DE112010006045T5

DE112010006045T5 - Induktionsheizvorrichtung, Induktionsheizverfahren und Programm

Info

Publication number: DE112010006045T5
Application number: DE112010006045T
Authority: DE
Inventors: Naoki Uchida; Kazuhiro Ozaki; Yoshihiro Okazaki
Original assignee: Mitsui Engineering and Shipbuilding Co Ltd
Current assignee: Mitsui E&s Co Ltd Jp
Priority date: 2010-12-03
Filing date: 2010-12-03
Publication date: 2013-09-26
Also published as: US20130248520A1; CN103262648B; US9247589B2; KR101415158B1; WO2012073379A1; KR20130094841A; CN103262648A

Abstract

Der Zweck der vorliegenden Erfindung ist, Schaltverluste eines Inverters zu minimieren. Eine Induktionsheizvorrichtung umfasst: mehrere Induktionsheizspulen (20), die benachbart zueinander angeordnet sind; mehrere Inverter (30), von denen jeder einen Kondensator (40) hat, der in Reihe zu jeder der Induktionsheizspulen (20) geschaltet ist und der eine Gleichspannung in eine Rechteckwellenspannung umwandelt; und eine Steuerschaltung (15), die steuert, um die Phase der Spulenströme, die durch die mehreren Induktionsheizspulen (20) fließen, auszurichten, wobei die Steuerschaltung (15) die Zeit steuert, zu der die Rechteckwellenspannung durchquert, so dass ein momentaner Wert der Rechteckwellenspannung in der Gleichspannung oder einer Umkehrspannung erhalten bleibt, wenn der Spulenstrom die Nulllinie durchquert.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Induktionsheizvorrichtung, ein Induktionsheizverfahren und ein Programm, die mehrere Induktionsheizspulen verwenden.
Hintergrund der Erfindung
Es ist für eine Halbleiterherstellungsvorrichtung zum Wärmebehandeln von Wafern notwendig, die Temperaturdifferenz auf der Oberfläche des Wafers so klein wie möglich (z. B. innerhalb eines Bereichs von plus oder minus ein Grad Celsius) zu steuern, um thermische und andere Spannungen zu vermeiden. Außerdem ist es notwendig, die Temperaturen schnell (z. B. 100°C/s) auf die gewünschte Temperatur (z. B. 1350°C) zu erhöhen. Folglich ist weithin eine Induktionsheizvorrichtung bekannt, in der eine Induktionsheizspule in mehrere davon aufgeteilt ist und eine Leistungssteuerung durchgeführt wird, indem eine Hochfrequenzleistungsquelle (z. B. ein Inverter) einzeln mit jeder der unterteilten Induktionsheizspulen verbunden ist. Da jedoch jede der unterteilten Induktionsheizspulen nahe beieinander angeordnet ist, gibt es wechselseitige Induktionsinduktivitäten M, wodurch wechselseitige Induktionsspannungen erzeugt werden. Daher wird jeder der Inverter über eine wechselseitige Induktivität parallel betrieben, und es kann eine wechselseitige Leistungsübertragung zwischen den Invertern bewirkt werden, wenn es eine wechselseitige Phasenverschiebung des elektrischen Stroms zwischen den Invertern gibt. Wenn mit anderen Worten aufgrund einer Phasenverschiebung von elektrischem Strom zwischen jedem der Inverter eine Phasenverschiebung in einem Magnetfeld zwischen den unterteilten Induktionsheizspulen auftritt, werden Magnetfelder in der Näher der Grenze der benachbarten Induktionsheizspulen geschwächt, wodurch die Wärmedichte verringert wird, die von einer Induktionsheizleistung erzeugt wird. Als ein Ergebnis können Temperaturschwankungen auf der Oberfläche des geheizten Objekts (wie etwa eines Wafers) auftreten.
Dies veranlasste Erfinder und andere, ein Verfahren der zonengesteuerten Induktionsheizung (ZCIH) (siehe z. B. Patentliteratur 1) vorzuschlagen, um zu ermöglichen, die Induktionsheizleistung geeignet zu steuern, indem verhindert wird, dass selbst in einer Situation, in der aufgrund einer wechselseitigen Induktionsspannung zwischen benachbarten Induktionsheizspulen eine wechselseitige Induktivität vorhanden ist, ein Zirkulationsstrom wechselseitig zwischen den Invertern fließt, ebenso wie zu verhindern, dass die Wärmedichte sich in der Nähe der Grenze der unterteilten Induktionsheizspulen verschlechtert. Gemäß der Technik der ZCIH ist jede Leistungsversorgungseinheit mit einem Abwärtssteller und einem Spannungsquelleninverter (auf den hier nachstehend einfach als ein Inverter Bezug genommen wird) versehen. Dann wird jede der Leistungsversorgungseinheiten, die in mehrere Leistungsversorgungszonen unterteilt ist, jeweils einzeln mit jeder der Induktionsheizspulen verbunden, um Leistung zuzuführen.
In diesem Fall wird jeder der Inverter jeweils in jeder der Leistungsversorgungseinheiten für die Synchronisation von Strom (d. h. die Synchronisationssteuerung der Stromphase) gesteuert, und durch Synchronisieren der Phase eines Stroms, der in jedem der Inverter fließt, wird verhindert, dass ein Zirkulationsstrom zwischen den mehreren Invertern fließt. Mit anderen Worten wird durch Unterdrücken des elektrischen Stroms zwischen den mehreren Invertern vermieden, dass eine durch die elektrische Regenerationsleistung erzeugte Überspannung zu dem Inverter fließt. Außerdem soll durch Synchronisieren der Stromphase, die in jeder der unterteilten Induktionsheizspulen fließt, die Wärmedichte durch Induktionsheizleistung in der Nähe der Grenze jeder der Induktionsheizspulen nicht schnell herabgesetzt werden. Außerdem steuert jeder der Abwärtssteller durch Variieren der Eingangsspannung jedes der Inverter die Stromamplitude jedes der Inverter, wodurch die Induktionsheizleistung gesteuert wird, die an jede der Induktionsheizspulen geliefert wird. Das heißt, in einem Verfahren der ZCIH, das in der Patentliteratur 1 offenbart ist, wird durch Durchführen der Stromamplitudensteuerung für jeden Abwärtssteller die Leistung der Induktionsheizspule in jeder Zone gesteuert, und durch Steuern der Synchronisation der Stromphase jedes Inverters, wird das Zirkulieren von Strom zwischen den mehreren Invertern unterdrückt und die Dichte der durch die Induktionsheizleistung erzeugten Wärme wird in der Nähe der Grenze jeder der Induktionsheizspulen homogenisiert. Dadurch, dass das Steuersystem für den Abwärtssteller und das Steuersystem für den Inverter die Steuerung unter Verwendung eines derartigen ZCIH-Verfahrens einzeln durchführen, ist es möglich, die Wärmeverteilung auf dem zu heizenden Objekt nach Wunsch zu steuern. Das heißt, es ist unter Verwendung des in der Patentliteratur 1 offenbarten ZCIH-Verfahrens möglich, eine schnelle und präzise Temperatursteuerung und Wärmeverteilungssteuerung durchzuführen.
Ferner ist in der Patentliteratur 2 ein Verfahren offenbart, um jeweils gleichzeitig Gleichstromleistung an jeden der verbundenen Inverter, an jede der mehreren Induktionsheizspulen zuzuführen, wodurch mehrere Induktionsheizspulen gleichzeitig betrieben werden. Insbesondere ist dieses Verfahren geeignet, den Nulldurchgang des Ausgangsstroms von jedem der Inverter, der jeweils mit jedem der Reihenresonanzschaltungen verbunden ist, zu erfassen, um den Nulldurchgang des Ausgangsstroms jedes der Inverter und den Anstiegszeitablauf des Referenzimpulses zu vergleichen. Dieses Verfahren soll den Ausgangsstrom von jedem der Inverter synchronisieren, indem die Frequenz des Ausgangsstroms so eingestellt wird, dass eine Phasenverschiebung von dem Referenzimpuls, die durch Vergleich einzeln berechnet wird, null oder nahezu null wird. Außerdem steuert dieses Verfahren den Strom, der durch die Induktionsheizspule fließt, nachdem der Ausgangsstrom jedes Inverters synchronisiert ist, durch Erhöhen und Verringern der Ausgangsspannung des Inverters und führt die homogenisierte Wärmeverteilung des Objekts aus, das geheizt werden soll.
Die Nicht-Patentliteratur 1 beschreibt eine Resonanzwandlerschaltung, die eine resonante Stromphasenverzögerungsbetriebsart hat, in welcher die Phase des Ausgangsstroms von dem Inverter relativ hinter der Ausgangsspannung des Inverters ist, und eine resonante Stromphasenvoreilungsbetriebsart hat, in welcher die Phase des Ausgangsstroms von dem Inverter der Ausgangsspannung des Inverters relativ voraus ist. Sie beschreibt, dass eine Resonanzwandlerschaltung in einer resonanten Stromphasenvoreilungsbetriebsart beim Nulldurchgang des Stroms eingeschaltet wird, und dass aufgrund des Sperrerholungsbetriebs einer Kommutierungsdiode beim Einschalten des Schaltelements ein Sperrerholungsstrom der Kommutierungsdiode zu dem Resonanzstrom als einem Strom, der durch das Schaltelement fließt, addiert wird, was zu einer Erhöhung des Einschaltleistungsverlusts des Schaltelements führt. Sie beschreibt auch, dass eine Resonanzwandlerschaltung in einer resonanten Stromphasenverzögerungsbetriebsart andererseits bei einem Einschaltbetrieb beim Nulldurchgang des Stroms schaltet und bei einem Ausschaltbetrieb hart schaltet, wobei ein Ausschaltvorgang beim harten Schalten als Schalten beim Nulldurchgang der Spannung (ZVS) verbessert werden kann, indem ein verlustfreier Dämpferkondensator parallel zu dem Schaltelement geschaltet wird.
Ferner offenbart die Nicht-Patentliteratur 2 eine Vollbrückenschaltung, die einen ZVS-Betrieb erreicht, um eine Induktivitätslast stabil anzutreiben, indem beim Nulldurchgang eines Stroms ein Ausgang parallel geschaltet wird, wodurch ein Zustand vermieden wird, dass ein Schaltelement offen wird.
Literatur des bisherigen Stands der Technik
Patentliteratur

