KR20130094841A - 유도 가열 장치, 유도 가열 방법 및 프로그램 - Google Patents

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Abstract

역변환 장치의 스위칭 손실을 줄이다.
근접하게 배치된 복수의 유도 가열 코일(20)과, 이 유도 가열 코일(20)의 각각에 직렬 접속된 콘덴서(40)를 가지며, 직류 전압을 구형파 전압으로 변환하는 복수의 역변환 장치(30)와, 복수의 유도 가열 코일(20)에 흐르는 코일 전류의 위상을 정렬하도록 제어하는 제어 회로(15)를 구비하고, 이 제어 회로(15)는 코일 전류가 제로 크로스 할 때에 구형파 전압의 순간 값이 직류 전압 또는 이 반전 전압으로 유지되도록 구형파 전압이 천이하는 타이밍을 제어한다.

Description

유도 가열 장치, 유도 가열 방법 및 프로그램 {INDUCTION HEATING DEVICE, INDUCTION HEATING METHOD, AND PROGRAM}
본 발명은 여러 유도 가열 코일을 이용한 유도 가열 장치, 유도 가열 방법 및 프로그램에 관한 것이다.
웨이퍼를 열 처리하는 반도체 제조 장치는, 열 변형 등의 문제에서 웨이퍼의 표면 온도 차이를 최대한 작게(예를 들면,±1℃이내로) 제어할 필요가 있다. 또한, 원하는 고온(예를 들면, 1350℃)까지 고속으로 온도 상승(예를 들면, 100℃/초)시킬 필요가 있다. 이때, 유도 가열 코일을 복수로 분할하고, 분할된 유도 가열 코일마다 개별적으로 고주파 전원(예컨대 인버터)을 접속해서 전력 제어를 행하는 유도 가열 장치가 널리 알려져 있다. 그런데, 분할된 유도 가열 코일은 서로 근접해 있어서 상호 유도 인덕턴스(M)가 존재하고, 상호 유도 전압이 발생하는 상태가 된다. 따라서, 각 인버터는 상호 인덕턴스를 통해 병렬 운전되는 상태가 되고, 인버터 상호 간에 전류 위상에 차이가 있는 경우에는 인버터 상호 간에 전력의 수수(授受)가 생길 수 있다. 즉, 각 인버터의 전류 위상의 차이에 의해 분할된 유도 가열 코일 사이에서 자계(磁界)에 위상차가 발생하므로 인접하는 유도 가열 코일의 경계 부근에서 자기장이 약화되고, 유도 가열 전력에 의한 발열 밀도가 저하한다. 그 결과 피가열물(웨이퍼 등)의 표면에 온도 불균일이 생길 우려가 있다.
따라서, 인접하는 유도 가열 코일 사이에 상호 유도 전압이 발생해서 상호 인덕턴스가 존재하는 상황하에서도, 인버터 상호 간에 순환 전류가 흐르지 않도록 하면서 분할된 유도 가열 코일의 경계 부근에서 발열 밀도가 저하되지 않도록 해서, 유도 가열 전력의 적정한 제어를 행할 수 있는 「존 컨트롤 유도 가열(Zone Controlled Induction Heating: ZCIH)」의 기술이 발명자들에 의해 제안되었다(예를 들면, 특허문헌 1 참조). 이 ZCIH의 기술에 따르면 각 전원 유닛은 각각 강압 초퍼와 전압형 인버터(이하, 단순히 인버터라 한다)를 구비하여 구성되어 있다. 그리고, 복수의 전력 공급 구역으로 분할된 각 전원 유닛은 분할된 각각의 유도 가열 코일에 개별적으로 연결되어서 전력 공급을 행하고 있다.
이때, 각 전원 유닛의 각 인버터는, 전류 동기(同期) 제어(즉, 전류위상의 동기)되고, 각 인버터에 흐르는 전류 위상을 동기화시킴으로써 여러 인버터 간에 순환 전류가 흐르지 않도록 한다. 바꿔말하면, 여러 인버터 사이에서 전류의 수수가 없도록 하여, 인버터로 흘러들어가는 회생 전력에 의해 과전압이 발생하는 일이 없도록 한다. 또한, 인버터는 분할된 각각의 유도 가열 코일로 흐르는 전류 위상을 동기화시킴으로써 각 유도 가열 코일의 경계 부근에서 유도 가열 전력에 의한 발열 밀도가 급격히 저하하지 않도록 하고 있다. 그리고 또한, 각 강압(降壓) 초퍼는 각각의 인버터의 입력 전압을 가변함에 따라 각 인버터의 전류 진폭을 제어하여 각 유도 가열 코일로 공급하는 유도 가열 전력의 제어를 행한다. 즉, 특허문헌 1에 개시된 ZCIH의 기술은, 각 강압 초퍼마다 전류 진폭 제어를 행함으로써 각 구역별로 유도 가열 코일의 전력 제어를 행하고, 각 인버터의 전류 동기 제어에 의해 여러 인버터 간 순환 전류의 억제와, 각 유도 가열 코일의 경계 부근에서의 유도 가열 전력에 의한 발열 밀도의 균일화를 도모하고 있다. 이러한 ZCIH의 기술을 이용하여 강압 초퍼의 제어계와 인버터 제어계가 개별적으로 제어를 행함으로써 피가열물상의 발열 분포를 임의로 제어하는 것이 가능해진다. 즉, 특허문헌 1에 개시된 ZCIH의 기술에 따라 급속하고 정밀한 온도 제어, 및 온도 분포 제어를 행하는 것이 가능해진다.
