：基波电压波形

52：线圈电流波形

91：脉宽控制部

92：异常停止部

93：相位差判定部

94：直流电压控制部

100：感应加热装置

M、M1、M2、M3、M4、M5：互感电感

Tr0、Tr1、Tr2、Tr3、Tr4、Tr5：绝缘变压器

Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6：IGBT(晶体管，开关元件)

D1、D2、D3、D4、D5、D6：整流二极管

CH：扼流线圈

Vmax：直流高电压

Vdc：低压直流电压

Claims (4)

1.一种感应加热装置，其具备：靠近地配置的多个感应加热线圈；与这些感应加热线圈分别串联连接的电容器；多个逆变换装置，它们将从直流电压变换来的矩形波电压施加到各个所述感应加热线圈以及所述电容器的串联电路；由正变换电路和斩波器电路中的任意一方构成的直流电压产生电路，该正变换电路对商用电源进行整流、控制从而向所述多个逆变换装置施加共同的所述直流电压，该斩波器电路从直流电源向所述多个逆变换装置施加共同的所述直流电压；以及控制电路，其对所述矩形波电压进行电压幅度控制，并且以使流过所述多个感应加热线圈的线圈电流的相位一致的方式对所述多个逆变换装置进行控制，该感应加热装置的特征在于，

所述控制电路进行如下控制：延长所述矩形波电压的脉宽，并且使所述直流电压降低，由此，所述线圈电流从负向正过零的过零时刻滞后于所述矩形波电压的上升时刻。

2.根据权利要求1所述的感应加热装置，其特征在于，

所述感应加热装置还具备异常停止部，该异常停止部在所述线圈电流从负向正过零之后所述矩形波电压上升时使所述逆变换装置停止。

3.根据权利要求1所述的感应加热装置，其特征在于，

所述多个感应加热线圈靠近共同的发热体，

所述控制电路以使各个所述感应加热线圈向所述发热体供给的电磁能量均匀的方式对所述矩形波电压的脉宽分别进行可变控制。

4.一种由感应加热装置执行的感应加热装置的控制方法，所述感应加热装置具备：靠近地配置的多个感应加热线圈；与这些感应加热线圈分别串联连接的电容器；多个逆变换装置，它们将从直流电压变换来的矩形波电压施加到各个所述感应加热线圈以及所述电容器的串联电路；由正变换电路和斩波器电路中的任意一方构成的直流电压产生电路，该正变换电路对商用电源进行整流、控制从而向所述多个逆变换装置施加共同的所述直流电压，该斩波器电路从直流电源向所述多个逆变换装置施加共同的所述直流电压；以及控制电路，其对所述矩形波电压进行电压幅度控制，该感应加热装置的控制方法的特征在于，其具有如下步骤：

所述控制电路进行如下控制：延长所述矩形波电压的脉宽，并且使所述直流电压降低，由此，所述线圈电流从负向正过零的过零时刻滞后于所述矩形波电压的上升时刻。