1: Japanische offengelegte Patentanmeldung Nr. 2007-026750
2: Japanische offengelegte Patentanmeldung Nr. 2004-146283

Nicht-Patentliteratur

1: Kapitel 8: Resonance Type Converter Circuit in „Power Electronics Circuit", erstellt von dem Expert Committee an Semiconductor Power Conversion System Investigation, Insitute of Electrical Engineers of Japan (IEEJ) und veröffentlicht von Ohmsha
2: Transistor Gijutsu, CQ Publishing, Ausgabe Juni 2004, S. 228

Zusammenfassung der Erfindung
Beschreibung der verwandten Technik
Um einen Schaltverlust zu verringern, wird ein Inverter unter Verwendung des in der Patentliteratur 1 offenbarten Verfahrens in einer resonanten Stromphasenverzögerungsbetriebsart verwendet, in der eine Nulldurchgangszeit der Richtungsumpolung eines Sinuswellenstroms, der durch eine Induktionsheizspule fließt, einer Anstiegszeit der Antriebsspannung nacheilt. Wenn jedoch eine Impulsbreite der Rechteckwellenspannung verkürzt wird, um die Versorgungsleistung (Wirkleistung) einzustellen, die an die Induktionsheizspule angelegt wird, wird manchmal ein Schalten in einer resonanten Stromphasenvoreilungsbetriebsart durchgeführt, in der eine Nulldurchgangszeit eines Sinuswellenstroms, der die Nulllinie vom Negativen ins Positive durchquert, der Anstiegszeit der Antriebsspannung voraus ist. Daher gibt es das Problem, dass ein Sperrerholungsstrom der Kommutierungsdiode zu dem Strom addiert wird, der durch das Schaltelement fließt, wenn das Schaltelement in dem Inverter (Umkehrwandlervorrichtung) eingeschaltet wird, wodurch der Schaltverlust erhöht wird.
Folglich wurde die vorliegende Erfindung gemacht, um ein derartiges Problem zu lösen, indem eine Induktionsheizvorrichtung, ein Induktionsheizverfahren und ein Programm, die fähig sind, einen Schaltverlust an dem Inverter ungeachtet der Impulsbreite zu verringern, bereitgestellt werden.
Mittel zum Lösen des Problems
Um die vorstehende Aufgabe zu lösen, ist eine Induktionsheizvorrichtung (100) gemäß der vorliegenden Erfindung versehen mit: mehreren Induktionsheizspulen (20), die benachbart zueinander angeordnet sind; Kondensatoren (40), von denen jeder in Reihe mit jeder der Induktionsheizspulen geschaltet ist; mehreren Invertern (30), von denen jeder eine Hochfrequenzspannung, die von einer Gleichspannung umgewandelt wird, an jede Reihenschaltung der Induktionsheizspule und des Kondensators anlegt; und einer Steuerschaltung (15) zum Durchführen der Impulsbreitensteuerung der Hochfrequenzspannungen ebenso wie Steuern der mehreren Inverter, um die Phase von Spulenströmen auszurichten, die durch jede der mehreren Induktionsheizspulen fließen, wobei jede der Gleichspannungen den mehreren Invertern gemeinsam ist. Die Nummern in Klammern sind veranschaulichend.
Um eine Wirkleistung, die an jede der Induktionsheizspulen geliefert wird, einzustellen, wird die Impulsbreite der Hochfrequenzspannung (Rechteckwellenspannung) an Invertern mit hoher Ausgangsleistung verlängert, indem die Gleichspannung, die an jeden der Inverter gemeinsam angelegt wird, verringert wird, anstatt die Impulsbreite der Rechteckwellenspannung an Invertern mit niedriger Ausgangsleistung zu verkürzen, ohne die Gleichspannung zu ändern. Da jeder der Inverter somit in der resonanten Stromphasenverzögerungsbetriebsart angetrieben wird, während die resonante Stromphasenvoreilungsbetriebsart vermieden wird, wird der Schaltverlust ungeachtet der Impulsbreite der Hochfrequenzspannung verringert. Da außerdem die Ausgangsspannung des Inverters zur Zeit des Nulldurchgangs des Stroms stabil ist, wird eine durch die Induktivitätslast verursachte Stoßspannung verringert. Ferner kann die Phasenverzögerung vergrößert werden, indem eine Antriebsfrequenz erhöht wird, anstatt die Impulsbreite zu verlängern.
Außerdem wird bevorzugt, dass die Gleichspannung verringert wird, so dass die maximale Impulsbreite der von den mehreren Invertern umgewandelten Hochfrequenzspannung größer oder gleich einem vorgegebenen Wert wird. Gemäß dem Vorstehenden wird die Gleichspannung gesteuert, damit ein Inverter eine große Ausgabe mit der Impulsbreite der Spannung größer oder gleich einem vorbestimmten Wert erzeugt, so dass eine Nulldurchgangszeit, zu welcher der durch die Reihenschaltung fließende Strom die Nulllinie vom Negativen in das Positive durchquert, relativ hinter einer Anstiegszeit der an die Reihenschaltung angelegten Spannung ist, und der Inverter dadurch in der resonanten Stromphasenverzögerungsbetriebsart arbeitet. Andererseits wird ein Inverter, der eine kleine Ausgabe mit der Impulsbreite der Spannung kleiner einem vorbestimmten Wert erzeugt, in der resonanten Stromphasenvoreilungsbetriebsart betrieben, aber der akkumulierte Verlust oder die Stoßspannung ist aufgrund der kleinen Ausgabe ebenfalls klein, und dadurch wird die Zerstörung des Transistors vermieden.
Jeder der Arme in dem Inverter ist mit einem Transistor (z. B. FET, IGBT) und einer Diode in einer Antiseriellschaltung versehen, und die Gleichspannung wird durch einen Gleichstromsteller oder einen Wandler erzeugt.
Außerdem wird bevorzugt, dass ferner eine Stoppeinheit bei Unregelmäßigkeiten bereitgestellt wird, die fähig ist, den Inverter zu stoppen, wenn die Hochfrequenzspannung steigt, nachdem der Spulenstrom die Nulllinie vom Negativen zum Positiven durchquert. Unter Verwendung der vorstehenden Einheit ist es möglich, zu vermeiden, dass durch einen Schaltverlust oder einen durch einen Stoßstrom bewirkten Bruch Wärme erzeugt wird.
Es wird auch bevorzugt, dass die mehreren Induktionsheizspulen in der Nähe eines gemeinsamen Heizelements angeordnet werden und die Steuereinheit die Impulsbreite der Rechteckwellenspannung variabel steuert, so dass elektromagnetische Energien, die durch jede der Induktionsheizspulen an das Heizelement zugeführt werden, vereinheitlicht werden.
Ergebnisse der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird der Schaltverlust des Inverters ungeachtet der Impulsbreite verringert. Die Stoßspannung während des Schaltens wird ebenfalls verringert.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Schaltbild einer Induktionsheizvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
2 ist eine Querschnittansicht der Heizeinheit der Induktionsheizeinheit gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
3A, 3B und 3C stellen eine Resonanzschaltung, die aus einer Induktionsheizspule und einem Kondensator besteht, und eine Ersatzschaltung dazu dar, wobei 3A eine Zwei-Zonen-ZCIH aus Resonanzschaltungen zeigt, von denen jede aus einer Induktionsheizspule und einem Kondensator besteht, 3B eine Ersatzschaltung einer Zone zeigt und 3C ein Vektordiagramm zeigt.
4 ist ein Blockdiagramm einer Steuerschaltung, die in der Induktionsheizvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
5 ist ein Wellenformdiagramm, um ein Steuerverfahren zu beschreiben, wenn eine Phasenverschiebungssteuerung verwendet wird.
6A und 6B stellen ein Wellenformdiagramm und ein Schaltbild des Inverters, das Stromflüsse zeigt, in der resonanten Stromphasenverzögerungsbetriebsart mit einem Tastverhältnis von 100% dar.
7A und 7B stellen ein Wellenformdiagramm in der resonanten Stromphasenvoreilungsbetriebsart mit einem Tastverhältnis von weniger als 100% dar.
8A und 8B stellen ein Schaltbild des Inverters dar, das Stromflüsse in der resonanten Stromphasenvoreilungsbetriebsart mit einem Tastverhältnis von weniger als 100% zeigt.
9A und 9B stellen ein Wellenformdiagramm in der resonanten Stromphasenverzögerungsbetriebsart mit einem Tastverhältnis von weniger als 100% dar.
10A und 10B stellen ein Schaltbild des Inverters dar, das Stromflüsse in der resonanten Stromphasenvoreilungsbetriebsart mit einem Tastverhältnis von weniger als 100% zeigt.
Ausführungsformen der Erfindung
Erste Ausführungsform
Der Aufbau einer Induktionsheizvorrichtung der vorliegenden Erfindung wird unter Bezug auf 1 und 2 beschrieben.
In 1 umfasst die Induktionsheizvorrichtung 100 einen Abwärtssteller 10, mehrere Inverter 30, 31, ... 35, mehrere Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 und eine Steuerschaltung 15, wobei jede der Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 einen Wirbelstrom in ein gemeinsames Heizelement (z. B. Kohlenstoffgraphit) (2) fließen lässt, indem ein magnetischer Hochfrequenzfluss erzeugt wird, wodurch das Heizelement geheizt wird.
Außerdem wird die Induktionsheizvorrichtung 100 gesteuert, um Stromphasen und die Frequenzen aller Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 zu synchronisieren, um den Einfluss der wechselseitig induzierten Spannung durch zueinander benachbarte Induktionsspulen zu verringern. Da die Stromphasen der Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 gesteuert werden, um ausgerichtet zu werden, und es keine Phasendifferenz in den erzeugten Magnetfeldern gibt, gibt es nichts dergleichen wie dass die Magnetfelder in der Nähe der Grenze der zueinander benachbarten Induktionsheizspulen geschwächt werden, wodurch die Dichte der durch eine Induktionsheizleistung erzeugten Wärme nicht verringert wird. Als ein Ergebnis werden Temperaturschwankungen auf der Oberfläche eines Objekts, das geheizt werden soll, beseitigt.
Um außerdem einen Schaltverlust zu verringern, werden die Inverter 30, 31, ..., 35 in der resonanten Stromphasenverzögerungsbetriebsart angetrieben, indem die Antriebsfrequenz höher als die Resonanzfrequenz zwischen der äquivalenten Induktivität der Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 und der Kapazität des Kondensators C, die in Reihe geschaltet sind, gemacht wird.