또한, 특허문헌 2에는 여러 유도 가열 코일에 개별적으로 접속한 인버터에 동시에 직류 전력을 공급하고, 여러 유도 가열 코일을 동시에 가동시키는 기술이 개시되어 있다. 구체적으로 이 기술은 직렬 공진 회로에 접속된 각 인버터에서의 출력 전류의 제로 크로스를 검출하여, 각 인버터의 출력 전류의 제로 크로스 타이밍과, 기준 펄스의 상승 타이밍(rising timing)을 비교하게 되어 있다. 이 기술은 비교에 의해 개별적으로 산출되는 기준 펄스에서의 위상 차가 0이 되도록, 혹은 0에 가깝도록 출력 전류의 주파수를 조정함으로써 각 인버터의 출력 전류를 동기화하는 것이다. 또한, 이 기술은 각 인버터의 출력 전류가 동기된 뒤에는 인버터의 출력 전압을 증감시킴으로써 각 유도 가열 코일에 흘리는 전류의 제어를 하여, 가열 대상물의 온도 분포의 균일화를 도모한다는 것이다.
비특허문헌 1에는, 인버터의 출력 전류의 위상이 인버터의 출력 전압에 대해서 늦어지는 공진 전류 위상 지연 모드(resonant current phase lag mode)와, 인버터의 출력 전류의 위상이 인버터의 출력 전압에 대해서 선행되고 있는 공진 전류 위상 선행 모드(resonant current phase lead mode)를 가지는 공진 변환 회로에 관해서 기재되어 있다. 공진 전류 위상 선행 모드의 공진형 변환 회로는, 제로(零) 전류 스위칭으로 턴 온 하지만, 스위칭 소자의 턴 온 시에 전류 다이오드의 역 회복 동작을 수반하기 때문에 스위칭 소자에 흐르는 전류는 공진 전류 이외에 전류 다이오드의 역 회복 전류가 가산되고, 그 결과 스위칭 소자의 턴 온 손실이 증가한다는 내용이 기재되어 있다. 이에 대해 공진 전류 위상 지연 모드의 공진형 변환 회로는, 온 동작은 제로 전류 스위칭, 오프 동작은 하드 스위칭이 되며, 스위칭 소자와 병렬로 무손실 커패시터 스버너를 접속함에 따라 하드 스위칭에 의한 오프 동작을 제로 전압 스위칭(ZVS:Zero Voltage Switching)으로 개선할 수 있다는 내용이 기재되어 있다.
또한, 비특허문헌 2에는 전류가 제로 크로스할 때에 출력을 단락함으로써 스위칭 소자가 오픈 상태가 되는 것을 회피하고, 인덕턴스 부하를 안정적으로 구동시키는 ZVS 동작을 실현한 풀 브리지 회로가 개시되어 있다.
일본 특허특개공보 제2007-26750호 일본 특허공개공보 제2004-146283호
파워 일렉트로닉스 회로, 오움사, 전기학회 반도체 전력 변환 시스템 조사 전문 위원회 편, 제8장 공진형 변환 회로 트랜지스터 기술, CQ 출판사, 2004년 6월호, p.228
특허문헌 1의 기술에서 사용되는 인버터는, 스위칭 손실을 줄이기 위해 통상, 유도 가열 코일에 흐르는 정현파 전류의 방향이 반전하는 제로 크로스 타이밍이 구동 전압의 상승 타이밍보다 늦어지는 공진 전류 위상 지연 모드로 사용된다. 그러나, 유도 가열 코일에 인가하는 공급 전력(유효 전력)을 조정하기 위해 구형파(square wave) 전압의 펄스 폭을 짧게 하면, 정현파(正弦波) 전류가 음(negative)에서 양(positive)으로 제로 크로스하는 제로 크로스 타이밍이 구동 전압의 상승 시기보다 선행하는 공진 전류 위상 선행 모드로 스위칭하는 일이 있다. 이 때문에, 인버터(역변환 장치)는, 스위칭 소자의 턴 온 시에 스위칭 소자에 흐르는 전류에 전류 다이오드의 역 회복 전류가 가산되어, 스위칭 손실이 증가하는 문제가 있었다.
따라서, 본 발명은 이런 문제를 해결하기 위해 이루어진 것으로, 펄스 폭에 관계 없이 역변환 장치의 스위칭 손실을 줄일 수 있는 유도 가열 장치, 유도 가열 방법 및 프로그램을 목적으로 한다.
전술한 목적을 달성하기 위해, 본 발명은 근접하게 배치된 복수의 유도 가열 코일(20)과, 이 유도 가열 코일의 각각에 직렬 연결된 콘덴서(40)와, 직류 전압에서 변환된 고주파 전압을 각각의 상기 유도 가열 코일 및 상기 콘덴서의 직렬 회로로 인가하는 역변환 장치(30)와, 상기 고주파 전압을 전압 폭 제어하면서 동시에 상기 여러 유도 가열 코일에 흐르는 코일 전류의 위상을 정렬하도록 상기 복수의 역변환 장치를 제어하는 제어 회로(15)를 구비하는 유도 가열 장치(100)로서, 상기 복수의 역변환 장치는 각각의 상기 직류 전압이 공통하는 것을 특징으로 한다. 또한, 괄호 안의 숫자는 예시이다.
각각의 유도 가열 코일에 공급하는 유효 전력을 조정하기 위해 직류 전압을 바꾸지 않고 출력 전력이 적은 역변환 장치의 구형파 전압의 펄스 폭을 짧게 하는 대신에 각 역변환 장치에 공통으로 인가되는 직류 전압을 저하시켜 출력 전력이 큰 역변환 장치의 고주파 전압(구형파 전압)의 펄스 폭을 길게 한다. 이에 의해 각 역변환 장치는 공진 전류 선행 위상 모드가 회피되고, 공진 전류 지연 위상 모드로 구동하기 때문에 고주파 전압의 펄스 폭에 불구하고 스위칭 손실이 절감된다. 또한, 코일 전류 제로 크로스 시에 역변환 장치의 출력 전압이 안정되어 있으므로, 인덕턴스 부하에 의한 서지 전압이 저감한다. 또한, 펄스 폭을 길게 하는 대신에, 구동 주파수를 높게 해서 위상 지연을 증가시켜도 좋다.
또한, 상기 직류 전압은, 상기 복수의 역변환 장치가 변환한 고주파 전압의 전압 폭 최대 값이 소정 값 이상이 되도록 저하되는 것이 바람직하다. 이에 따르면, 소정 값 이상의 전압 폭인 대출력의 역변환 장치는 상기 직렬 회로에 인가되는 인가 전압의 상승 타이밍보다 상기 직렬 회로에 흐르는 전류가 음에서 양으로 제로 크로스하는 제로 크로스 타이밍 쪽이 늦어지도록 직류 전압이 제어되어 공진 전류 지연 위상 모드로 동작한다. 한편, 전압 폭이 소정 값 미만의 소출력의 역변환 장치는 공진 전류 선행 위상 모드로 동작하지만 소출력이므로, 누적 손실이나 서지 전압도 작아져 트랜지스터의 파괴는 면한다.
상기 역변환 장치는 각 아암이 트랜지스터(예를 들면, FET, IGBT)와 역 병렬접속된 다이오드를 구비하고, 상기 직류 전압은 초퍼 회로, 또는 순(順)변환 장치에 의해 발생한다.
또한, 상기 코일 전류가 음에서 양으로 제로 크로스 한 뒤에 상기 고주파 전압이 상승했을 때에 상기 역변환 장치를 정지시키는 이상(異常) 정지부를 더 구비하는 것이 바람직하다. 이에 따르면, 스위칭 로스에 의한 발열, 혹은 과전류에 의한 파괴가 회피된다.
또한, 상기 복수의 유도 가열 코일은, 공통의 발열체에 근접시켜지고, 상기 제어 회로는, 각각의 상기 유도 가열 코일이 상기 발열체에 공급하는 전자 에너지가 균일해지도록 상기 구형파 전압의 펄스 폭을 각각 가변 제어하는 것이 바람직하다.
본 발명에 따르면, 펄스 폭에 관계없이 역변환 장치의 스위칭 손실이 저감된다. 또한, 스위칭 시의 서지 전압도 저감한다.
도 1은 본 발명의 제 1의 실시형태와 관련한 유도 가열 장치의 회로 구성도이고,
도 2는 본 발명의 제 1의 실시형태와 관련한 유도 가열 장치의 가열부의 단면도이고,
도 3은 유도 가열 코일과 콘덴서로 이루어지는 공진 회로와 그 등가 회로를 나타내는 도면으로, (a)는 유도 가열 코일과 콘덴서로 이루어지는 공진 회로의 2 구역(Zone) ZCIH, (b)는 1구역의 등가 회로이며, (c)는 벡터 도면이며,
도 4는 본 발명의 제 1의 실시형태와 관련한 유도 가열 장치에 이용되는 제어 회로의 구성도이고,
도 5는 Phase_Shift 제어를 이용했을 때의 제어법을 설명하기 위한 파형도이고,
도 6은 공진 전류 위상 지연 모드로서, DUTY 100%일 때의 파형도, 및 전류의 흐름을 나타내는 역변환 장치의 회로도이고,
도 7은 공진 전류 위상 선행 모드로서, DUTY 100% 미만일 때의 파형도이고,
도 8은 공진 전류 위상 선행 모드로서, DUTY 100% 미만일 때의 전류의 흐름을 나타내는 역변환 장치의 회로도이고,
도 9는 공진 전류 위상 지연 모드로서, DUTY 100%미만일 때의 파형도이고,
도 10은 공진 전류 위상 지연 모드로서, DUTY 100%미만일 때의 전류의 흐름을 나타내는 역변환 장치의 회로도이다.
(제 1의 실시형태)
본 발명의 유도 가열 장치 구성에 관해서 도 1 및 도 2를 이용하여 설명한다.
도 1에 있어서, 유도 가열 장치(100)는, 강압 초퍼(10)와, 복수의 역변환 장치(30,31,...35)와, 복수의 유도 가열 코일(20,21,...25)과, 제어 회로(15)를 구비하여 구성되며, 각각의 유도 가열 코일(20,21,...25)이 고주파 자속(磁束)을 발생함으로써 공통의 발열체(예를 들면, 카본 그래파이트)(도 2)에 와전류를 흘려 이 발열체를 발열시키는 것이다.