Als nächstes wird das zu heizende Objekt unter Bezug auf 2 beschrieben. 2 ist ein Blockschaltbild einer schnellen thermischen Aushärtungs-(RTA: Rapid Thermal Annealing)Vorrichtung, die in der Wärmebehandlung von Wafern verwendet wird. Die RTA-Vorrichtung umfasst eine wärmebeständige Platte mit mehreren Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25, die in einem Vertiefungsabschnitt vergraben sind, ein gemeinsames Heizelement, das auf der Oberfläche der wärmebeständigen Platte bereitgestellt ist, und einen ZCIH-Inverter, der einen Inverter 30 (1) und einen Abwärtssteller 10 (1) umfasst, wobei das Heizelement in mehrere Zonen (z. B. sechs Zonen) unterteilt ist, die von den mehreren Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 geheizt werden sollen. Die RTA-Vorrichtung ist aufgebaut, um Wärme in dem Heizelement zu erzeugen, wobei jede der Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 einen magnetischen Hochfrequenzfluss erzeugt, wobei der magnetische Hochfrequenzfluss einen Wirbelstrom in das zum Beispiel aus Kohlenstoffgraphit gefertigte Heizelement fließen lässt, und der Wirbelstrom durch die Widerstandskomponente des Kohlenstoffgraphits fließt. Mit anderen Worten ist die RTA-Vorrichtung aufgebaut, um das zu heizende Objekt, wie etwa ein Glassubstrat oder einen Wafer, durch Strahlungswärme des Heizelements zu erwärmen, die erzeugt wird, indem jede der Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 elektromagnetische Hochfrequenzenergie erzeugt und das Heizelement dann durch die elektromagnetische Energie Wärme erzeugt. Beachten Sie, dass das Heizen im Fall einer Halbleiterwärmebehandlung in einer Atmosphäre mit reduziertem Druck durchgeführt wird.
Ferner wird eine Resonanzschaltung, wie in 3A gezeigt, beschrieben, wobei nur zueinander benachbarte Induktionsheizspulen 20, 21 betrachtet werden. Die Induktionsheizspulen 20, 21 umfassen die induktive Komponente der äquivalenten Induktivitäten La, Lb und die Widerstandskomponente der äquivalenten Widerstände Ra, Rb, und Spannungen V₁, V₂ werden über Kondensatoren C₁, C₂ angelegt. Außerdem sind die Induktionsheizspulen 20, 21 benachbart zueinander, wodurch sie durch eine wechselseitige Induktionsinduktivität M (M1) verbunden sind. Hier sind die äquivalenten Widerstände Ra, Rb die Werte des äquivalenten Widerstands des Kohlenstoffgraphits für Wirbelströme, die durch den Hochfrequenzmagnetfluss der Induktionsheizspulen 20, 21 durch sie strömen.
Beachten Sie, dass I₁ ein Strom ist, der durch die Induktionsheizspule 20 in der Zone 1 fließt, V₁ eine Ausgangsspannung eines isolierten Transformators Tr₀ ist, I₂ ein Strom ist, der durch die Induktionsheizspule 21 in der Zone 2 fließt, und V₂ eine Ausgangsspannung eines isolierten Transformators Tr₁ ist.
Als nächstes stellt 3B eine Ersatzschaltung für eine Zone der in 3A gezeigten Ersatzschaltung dar. Die Ersatzschaltung wird durch eine Schaltung dargestellt, in der eine Reihenschaltung aus einer Kapazität C1, äquivalenten Induktivitäten La1 und La2 und einem äquivalenten Widerstandswert Ra durch eine Vektorsumme aus einer Spannung V₁ und einer wechselseitigen Induktionsspannung V₁₂ = jωMI₂ angetrieben wird. Hier hat eine äquivalente Induktivität La eine Beziehung von La = La1 + La2. In dem Resonanzzustand, in dem eine Antriebsfrequenz f eines Inverters mit der Resonanzfrequenz
übereinstimmt, wird die Ersatzschaltung durch eine Schaltung dargestellt, die durch eine Vektorsumme der Spannung V1 einer Reihenschaltung mit der äquivalenten Induktivität La2 und dem äquivalenten Widerstandswert Ra und der wechselseitigen Induktionsspannung V₁₂ = jωMI₂ angetrieben wird. Das heißt, wenn sie in einem Vektordiagramm 3C ausgedrückt wird, ist die Ausgangsspannung V₁ des Transformators Tr₀ eine Vektorsumme der Vektorspannung V₁₁ von der äquivalenten Induktivität La2 und des äquivalenten Widerstands Ra und der wechselseitigen Induktionsspannung V₁₂ ebenso wie eine Vektorsumme der Spannung Ra·I₁ und der Spannung (V₁₂ + jωLa₂·I₁).
Beachten Sie, dass jedes Paar benachbarter Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 in 1 jeweils mit wechselseitigen Induktionsinduktivitäten M1, M2, ..., M5 gekoppelt ist, dann können die gegengekoppelten Induktivitäten (–Mc) verbunden sein, um den Einfluss dieser Kopplungen zu verringern. Die Induktivität dieser gegengekoppelten Induktivitäten (–Mc) ist zum Beispiel kleiner oder gleich 0,5 μH, die durch eine Windung oder Kerndurchdringung gewannen werden können.
Ein Abwärtssteller 10 ist ein Gleichspannungswandler, der einen Elektrolytkondensator 46, einen Kondensator 47, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors: Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode) Q1, Q2, Kommutierungsdioden D1, D2 und eine Drosselspule CH umfasst und eine hohe Gleichspannung Vmax, die aus der (nicht gezeigten) Netzstromversorgung gleichgerichtet und geglättet wird, unter einer Tastverhältnissteuerung auf eine vorbestimmte niedrige Gleichspannung Vdc umwandelt. In diesem Fall gibt der Abwärtssteller 10 eine niedrige Gleichspannung Vdc aus, deren maximale Impulsbreite einer Rechteckwellenspannung (Hochfrequenzspannung), die von den Invertern 30, 31, ..., 35 umgewandelt wird, größer oder gleich einem vorbestimmten Wert ist. Der vorbestimmte Wert ist derart festgelegt, dass die Zeit des Nulldurchgangs des Spulenstroms, der durch die Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 fließt, hinter der Anstiegszeit der Antriebsspannung für Inverter mit großer Ausgabe ist, welche die Impulsbreite der Ausgangsspannung größer oder gleich dem vorbestimmten Wert ist, und die Zeit des Nulldurchgangs des Spulenstroms ist der Anstiegszeit der Antriebsspannung für Inverter mit kleiner Ausgabe, deren Impulsbreite der Ausgangsspannung kleiner als der vorbestimmte Wert ist, voraus. In diesem Fall tritt bei Invertern mit kleiner Ausgabe ein akkumulierter Verlust auf, aber der Schaltverlust ist aufgrund der kleinen Ausgangsspannung klein und die Stoßspannung ist ebenfalls klein.
Hier wird ein vorbestimmter Wert der Impulsbreite der Spannung auf die niedrige Gleichspannung Vdc festgelegt, die zum Beispiel 1/2 der hohen Gleichspannung Vmax ist. Beachten Sie, dass die maximale Ausgangsspannung des Abwärtsstellers 10 bei einem Tastverhältnis von 95% gesteuert wird, wodurch ein momentaner Kurzschlusszustand vermieden wird.
An dem Abwärtssteller 10 wird die Gleichspannung Vmax, die gleichgerichtet und geglättet ist, an der positiven Elektrode und der negativen Elektrode des Elektrolytkondensators 46 geladen, und ein Emitter des IGBT Q1 und ein Kollektor des IGBT Q2 sind an dem Übergangspunkt P verbunden, an dem ein Ende der Drosselspule CH angeschlossen ist, und das andere Ende ist mit einem Ende des Kondensators 47 verbunden. Das andere Ende des Kondensators 47 ist mit einem Kollektor des IGBT Q1 und der positiven Elektrode des Elektrolytkondensators 46 verbunden. Außerdem ist die negative Elektrode des Elektrolytkondensators 46 mit einem Emitter des IGBT Q2 verbunden.
Als nächstes wird ein Betrieb des Abwärtsstellers 10 beschrieben.
Die IGBTs Q1, Q2 werden abwechselnd Ein-Aus-gesteuert, indem die Steuerschaltung 15 eine Rechteckwellenspannung an Gates anlegt. Zuerst, wenn der IGBT Q1 ausgeschaltet wird und der IGBT Q2 eingeschaltet wird, wird das Laden des Kondensators 47 über die Drosselspule CH eingeleitet. Und wenn dann der IGBT Q1 eingeschaltet wird und der IGBT Q2 ausgeschaltet wird, wird der durch die Drosselspule CH fließende Strom über die Kommutierungsdiode D1 entladen. Durch Wiederholen dieses Ladens und Entladens bei einem vorbestimmten Tastverhältnis konvergiert die Spannung an beiden Enden des Kondensators 47 auf eine niedrige Gleichspannung, die durch die hohe Gleichspannung Vmax und das Tastverhältnis bestimmt ist.
Jeder der Inverter 30, 31, ..., 35 ist eine Antriebsschaltung, die jede der mehreren Inverterschaltungen umfasst, die das Schalten der niedrigen Gleichspannung Vdc jeweils an beiden Enden des Kondensators 47, jedem der isolierten Transformatoren Tr₀, Tr₁, ..., Tr₅ und jedem der Kondensatoren 40, 41, ..., 45 durchführt, und lässt einen Hochfrequenzstrom fließen, indem eine Rechteckwellenspannung (Hochfrequenzspannung) aus der gemeinsamen niedrigen Gleichspannung Vdc erzeugt wird. Hier ist eine Sekundärseite jedes der isolierten Transformatoren Tr₀, Tr₁, ..., Tr₅ jeweils mit einer Reihenschaltung jeder der Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 und jedes der Kondensatoren 40, 41, ..., 45 verbunden. Jede Inverterschaltung umfasst die IGBTs Q3, Q4, Q5, Q6 und Kommutierungsdioden D3, D4, D5, D6, die jeweils parallel zu jedem Arm der IGBTs Q3, Q4, Q5, Q6 gegengeschaltet sind, und erzeugt eine Rechteckwellenspannung, die gesteuert wird, so dass sie eine gleiche Frequenz und eine gleiche Phase der Spulenströme hat, indem eine Rechteckwellenspannung an Gates angelegt wird, wodurch eine Primärseite der isolierten Transformatoren Tr₀, Tr₁, ..., Tr₅ angetrieben wird.
Die isolierten Transformatoren Tr₀, Tr₁, ..., Tr₅ sind bereitgestellt, um die Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 und die Inverterschaltungen voneinander zu isolieren, und die Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 sind ebenfalls gegeneinander isoliert.
Außerdem haben die primär- und sekundärseitigen Spannungen der isolierten Transformatoren Tr₀, Tr₁, ..., Tr₅ die gleiche Wellenform, und eine Rechteckwellenspannung wird ausgegeben. Auch haben die primär- und sekundärseitigen Ströme die gleiche Wellenform.
Da jeder der Kondensatoren 40, 41, ..., 45 jeweils mit jeder der Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 resonant schwingt, wobei jeder eine Kapazität C und äquivalente Induktivitäten La1, Lb1, ..., Le1 hat, fließt, wenn die Antriebsfrequenz f jedes der Inverter fast mit jeder der Resonanzfrequenzen