또한, 유도 가열 장치(100)는, 인접하는 유도 가열 코일에 의한 상호 유도 전압의 영향을 줄이도록 모든 유도 가열 코일(20,21,...25)의 전류 위상, 및 주파수를 정렬하도록 제어된다. 유도 가열 코일(20,21,...25)의 전류 위상이 정렬하도록 제어되고, 발생 자계에 위상 차가 생기지 않기 때문에 인접하는 유도 가열 코일의 경계 부근에서 자계가 약해지는 일이 없으며, 유도 가열 전력에 의한 발열 밀도가 저하하지 않는다. 그 결과, 피 가열물의 표면에 온도 불균일이 생기는 일이 없어진다.
그리고 또한, 역변환 장치(30,31,...35)는 스위칭 로스를 줄이기 위해, 유도 가열 코일(20,21,...25)의 등가 인덕턴스와, 직렬 접속된 콘덴서(C)의 커패시턴스와의 공진 주파수보다 구동 주파수를 높게 해서 공진 전류 위상 지연 모드로 구동하도록 이루어져 있다.
이어서, 도 2를 이용하여 가열 대상물에 관해서 설명한다.
도 2는 웨이퍼의 열 처리에 이용되는 RTA(Rapid Thermal Annealing) 장치의 구성도이다. RTA 장치는 복수의 유도 가열 코일(20,21,...25)이 오목부에 매설된 내열판과, 이 내열판의 표면에 마련된 공통의 발열체와, 역변환 장치(30)(도 1) 및 강압 초퍼(10)로 이루어지는 ZCIH 인버터를 구비하며, 복수의 유도 가열 코일 (20,21,...25)에 의해 발열체를 복수 구역(예컨대 6 구역)으로 분할 가열하도록 구성되어 있다. 이 RTA 장치는 유도 가열 코일(20,21,...25)의 각각이 고주파 자속을 발생하고, 이 고주파 자속이 예를 들면 카본 그래파이트로 형성된 발열체에 와전류(渦電流)를 흘리고, 이 와전류가 카본 그래파이트의 저항 성분에 흘러감으로써 발열체가 발열하도록 구성되어 있다. 다시 말하면, RTA 장치는 유도 가열 코일(20,21,...25) 각각이 고주파의 전자 에너지를 발생하고, 이 전자 에너지에 의해 발열체가 발열하고, 이 발열체의 복사열에 의한 피 가열물인 유리 기판이나 웨이퍼를 가열하도록 구성되어 있다. 또한, 반도체의 열 처리에 있어서는 이 가열은 감압 분위기 중에서 행해진다.
또한, 인접한 가열 유도 코일(20,21)만을 생각하여, 도 3 (a)에서와 같은 공진 회로를 생각한다. 즉, 유도 가열 코일(20,21)은, 등가(等價)인덕턴스(La, Lb)의 유도 성분과, 등가 저항값(Ra,Rb)의 저항 성분이 존재하고, 콘덴서(C1,C2)를 통해서 전압(V1,V2)이 인가된다. 또한, 유도 가열 코일(20,21)은 서로 인접해 있기 때문에 상호 유도 인덕턴스M(M1)에 의해 결합되어 있다. 여기서, 등가 저항값(Ra,Rb)은 유도 가열 코일(20,21)의 고주파 자속에 의해 흐르는 와전류의 카본 그래파이트 등가 저항값이다.
또한, 구역(1)의 유도 가열 코일(20)에 흐르는 전류를 I1로 하고, 절연 트랜스 Tr0의 출력 전압을 V1로 하며, 구역(2)의 유도 가열 코일(21)에 흐르는 전류를 I2로 하고, 절연 트랜스 Tr1의 출력 전압을 V2로 한다.
이어서, 도 3 (b)는, 도 3 (a)에 나타내는 공진 회로를 1 구역의 등가 회로로 표현한 것이다. 이 등가 회로는, 커패시턴스(C1)와 등가 인덕턴스(La1, La2)와 등가 저항값(Ra)의 직렬 회로를, 전압(V1)과 상호 유도 전압 V12=jωMI2와의 벡터 합으로 구동하는 회로로 표현된다. 여기서, 등가 인덕턴스(La)는, La=La1+La2의 관계를 가진다. 역변환 장치의 구동 주파수(f)가 공진 주파수 1/(2π√(La1·C1))과 일치하는 공진 상태에 있어서는, 등가 인덕턴스(La2)와 등가 저항값(Ra)의 직렬 회로 전압(V1)과, 상호 유도 전압(V12=jωMI2)과의 벡터 합으로 구동하는 회로로 표현된다. 즉, 도 3 (c)의 벡터 도면으로 표현하면, 트랜스(Tr0)의 출력 전압(V1)은 등가 인덕턴스(La2) 및 등가 저항값(Ra)에 의한 벡터 전압(V11)과, 상호 유도 전압(V12)과의 벡터 합이 되어, 전압(Ra·I1)과 전압(V12+jωLa2·I1)의 벡터 합도 된다.
또한, 도 1에 있어서 인접하는 유도 가열 코일(20,21,...25) 사이는 상호 유도 인덕턴스(M1,M2,…,M5)로 결합되어 있는데, 이 결합의 영향을 줄이기 위해 역 결합 인덕터(-Mc)를 접속하는 일도 있다. 이 역결합 인덕터(-Mc)는, 예를 들면, 인덕턴스가 0.5μH이하이며, 1 턴(one turn), 또는 철심 관통에 의해 이 인덕턴스를 얻을 수 있다.
강압 초퍼(10)는, 전해 콘덴서(46)와, 콘덴서(47)와, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)(Q1,Q2)와, 전류 다이오드(D1,D2)와, 초크 코일(CH)을 구비한 DC/DC변환기이며, 미도시된 상용 전원으로부터 정류·평활한 직류 고전압(Vmax)을 소정의 저압 직류 전압(Vdc)으로 듀티 제어해서 변환한다. 이때, 강압 초퍼(10)는 역변환장치(30,31,...35)가 변환한 구형파 전압(고주파 전압)의 전압 폭 최대 값이 소정 값 이상이 되는 저압 직류 전압(Vdc)을 출력한다. 이 소정값은 전압 폭이 소정 값 이상의 대출력의 역변환 장치에서는, 유도 가열 코일(20,21,...25)로 흐르는 코일 전류의 제로 크로스 타이밍이 구동 전압의 상승 타이밍보다 늦어지도록 설정되고, 전압 폭이 소정 값 미만의 소출력의 역변환 장치에서는 코일 전류의 제로 크로스 타이밍이 구동 전압의 상승 타이밍보다 앞서도록 설정된다. 이때 소출력의 역변환 장치에서는 누적 손실이 발생하지만, 소출력이므로 스위칭 손실이 적어 서지 전압도 작다.
여기에서, 전압 폭의 소정 값은 예를 들면 저압 직류 전압(Vdc)이 직류 고전압(Vmax)의 1/2이 되는 펄스 폭으로 설정된다. 또한, 강압 초퍼(10)의 최대 출력 전압에서는 95% DUTY가 되도록 제어하여 순간적인 단락 상태를 회피한다.
강압 초퍼(10)는 상기 콘덴서(46)의 양극(正極)과 음극(負極) 사이에는 정류·평활한 직류 고전압(Vmax)이 충전되고, IGBT(Q1)의 컬렉터와 IGBT(Q2)의 이미터가 접속되고, 이 접속점(P)에는 초크 코일(CH)의 일단이 접속되고, 다른 일단이 콘덴서(47)의 일단에 접속되어 있다. 또한, 콘덴서(47)의 타단은, IGBT(Q1)의 컬렉터 및 상기 전해 콘덴서(46)의 양극에 접속되어 있다. 또한, 전해 콘덴서(46)의 음극은 IGBT(Q2)의 이미터가 접속되어 있다.
이어서 강압 초퍼(10)의 동작을 설명한다.
제어 회로(15)가 게이트에 구형파 전압을 인가함으로써 IGBT(Q1,Q2)가 번갈아 온·오프 제어된다. 우선, IGBT(Q1)이 오프 되고 IGBT(Q2)가 온 되면, 초크 코일(CH)을 통해서 콘덴서(47)의 충전이 개시된다. 그리고, 이어서 IGBT(Q1)이 온이 되고, IGBT(Q2)가 오프 되면, 초크 코일(CH)에 흐르는 전류가 전류 다이오드(D1)를 통해서 방전한다. 이 충방전이 소정의 DUTY비로 반복됨으로써 콘덴서(47)의 양단의 전압이 직류 고전압(Vmax)과 DUTY비로 정해지는 저압 직류 전압(Vdc)에 수렴한다.
역변환 장치(30,31,...35)는, 각각 콘덴서(47)의 양단의 저압 직류 전압(Vdc)를 스위칭하는 복수의 인버터 회로와, 절연 트랜스(Tr0,Tr1,…,Tr5)와, 콘덴서(40,41,...45)를 구비하고, 공통의 저압 직류 전압(Vdc)에서 구형파 전압(고주파 전압)을 생성하여 고주파 전류를 흘리는 구동 회로이다. 여기서, 절연 트랜스 (Tr0,Tr1,…,Tr5)의 2차 측은, 유도 가열 코일(20,21,...25)과 콘덴서 (40,41,...45)와의 각 직렬 회로에 접속되어 있다. 인버터 회로는, IGBT(Q3,Q4, Q5,Q6)와, IGBT(Q3,Q4,Q5,Q6)의 각 아암에 역(逆)병렬 접속된 전류 다이오드(D3, D4,D5,D6)를 구비하며, 게이트에 구형파 전압을 인가함으로써, 주파수 동일하고 코일 전류가 같은 위상이 되도록 제어된 구형파 전압을 생성하고 절연 트랜스(Tr0,Tr1,…,Tr5)의 1차 측을 구동한다.
절연 트랜스(Tr0,Tr1,…,Tr5)는 유도 가열 코일(20,21,...25)과 인버터 회로를 서로 절연하기 위해 마련되는 것으며, 유도 가열 코일(20,21,...25)끼리 서로 절연된다. 또한, 절연 트랜스(Tr0,Tr1,…,Tr5)는 1차 측 전압과 2차 측 전압이 동일 파형이며 구형파 전압이 출력된다. 또 1차 측 전류와 2차 측 전류는 동일 파형이 된다.