übereinstimmt, ein Sinuswellenstrom in dem Ausgang jedes der isolierten Transformatoren Tr₀, Tr₁, ..., Tr₅, der jeweils einen Wert jeder der Grundwellenspannungen V₁, V₂, ..., V₅, geteilt durch eine Reihenimpedanz jeder der äquivalenten Induktivitäten La2, Lb2, ..., Le2 und jedes der äquivalenten Widerstände Ra, Rb, ..., Re, hat. Da die äquivalenten Induktivitäten La2, Lb2, ..., Le2 und die äquivalenten Widerstände Ra, Rb, ..., Re induktive Lasten sind, ist die Phase des Sinuswellenstroms hinter der Phase der Grundwellenspannung und die Phasenverzögerung nimmt mit zunehmender Frequenz der Grundwellenspannung zu. Beachten Sie, dass kaum ein harmonischer Strom fließt, weil der harmonische Strom in keinen Resonanzzustand kommt.
Beachten Sie, dass eine Wirkleistung Peff einer verzerrten Wellenspannung, da kein harmonischer Strom fließt, unter Verwendung der Grundwellenspannung V1, des Grundwellenstroms I1 und der Phasendifferenz θ1 zwischen der Grundwellenspannung V1 und dem Grundwellenstrom I1 dargestellt wird durch Peff = V1·I1·cosθ1
Daher wird die Wirkleistung Peff durch die effektive Leistung der Grundwelle dargestellt, wenn eine Resonanzreihenschaltung des LCR mit einer Rechteckwellenspannung angetrieben wird, die eine verzerrte Wellenspannung ist.
Wie in 4 gezeigt, umfasst die Steuerschaltung 15 eine Impulsbreitensteuereinheit 91, eine Stoppeinheit 92 bei Unregelmäßigkeiten, eine Phasendifferenzbestimmungseinheit 93 und eine Gleichspannungssteuereinheit 94, wobei die Impulsbreitensteuereinheit 91 eine Rechteckwellenspannung erzeugt, die an die Gates der IGBTs Q3, Q4, Q5, Q6 in dem Inverter 30 angelegt wird, und die Gleichspannungssteuereinheit 94 eine Rechteckwellenspannung erzeugt, die an die Gates der IGBTs Q1, Q2 in dem Abwärtssteller 10 angelegt wird.
Durch Beobachten einer Wellenform der Rechteckwellenspannung, die durch den Inverter 30 erzeugt wird, unter Verwendung eines VT (Spannungstransformators), ebenso wie Beobachten einer Wellenform jedes der Spulenströme unter Verwendung eines CT (Stromtransformators), bestimmt die Phasendifferenzbestimmungseinheit 93 aus den vorstehenden Wellenformen, ob die Phase in einer Verzögerungsbetriebsart ist oder nicht. Mit anderen Worten bestimmt die Phasendifferenzbestimmungseinheit 93 eine Phasenverzögerungsbetriebsart, wenn die Zeit des Nulldurchgangs, zu welcher der Spulenstrom die Nulllinie vom Negativen ins Positive durchquert, hinter der Anstiegszeit der Rechteckwellenspannung ist, und bestimmt eine Phasenvoreilungsbetriebsart, wenn die Zeit des Nulldurchgangs vor der Anstiegszeit ist. Dann gibt die Phasendifferenzbestimmungseinheit 93 das Bestimmungsergebnis an die Impulsbreitensteuereinheit 91, die Gleichspannungssteuereinheit 94 und die Stoppeinheit 92 bei Unregelmäßigkeiten, die später beschrieben werden, aus.
Ebenso wie die Steuerung der Phasendifferenz θ (5) von der Nulldurchgangszeit der Grundwelle der Rechteckwellenspannung, um die Phase des Spulenstroms (zur Zeit des Nulldurchgangs), der durch jede der Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 fließt, auszurichten, steuert die Impulsbreitensteuereinheit 91 die Impulsbreite und die Frequenz, so dass die Nulldurchgangszeit des Spulenstroms, der durch die Reihenschaltung fließt, hinter der Anstiegszeit der Rechteckwellenspannung ist. Hier ist die Impulsbreite variabel, indem ein Steuerwinkel δ (5), der eine Differenz zwischen der Nulldurchgangszeit der Grundwelle der Rechteckwellenspannung und der Anstiegszeit der Rechteckwellenspannung ist, gesteuert wird.
Der Betrieb der Impulsbreitensteuereinheit 91 wird unter Verwendung des Spannungs-Strom-Wellenformdiagramms in 5 beschrieben.
5 zeigt eine Wellenform der Rechteckwellenspannung, eine Wellenform der Grundwellenspannung und eine Wellenform des Spulenstroms, wobei die vertikale Achse die Spannung und der Strom ist, während die horizontale Achse die Phase (ωt) ist. Eine Rechteckwellenspannung 50 auf der Sekundärseite des Transformators Tr ist eine Wellenform mit einer symmetrischen positiven/negativen ungeraden Funktion, die in einer durchgezogenen Linie gezeigt ist, und ihre Grundwelle ist als eine Grundwellenspannungswellenform 51 in einer gestrichelten Linie gezeigt. Die maximale Amplitude der Rechteckwellenform 50 ist + Vdc, und ein Phasenwinkel des Steuerwinkels δ ist relativ zu einem Nulldurchgangspunkt der Grundwellenspannungswellenform 51 festgelegt. Das heißt, sowohl die Anstiegszeit als auch die Abfallzeit der Rechteckwellenspannungswellenform 50 als auch die Nulldurchgangszeit der Grundwellenspannungswellenform 51 haben eine Phasendifferenz mit dem Steuerwinkel 6. In diesem Fall ist die Amplitude der Grundwellenspannungswellenform 51 4Vdc/π·cosδ.
Außerdem ist die in einer durchgezogenen Linie gezeigte Spulenstromwellenform 52 eine Sinuswellenform, die um die Phasendifferenz θ hinter der Nulldurchgangszeit der Grundwellenspannungswellenform 51 ist. Wenn der Steuerwinkel δ der Rechteckwellenspannungswellenform 50 jedoch auf einen großen Wert gesteuert wird und die an die Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 21 zugeführte Wirkleistung klein ist, kann der Nulldurchgang der Spulenstromwellenform 52 vor der Anstiegszeit der Rechteckwellenspannungswellenform 50 sein.
Während ferner die Phasendifferenz θ aller Spulenströme, die durch jede der Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 fließen, ausgerichtet wird, variiert die Impulsbreitensteuereinheit 91 (4) die Amplitude des Spulenstroms für jede der Induktionsheizspulen. Zu diesem Zweck steuert die Impulsbreitensteuereinheit 91 die Amplitude der Grundwellenspannung, indem sie den Steuerwinkel δ unter Bezug auf die Nulldurchgangszeit der Grundwellenspannungswellenform 51 ändert. Zu diesem Zweck ändert die Impulsbreitensteuereinheit 91 den Steuerwinkel δ unter Verwendung eines ACR (Automatic Current Regulator: automatischer Stromregler), so dass der Spulenstrom ein vorbestimmter Wert wird. Mit dieser Steuerung wird der Einfluss wechselseitiger Induktionsspannungen, die durch benachbarte Spulenströme bewirkt werden, verringert, während die Wirkleistung, die an die Induktionsheizspulen angelegt wird, geändert wird.
Zum Beispiel wird die Rechteckwellenspannung mit der längsten Impulsbreite an die Induktionsheizspule 20 angelegt, und die Rechteckwellenspannungen mit kürzerer Impulsbreite werden gemäß dem Heizungsbetrag an andere Induktionsheizspulen 21, 22, ..., 25 angelegt. Das heißt, die maximale Wirkleistung wird in die Induktionsheizspule 20 eingespeist und kleinere Wirkleistungen werden gemäß dem Heizungsbetrag in die anderen Induktionsspulen 21, 22, ..., 25 eingespeist.