콘덴서(40,41,...45)는, 유도 가열 코일(20,21,...25)과 공진하여, 커패시턴스(C), 등가 인덕턴스(La1, Lb1,…, Le1)와 했을 때, 인버터의 구동 주파수(f)가 공진 주파수 1/(2π√(La1·C)),1/(2π√(Lb1·C)),...1/(2π√(Le1·C))와 대략 일치했을 때, 절연 트랜스(Tr0,Tr1,…,Tr5)의 출력에는 그 기본파 전압(V1,V2,V3, V4,V5)을 등가 인덕턴스(La2, Lb2,…, Le2), 및 등가 저항 값(Ra, Rb,...Re)의 직렬 임피던스로 나눈 값의 정현파 전류가 흐른다. 등가 인덕턴스(La2, Lb2,…, Le2) 및 등가 저항 값(Ra, Rb,...Re)은 유도 부하이므로, 정현파 전류는 기본파 전압보다 위상이 지연되어, 기본파 전압의 주파수가 높아질수록 위상 지연이 증가한다. 또한, 고조파 전류는 공진 상태가 되지 않기 때문에 거의 흐르지 않는다.
또한, 왜파(歪波) 전압 전류의 유효 전력(Peff)은 고조파 전류가 흐르지 않기 때문에 기본파 전압(V1), 기본파 전류(I1), 기본파 전압(V1)과 기본파 전류(I1)의 위상차(θ1)로서,
Peff=V1·I1·cosθ1
로 표현된다. 따라서 왜파 전압인 구형파 전압으로 LCR의 직렬 공진 회로를 구동했을 때의 유효 전력(Peff)은 기본파의 유효 전력으로 나타난다.
도 4에서 나타내는 바와 같이 제어 회로(15)는 펄스 폭 제어부(91)와, 이상 정지부(92)와, 위상 판정부(93)와, 직류 전압 제어부(94)를 구비하고, 펄스 폭 제어부(91)가 역변환 장치(30)의 IGBT(Q3,Q4,Q5,Q6)의 게이트에 인가하는 구형파 전압을 생성하고, 직류 전압 제어부(94)가 강압 초퍼(10)의 IGBT(Q1,Q2)의 게이트로 입력되는 구형파 전압을 생성한다.
위상 판정부(93)는 VT(Voltage Transformer)을 이용하여, 역변환 장치(30)가 생성하는 구형파 전압의 파형을 관측하면서 동시에 CT(Current Transformer)를 이용하여 코일 전류 파형을 관측하고, 이들 파형으로부터 위상 지연 모드인지 여부를 판정한다. 즉, 위상차 판정부(93)는 코일 전류가 양에서 음으로 제로 크로스하는 제로 크로스 타이밍이 구형파 전압의 상승 타이밍이 보다 늦어져 있으면 위상 지연 모드로 판정하고, 제로 크로스 타이밍이 상승 타이밍보다 선행되어 있으면 위상 선행선행로 판정한다. 그리고, 위상 판정부(93)는 펄스 폭 제어부(91)와 직류 전압 제어부(94)와 후술되는 이상 정지부(92)에 판정 결과를 출력한다.
펄스 폭 제어부(91)는 유도 가열 코일(20,21,...25)의 각각에 흐르는 코일 전류의 위상(제로 크로스 타이밍)이 정렬되도록, 구형파 전압의 기본파인 제로 크로스 타이밍과의 위상차θ(도 5)를 제어하면서 동시에 구형파 전압의 상승 타이밍보다 상기 직렬 회로에 흐르는 코일 전류의 제로 크로스 타이밍 쪽이 늦어지도록 펄스 폭 및 주파수를 제어한다. 여기서, 이 펄스 폭은 구형파 전압의 기본파인 제로 크로스 타이밍과, 구형파 전압의 상승 타이밍과의 차이인 제어각δ(도 5)을 제어하여 가변한다.
도 5의 전압 전류 파형도를 이용하여, 펄스 폭 제어부(91)의 동작을 설명한다.
도 5는 구형파 전압 파형과 그 기본파 전압 파형과 코일 전류 파형을 나타내고 있으며, 세로축은 전압·전류이며, 가로축은 위상(ωt)이다. 트랜스(Tr) 2차 측의 구형파 전압 파형(50)은 실선으로 나타나는 음양(正負) 대칭의 기함수 파형이며, 그 기본파가 파선의 기본파 전압 파형(51)으로서 나타내어진다. 구형파 전압 파형(50)은 최대 진폭이 ±Vdc이며, 기본파 전압 파형(51)의 제로 크로스 점에 대해서 제어각δ의 위상각이 설정되어 있다. 즉, 구형파 전압 파형(50)의 상승 타이밍(rising timing) 및 하강 타이밍(falling timing) 쌍방과, 기본파 전압 파형(51)의 제로 크로스 타이밍이 제어각δ의 위상차를 가지고 있다. 이때, 기본파 전압 파형(51)의 진폭은 4Vdc/π·cosδ이다.
또한, 실선으로 나타나는 코일 전류 파형(52)은, 기본파 전압 파형(51)의 제로 크로스 타이밍보다 위상차 θ만큼 늦어지고 있는 정현파이다. 그러나, 코일 전류 파형(52)은 구형파 전압 파형(50)의 제어각δ이 크게 제어되고, 유도 가열 코일 (20,21,...25)에 공급하는 유효 전력이 작을 때에는 제로 크로스 타이밍이 구형파 전압 파형(50)의 상승 타이밍보다 앞서는 경우도 있다.