In diesem Fall kann die Verkürzung der Impulsbreite der Rechteckwellenspannung eine resonante Stromphasenvorauseilungsbetriebsart bewirken, in welcher die Nulldurchgangszeit des Spulenstroms der Anstiegszeit der Rechteckwellenspannung voraus ist. Wenn dies passiert, kann die Nulldurchgangszeit des Spulenstroms verzögert werden, indem die Antriebsfrequenz erhöht wird, oder der Steuerwinkel δ kann verringert werden, indem die Gleichspannung Vdc verringert wird.
Die Rechteckwellenspannung hat eine Positiv-Negativ-Symmetrie, und die gleichen Impulsbreiten und Niederpegelabschnitte, in denen eine an die Primärseite des isolierten Transformators Tr angelegte momentane Spannung null ist, werden vor und nach den Impulsen festgelegt, um der Rechteckwellenfrequenz zu entsprechen. Da die an die Primärseite des isolierten Transformators Tr angelegte Spannung ferner auf den Positiv-Negativ-symmetrischen Impuls mit der gleichen Breite festgelegt wird, wird eine Gleichstrom-Vormagnetisierung an dem isolierten Transformator Tr verhindert.
6A und 6B stellen ein Wellenformdiagramm und ein Schaltbild des Inverters 30 dar, um jeweils Stromflüsse in der resonanten Stromphasenverzögerungsbetriebsart und mit einem 100%-Tastverhältnis zu zeigen. 6A stellt ein Wellenformdiagramm einer Spannung und eines Stroms mit dem Steuerwinkel δ = 0, das heißt einem 100%-Tastverhältnis, dar, und 6B stellt ein Schaltbild des Inverters 30 dar, um Stromflüsse zu zeigen.
In 6A stellt das Kürzel v eine Rechteckwellenspannungswellenform mit einem 100%-Tastverhältnis dar, und das Kürzel i stellt einen Sinuswellenstrom dar, der durch die Induktionsheizspule fließt. Die Nulldurchgangszeit der Stromwellenform i ist hinter der Anstiegszeit der Rechteckwellenspannungswellenform v. In 6B umfasst der Inverter 30 IGBTs Q3 (TRap), Q4 (TRan), Q5 (TRbp) und Q6 (TRbn) und Kommutierungsdioden D3 (DIap), D4 (DIan), D5 (DIbp) und D6 (DIbn).
Eine niedrige Gleichspannung Vdc wird an Kollektoren von Transistoren TRap, TRbp und Emitter der Transistoren TRan, TRbn angelegt. Ein Emitter des Transistors TRap und ein Kollektor des Transistors TRan sind verbunden, und ein Emitter des Transistors TRbp und ein Kollektor des Transistors TRbn sind verbunden. Außerdem ist eine Reihenschaltung aus einer Spule mit einer äquivalenten Induktivität La2, einem Kondensator mit einer Kapazität C und einem Widerstand mit einem äquivalenten Widerstandswert Ra zwischen den Übergangspunkt des Emitters des Transistors TRap und des Kollektors des Transistors TRan und den Übergangspunkt des Emitters des Transistors TRbp und des Kollektors des Transistors TRbn geschaltet. Die Reihenschaltung aus der Spule, dem Widerstand und dem Kondensator ist von der Eingangsseite der Transformatoren Tr₀, Tr₁, ..., Tr₅ gesehen eine Ersatzschaltung.
Jede der Kommutierungsdioden DIap, DIan, DIbn ist jeweils mit dem Kollektor und dem Emitter, die Arme jedes der Transistoren TRap, TRan, TRbp, TRbn sind, verbunden.
In 6A sind die Transistoren TRap, TRbn zur Zeit ta1 im EIN-Zustand, und ein Spulenstrom i (ia1) fließt. Zu dieser Zeit arbeiten der Widerstand und der Kondensator als eine induktive Last und die Nulldurchgangszeit eines Sinuswellenstroms ist hinter der Anstiegszeit der Rechteckwellenspannung v.
Die Transistoren TRap, TRbn gehen zu einer Zeit ta2 in den AUS-Zustand über, und die Transistoren TRan, TRbp gehen in den EIN-Zustand über. Folglich fließt ein Spulenstrom i (ia2) mit der gleichen Richtung wie der Spulenstrom ia1 durch die Dioden DIan, DIbp. Da sich zu dieser Zeit keine Spannung an beiden Enden der Transistoren TRap, TRbn ändert, wird ein Schalten bei null Volt durchgeführt.
Der Spulenstrom ia2 durchquert die Nulllinie zu einer Zeit ta3, und die Richtung des Spulenstroms i wird umgekehrt. Der umgekehrte Spulenstrom i (ia3) fließt durch die Transistoren TRan, TRbp, und die Transistoren TRap, TRbn gehen zu einer Zeit ta4 = ta0 in den EIN-Zustand über, und die Transistoren TRan, TRbp gehen in den AUS-Zustand über. Folglich fließt der Spulenstrom ia4 mit der gleichen Richtung wie der Spulenstrom ia3 durch die Dioden DIbn, DIap, Zu der Zeit ta1 durchquert der Spulenstrom ia4 die Nulllinie und ein umgekehrter Strom ia1 fließt durch die Transistoren TRap, TRbn. Da es ein Schalten beim Nulldurchgang des Stroms ist, bei dem der Spulenstrom ia4 die Nulllinie durchquert, ist der Schaltverlust klein.
Das heißt, in dem Übergang zur Zeit ta2 geht der Transistor TRbn von dem EIN-Zustand in den AUS-Zustand über, aber es findet kein Trägerakkumulationsverlust statt, weil die angelegte Spannung der Diode DIbn sich nur von null auf eine Umkehrvorspannung ändert, aber es ist kein Übergang von einem Vorwärtsvorspannungszustand auf einen Umkehrvorspannungszustand. Auch in dem Übergang zu der Zeit ta3 gibt es aufgrund des Übergangs von einem Vorwärtsvorspannungszustand der Diode DIbn auf den EIN-Zustand des Transistors TRbn eine Entladung akkumulierter Ladungen, aber ein Trägerakkumulationsverlust tritt nicht auf, weil es ein Schalten beim Nulldurchgang des Stroms ist, bei dem ein Vorwärtsvorspannungstrom null ist.
7A ist ein Wellenformdiagramm in der resonanten Stromphasenvorauseilungsbetriebsart und mit einem Tastverhältnis von weniger als 100%. 7A stellt ein Wellenformdiagramm einer Spannung und eines Stroms dar, wenn ein Tastverhältnis durch Verringern der Impulsbreite der Spannung auf weniger als 100% festgelegt wird, und 7B ist ein Diagramm, das ein Zeitdiagramm der Gate-Spannung zeigt. 8A und 8B sind Schaltbilder des Inverters 30, um die Stromflüsse zu zeigen. Da die Schaltbilder in 8A, 8B nur in Bezug auf Stromflüsse verschieden zu dem Schaltbild 6B sind, wird eine Beschreibung des Aufbaus weggelassen.
7A ist eine resonante Stromphasenvorauseilungsbetriebsart, in der die Nulldurchgangszeit des Spulenstroms i der Anstiegszeit der Rechteckwellenspannung voraus ist. Die Rechteckwellenspannung v hat eine positiven Wert zwischen einer Zeit tb1 und einer Zeit tb2 und einen negativen Wert zwischen einer Zeit tb4 und einer Zeit tb5.
Dies wird wie folgt unter Bezug auf das Ablaufdiagramm in 7B beschrieben. Nur der Transistor TRbn ist von den Zeiten tb0 bis tb1 in dem EIN-Zustand, die Transistoren TRap, TRbn sind von den Zeiten tb1 bis tb2 in dem EIN-Zustand, die Transistoren TRan, TRbn sind von den Zeiten tb2 bis tb4 in dem EIN-Zustand, die Transistoren TRan, TRbp sind von den Zeiten tb4 bis tb5 in dem EIN-Zustand, und die Transistoren TRan, TRbn sind von den Zeiten tb5 bis tb6 in dem EIN-Zustand.
Mit anderen Worten fließt der Spulenstrom i durch Leiten der diagonal angeordneten Transitoren TRap, TRbn oder der anderen diagonal angeordneten Transistoren TRbp, TRan, während in anderen Zeitspannen kein Spulenstrom fließt, indem einer der Transitoren TRan, TRbn an den unteren Armen in den EIN-Zustand und andere Transistoren in den AUS-Zustand versetzt werden, wodurch verhindert wird, dass die Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 in einen Schwebezustand fallen.
Insbesondere fließt von den Zeiten tb1 bis tb2 ein Spulenstrom ib1 durch die Transistoren TRap, TRbn, und ein Spulenstrom ib2 mit der gleichen Richtung wie der Spulenstrom ib1 fließt von den Zeiten tb2 bis tb3, durch die Diode DIan und den Transistor TRbn, wobei der Spulenstrom zu dieser Zeit die Nulllinie durchquert. Ein Spulenstrom ib3 mit der Umkehrrichtung fließt von den Zeiten tb3 bis tb4 durch die Diode DIbn und den Transistor TRan. Ein Spulenstrom ib4 fließt von den Zeiten tb4 bis tb5 durch die Transistoren TRan, TRbp. Ein Spulenstrom ib6 fließt von den Zeiten tb5 bis tb6 = tb0 durch die Diode DIan und den Transistor TRbn, wobei der Spulenstrom i zu dieser Zeit die Nulllinie durchquert.
Zu den Zeiten tb3 und tb0 = tb6, wenn der Spulenstrom i die Nulllinie durchquert, gibt es keine Änderung in der Spannung an beiden Anschlüssen der Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25, und es tritt kein Leistungsverlust auf. Andererseits geht die Diode DIbn zu der Zeit tb4 in den Umkehrvorspannungszustand über, da der Transistor TRbp in den EIN-Zustand übergeht, nachdem ein Vorwärtsstrom begonnen hat, durch die Diode DIbn zu fließen. Folglich fließt während der Akkumulierungszeit an der Diode DIbn der Umkehrvorspannungsstrom, und in dem Transistor TRbp tritt ein Erholungsverlust (akkumulierter Verlust) auf. Da die Diode DIan ebenso zur Zeit tb1 von der Vorwärtsvorspannung in die Umkehrvorspannung übergeht, tritt in dem Transistor TRap ein akkumulierter Verlust auf. Wenn jedoch die niedrige Gleichspannung Vdc niedrig ist, ist die Wirkung des Erholungsverlusts klein.
9A und 9B zeigen ein Wellenformdiagramm in einer resonanten Stromphasenverzögerungsbetriebsart mit einem Tastverhältnis von weniger 100%. 9A ist ein Wellenformdiagramm der Spannung und des Stroms, wenn die Spannungsbreite verringert wird, wobei die gestrichelte Linie die Grundwelle der Rechteckwellenspannung zeigt. Auch zu dieser Zeit liegt die Nulldurchgangszeit der Stromwellenform i hinter der Anstiegszeit der angelegten Spannung v. Insbesondere ist dies ein Fall, wenn das Tastverhältnis nicht 100% ist, aber die Impulsbreite der Rechteckwellenspannung breit ist. 9B ist ein Diagramm, das ein Zeitdiagramm der Gate-Spannung zu dieser Zeit zeigt. 10A und 10B sind Schaltbilder des Inverters 30, um den Stromfluss anzuzeigen. Da die Schaltbilder in 10A und 10B sich nur in Bezug auf Stromflüsse von denen in 6B unterscheiden, wird eine Beschreibung des Aufbaus weggelassen.
In 9A kommen die Transistoren TRap und TRbn von den Zeiten tc1 bis tc3 in einen leitenden Zustand, die Transistoren TRan und TRbn kommen von den Zeiten tc3 bis tc5 in einen leitenden Zustand, die Transistoren TRbn und TRan kommen von den Zeiten tc5 bis tc7 in einen leitenden Zustand, und die Transistoren TRan und TRbn kommen von den Zeiten tc7 bis tc9 in einen leitenden Zustand. Da hier die Transistoren TRan und TRbn des unteren Arms von den Zeiten tc3 bis tc5 und von den Zeiten tc7 bis tc9 in dem leitenden Zustand sind, ist die Spannung an der Induktionsheizspule null, wodurch keine Spannungsspitze bewirkt wird.
Der Betrieb wird unter Verwendung von 9A, 9B, 10A und 10B beschrieben.
Ein negativer Sinuswellenspulenstrom ic1 fließt von den Zeiten tc1 bis tc2 durch die Dioden DIbn und DIap, und der Strom durchquert die Nulllinie zur Zeit tc2. Ein positiver Sinuswellenspulenstrom ic2 fließt von den Zeiten tc2 und tc3 durch die Transistoren TRap und TRbn. Ein positiver Spulenstrom ic3 fließt von den Zeiten tc3 bis tc5 durch die Diode DIan und den Transistor TRbn. In 10B fließt von den Zeiten tc5 bis tc6 ein positiver Spulenstrom ic4 durch die Dioden DIan und DIbp. Dann durchquert der Spulenstrom die Nulllinie zur Zeit tc6. Ein negativer Spulenstrom ic5 fließt von den Zeiten tc6 bis tc7 durch die Transistoren TRbp und TRan. Ein Spulenstrom ic6 fließt von den Zeiten tc7 bis tc1 durch die Diode DIbn und den Transistor TRan.
Da der Strom hier zu der Zeit tc1 nur weiterhin durch die Diode DIbn fließt, wird es ein Schalten beim Nulldurchgang der Spannung, bei dem kein Erholungsverlust auftritt. Da bei einem Schalten zu der Zeit tc3 der durch den Transistor TRap fließende Strom durch die Diode DIan fließt und die Diode DIan nur von dem AUS-Zustand in den EIN-Zustand wechselt, tritt der Erholungsstrom nicht auf. Bei einem Schalten zur Zeit tc5 ändert sich der durch die Diode DIan fließende Strom nicht. Da die Diode DIbn bei einem Schalten zu der Zeit tc7 nur von dem AUS-Zustand in den EIN-Zustand wechselt, tritt der Erholungsstrom nicht auf. Außerdem wird es zu den Zeiten tc2 und tc6 ein Schalten beim Nulldurchgang des Stroms, somit tritt kein Erholungsverlust auf.
Folglich gibt es kein Schalten, bei dem eine Diode von dem EIN-Zustand in den AUS-Zustand wechselt, wodurch kein Erholungsstrom auftritt.
Die Stoppeinheit 92 bei Unregelmäßigkeiten (4) stoppt den Antrieb jedes der Inverter 30, 31, 32, 33, 34 und 35 unter Verwendung des Bestimmungsergebnisses der Phasendifferenzbestimmungseinheit 93. Insbesondere führt die Stoppeinheit 92 bei Unregelmäßigkeiten einen Unregelmäßigkeitsstopp durch, wenn die niedrige Gleichspannung Vdc, die eine Eingangsspannung ist, größer oder gleich einem vorbestimmten Wert (z. B. größer oder gleich 50% der hohen Gleichspannung Vmax) ist und eine Anstiegszeit der Antriebsspannungswellenform der Nulldurchgangszeit des Spulenstroms vorauseilt. Durch Verringern der Ausgangsspannung (der niedrigen Gleichspannung Vdc) des Abwärtsstellers 10, wird die transiente Spannung verringert, und die Zerstörung des IGBT wird vermieden. Außerdem wird der Betrieb durch Erhöhen der Frequenz der Rechteckwellenspannung induktiver und die Nulldurchgangszeit des Spulenstroms wird verzögert, wodurch der Phasenverzögerungszustand sichergestellt wird.
Außerdem führt die Stoppeinheit 92 bei Unregelmäßigkeiten den Unregelmäßigkeitsstopp durch, wenn der Spulenstrom größer oder gleich einem vorbestimmten Wert (z. B. größer oder gleich 20% des maximalen Stromwerts) und in der Phasenvoreilungsbetriebsart ist. Mit anderen Worten führt die Stoppeinheit 92 bei Unregelmäßigkeiten keinen Unregelmäßigkeitsstopp durch, während der Spulenstrom kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, da der Schaltverlust klein ist.
Modifikationen
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen beschränkt und vielfältige Modifikationen, wie etwa die folgenden Beispiele, sind möglich.