또한, 펄스 폭 제어부(91)(도 4)는, 모든 유도 가열 코일(20,21,...25)에 흐르는 코일 전류의 위상차 θ을 정렬하면서 코일 전류의 진폭을 유도 가열 코일마다 바꾼다. 이 때문에 펄스 폭 제어부(91)는 기본파 전압 파형(51)의 제로 크로스 타이밍을 기준으로 제어각 δ을 바꿔서 기본파 전압을 진폭 제어한다. 이 때문에, 펄스 폭 제어부(91)는 ACR(Automatic Current Regulator)을 이용하여 코일 전류가 소정 값이 되도록 제어각 δ을 바꾼다. 이 제어에 의해 유도 가열 코일에 투입되는 유효 전력을 바꾸면서, 인접하는 코일 전류에 의한 상호 유도 전압의 영향이 줄어든다.
예를 들면, 유도 가열 코일(20)에는 최장의 펄스 폭의 구형파 전압이 인가되고, 다른 유도 가열 코일(21,22,...25)에는 가열 양에 따라서 보다 짧은 펄스 폭의 구형파 전압이 인가된다. 즉, 유도 가열 코일(20)에는 최대 전체 전력이 입력되고, 다른 유도 가열 코일(21,22,...25)에는 가열 양에 따라서 보다 적은 유효 전력이 입력된다.
이때, 구형파 전압의 펄스 폭을 짧게 하면, 코일 전류의 제로 크로스 타이밍이 구형파 전압의 상승 타이밍보다 선행하는 공진 전류 위상 선행 모드가 되는 경우가 있다. 이러한 때에는 구동 주파수를 증가시켜서 코일 전류를 더 지연시키거나 직류 전압 Vdc을 저하시켜서 제어각 δ을 감소시키거나 할 수 있다.
또한, 이 구형파 전압은 음양 대칭의 동일 펄스 폭이며, 구형파 주파수를 동일하기 위해 절연 트랜스(Tr)의 1차 측으로 인가 전압 순간 값이 제로의 로우 레벨 구간이 앞뒤로 설정된다. 또한, 절연 트랜스(Tr)의 1차 측으로 인가 전압이 정부 대칭의 동일 펄스 폭으로 설정되므로, 절연 트랜스(Tr)의 직류 편자성(偏磁)이 방지된다.
도 6은 공진 전류 위상 지연 모드로서, DUTY 100%일 때의 파형도, 및 전류의 흐름을 나타내기 위한 역변환 장치(30)의 회로도이다. 도 6 (a)는 제어각 δ=0, 즉 DUTY 100%일 때의 전압 전류의 파형도이며, 도 6 (b)는 전류의 흐름을 나타내기 위한 역변환 장치(30)의 회로도이다.
도 6 (a)에서, 부호(v)는 DUTY 100%의 구형파 전압 파형을 나타내고, 부호(i)는 유도 가열 코일에 흐르는 정현파 전류를 나타낸다. 구형파 전압 파형(v)의 상승 타이밍에 대해서 전류 파형(i)의 제로 크로스 타이밍은 지연되고 있다. 도 6 (b)에 있어서, 역변환 장치(30)는 IGBT Q3(TRap), Q4(TRan), Q5(TRbp), Q6(TRbn)과 전류 다이오드 D3(DIap), D4(DIan), D5(DIbp), D6(DIbn)을 구비한다.
트랜지스터(TRap, TRbp)의 콜렉터와 트랜지스터(TRan, TRbn)의 이미터와의 사이에, 저압 직류 전압(Vdc)이 인가되어 있다. 트랜지스터(TRap)의 이미터와 트랜지스터(TRan)의 콜렉터가 접속되어 있으며, 트랜지스터(TRbp)의 이미터와 트랜지스터 (TRbn)의 콜렉터가 접속되어 있다. 또한, 트랜지스터(TRap)의 이미터와 트랜지스터(TRan)의 콜렉터와의 접속점과, 트랜지스터(TRbp)의 이미터와 트랜지스터(TRbn)의 콜렉터와의 접속점 사이에 등가 인덕턴스(La2)의 코일과 커패시턴스(C)의 콘덴서와 등가 저항값(Ra)의 저항기와의 직렬 회로가 접속되어 있다. 이 코일과 저항기와 콘덴서와의 직렬 회로는, 트랜스(Tr0, Tr1,…)를 입력 측에서 본 등가 회로이다.
또한, 트랜지스터(TRap, TRan, TRbp, TRbn)의 아암인 콜렉터와 이미터 사이에 전류 다이오드(DIap, DIan, DIbp, DIbn)가 각각 접속되어 있다.
도 6 (a)에 있어서, 시각(ta1)에서는, 트랜지스터(TRap, TRbn)가 ON 상태가 되어 있으며, 코일 전류i(ia1)가 흐른다. 이때, 코일과 저항기와 콘덴서와의 직렬 회로는 유도 부하가 되며, 정현파 전류의 제로 크로스 타이밍이 구형파 전압(v)의 상승 타이밍보다 지연되어 있다.
시각(ta2)에서, 트랜지스터(TRap,TRbn)가 오프 상태로 전환하고, 트랜지스터 (TRan,TRbp)가 온 상태로 전환한다. 이에 의해, 코일 전류(ia1)와 동일 방향의 코일 전류i(ia2)가 다이오드(DIan, DIbp)를 통해 흐른다. 이때, 트랜지스터(TRap, TRbn) 양단의 전압은 변화하지 않기 때문에 제로 볼트 스위칭이 된다.