(1) Die vorgenannte Ausführungsform verwendet den IGBT als das Schaltelement des Inverters, aber ein Transistor, wie etwa ein FET oder ein Bipolartransistor, können ebenfalls verwendet werden.
(2) Die vorgenannte Ausführungsform verwendet den Abwärtssteller 10, der die Spannung von der Gleichspannung verringert, um Gleichstromleistung an den Inverter zu liefern, aber es ist möglich, unter Verwendung eines Vorwärtstransformators eine Gleichspannung aus der Netzstromversorgung zu erzeugen. Außerdem kann als die Netzleistungsversorgung nicht nur eine Einphasen-Leistungsversorgung, sondern auch eine Dreiphasen-Leistungsversorgung verwendet werden.
(3) Die vorgenannte Ausführungsform liefert die gemeinsame niedrige Gleichspannung Vdc an die Inverter 30, 31, ..., 35, die allen Induktionsheizspulen 20, 21, ..., 25 entsprechen, aber es ist auch möglich, durch Hinzufügen einer Induktionsheizspule, die einen maximalen Heizbetrag erfordert, und eines Inverters, welcher der Induktionsheizspule entspricht, die Leistung der hohen Gleichspannung Vmax an den hinzugefügten Inverter zu liefern und die Leistung der niedrigen Gleichspannung Vdc an die Inverter 31, 31, 32, ..., 35 zu liefern.

Bezugszeichenliste

10: Abwärtssteller (Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler, Gleichstromsteller)
15: Steuerschaltung
20, 21, 22, 23, 24, 25: Induktionsheizspule
30, 31, 32, 33, 34, 35: Inverter
40, 41, 42, 43, 44, 45: Kondensator
46: Elektrolytkondensator
47: Kondensator
50: Rechteckwellenspannungswellenform
51: Grundwellenspannungswellenform
52: Spulenstromwellenform
91: Impulsbreitensteuereinheit
92: Stoppeinheit bei Unregelmäßigkeiten
93: Phasendifferenzbestimmungseinheit
94: Gleichspannungssteuereinheit
100: Induktionsheizvorrichtung
M, M1, M2, M3, M4, M5: Wechselseitige Induktionsinduktivität
Tr0, Tr1, Tr2, Tr3, Tr4, Tr5: Isolierter Transformator
Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6: IGBT (Transistor, Schaltelement)
D1, D2, D3, D4, D5, D6: Kommutierungsdiode
CH: Drosselspule
Vmax: Hohe Gleichspannung
Vdc: Niedrige Gleichspannung

Claims

Induktionsheizvorrichtung, die aufweist: mehrere Induktionsheizspulen, die benachbart zueinander angeordnet sind; Kondensatoren, von denen jeder in Reihe mit jeder der Induktionsheizspulen geschaltet ist; mehrere Inverter, von denen jeder eine Hochfrequenzspannung, die von einer Gleichspannung umgewandelt wird, an jede Reihenschaltung der Induktionsheizspule und des Kondensators anlegt; und eine Steuerschaltung, welche die Impulsbreitensteuerung der Hochfrequenzspannungen durchführt ebenso wie die mehreren Inverter steuert, um die Phase von Spulenströmen auszurichten, die durch jede der mehreren Induktionsheizspulen fließen, wobei jede der Gleichspannungen den mehreren Invertern gemeinsam ist.
Induktionsheizvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Gleichspannung verringert werden kann, so dass die maximale Impulsbreite aller Hochfrequenzspannungen, die von den mehreren Invertern umgewandelt werden, größer oder gleich einem vorbestimmten Wert wird.
Induktionsheizvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Gleichspannung derart gesteuert wird, dass die Nulldurchgangszeit, zu welcher der Strom, der durch die Reihenschaltung fließt, die Nulllinie vom Negativen ins Positive durchquert, relativ hinter einer Anstiegszeit der Spannung ist, die an die Reihenschaltung angelegt wird.
Induktionsheizvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Inverter in jedem der Arme einen Transistor und eine Diode in einer Antiseriellschaltung aufweist, und die Gleichspannung durch einen Gleichstromsteller oder einen Wandler erzeugt wird.
Induktionsheizvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, die ferner eine Stoppeinheit bei Unregelmäßigkeiten aufweist, die den Inverter stoppt, wenn die Hochfrequenzspannung steigt, nachdem der Spulenstrom die Nulllinie vom Negativen zum Positiven durchquert.
Induktionsheizvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die mehreren Induktionsheizspulen in der Nähe eines gemeinsamen Heizelements angeordnet sind, und die Steuerschaltung die Impulsbreite einer Rechteckwellenspannung als die Hochfrequenzspannung variabel steuert, so dass elektromagnetische Energien, die durch jede der Induktionsheizspulen an das Heizelement zugeführt werden, vereinheitlicht werden.
Induktionsheizverfahren, das von einer Induktionsheizvorrichtung durchgeführt wird, die aufweist: mehrere Induktionsheizspulen, die benachbart zueinander angeordnet sind; Kondensatoren, von denen jeder in Reihe mit jeder der Induktionsheizspulen geschaltet ist; mehrere Inverter, von denen jeder eine Hochfrequenzspannung, die von einer Gleichspannung umgewandelt wird, an jede Reihenschaltung der Induktionsheizspule und des Kondensators anlegt; und eine Steuerschaltung, welche die Impulsbreitensteuerung der Hochfrequenzspannungen durchführt, wobei die Steuereinheit die mehreren Inverter steuert, von denen jeder die gemeinsame Gleichspannung hat, um die Phase von Spulenströmen auszurichten, die durch jede der mehreren Induktionsheizspulen fließen.
Induktionsheizverfahren nach Anspruch 7, wobei die Gleichspannung verringert werden kann, so dass die maximale Impulsbreite der Hochfrequenzspannungen, die von den mehreren Invertern umgewandelt werden, größer oder gleich einem vorbestimmten Wert wird.
Induktionsheizverfahren nach Anspruch 7, Stroms, der durch die Reihenschaltung fließt, relativ hinter einer Anstiegszeit der an die Reihenschaltung angelegten Spannung ist.
Programm, mit dem ein Computer für die Steuerschaltung das Induktionsheizverfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 9 durchführt.