시각(ta3)에서, 코일 전류(ia2)가 제로 크로스 하여, 코일 전류(i)의 방향이 반전한다. 반전한 코일 전류i(ia3)는 트랜지스터(TRan,TRbp)를 통해서 흐르고, 시각(ta4=ta0)에서, 트랜지스터(TRap,TRbn)이 온 상태로 전환하여, 트랜지스터(TRan, TRbp)가 오프 상태로 전환한다. 이로 인해, 코일 전류(ia3)와 동일 방향의 코일 전류(ia4)가 다이오드(DIbn, DIap)을 통해서 흐른다. 시각(ta1)에서 코일 전류(ia4)가 제로 크로스 하고, 반전 전류(ia1)가 트랜지스터(TRap,TRbn)를 통해서 흐른다. 코일 전류(ia4)가 제로 크로스 하는 제로 전류 스위칭이기 때문에 스위칭 손실은 적다.
즉, 이때 시각(ta2)의 전환에서는 트랜지스터(TRbn)의 온 상태에서 오프 상태로 전환되지만, 다이오드(DIbn)의 인가 전압은 제로에서 역 바이어스 전압으로 변화할 뿐으로 순 바이어스(forward bias) 상태에서 역 바이어스(reverse bias) 상태로 옮겨지는 것은 아니기 때문에 캐리어의 누적 손실을 발생하지 않는다. 또, 시각(ta3)의 전환에서도 다이오드(DIbp)의 순(順) 바이어스 상태에서 트랜지스터(TRbp)의 온 상태로의 전환에 의한 축적 전하의 방전이 생기는데, 순 바이어스 전류가 제로의 제로 전류 스위칭이 되어, 캐리어의 누적 손실은 발생하지 않는다.
도 7은 공진 전류 위상 선행 모드이며, DUTY 100% 미만일 때의 파형도이다. 도 7 (a)는 전압 폭을 단축해서 DUTY 100% 미만으로 했을 때의 전압 전류의 파형도이며, 도 7 (b)는 게이트 전압의 타이밍 차트를 나타낸 도면이다. 도 8 (a), (b)는 전류의 흐름을 나타내기 위한 역변환 장치(30)의 회로도이다. 도 8 (a), (b)의 회로도는 도 6 (b)와 전류의 흐름이 다른 뿐이므로 구성의 설명은 생략한다.
도 7 (a)에 있어서, 코일 전류(i)의 제로 크로스 타이밍이 구형파 전압의 상승 타이밍보다 앞서는 공진 전류 위상 선행 모드가 된다. 구형파 전압(v)은 시각(tb1)과 시각(tb2) 사이가 양(positive)의 값이며, 시각(tb4) 및 시간(tb5) 사이가 음(negative)의 값이다.
즉, 도 7 (b)의 타이밍 차트를 참조하면서 설명하면 다음과 같다. 시각(tb0)에서 시각(tb1)까지는 트랜지스터(TRbn)만 온 상태가 되고, 시각(tb1)에서 시각(tb2)까지는 트랜지스터(TRap,TRbn)가 온 상태가 되고, 시각(tb2)에서 시각(tb4)까지는 트랜지스터(TRan,TRbn)가 온 상태가 되고, 시각(tb4)에서 시각(tb5)까지는 트랜지스터(TRan,TRbp)가 온 상태가 되며, 시각(tb5)에서 시각(tb6)까지는 트랜지스터(TRan,TRbn)가 온 상태가 된다.
즉, 대각(代角) 방향의 트랜지스터(TRap,TRbn), 또는 다른 대각 방향의 트랜지스터(TRbp,TRan)를 도통시킴으로써 코일 전류(i)를 흐르게 하고, 다른 기간은 하방 아암의 트랜지스터(TRan,TRbn) 중 어느 것을 온 상태로 하고, 다른 트랜지스터를 오프 상태로 함으로써 유도 가열 코일(20,21,...25)을 플로팅 상태로 하는 일 없이 비통전 상태로 한다.
보다 구체적으로, 시각(tb1)에서 시각(tb2)까지는, 트랜지스터(TRap,TRbn)를 통해서 코일 전류(ib1)가 흐르고, 시각(tb2)에서 시각(tb3)까지는 다이오드(DIan) 및 트랜지스터(TRbn)를 통해서 코일 전류(ib1)와 동일 방향의 코일 전류(ib2)가 흐르고, 코일 전류가 제로 크로스 한다. 시각(tb3)에서 시각(tb4)까지는 다이오드(DIbn) 및 트랜지스터(TRan)를 통해 역방향의 코일 전류(ib3)가 흐른다. 시각(tb4)에서 시각(tb5)까지는 트랜지스터(TRan,TRbp)를 통해 코일 전류(ib4)가 흐른다. 시각(tb5)에서 시각(tb6=tb0)까지는 다이오드(DIan), 및 트랜지스터(TRbn)를 통해서 코일 전류(ib6)가 흐르고, 코일 전류(i)가 제로 크로스 한다.
코일 전류(i)가 제로 크로스 하는 시각(tb3), 및 시각(tb0=tb6)에서는 유도 가열 코일(20,21,...25)의 양단의 전위 변화가 없으며 전력 손실은 발생하지 않는다. 한편, 시각(tb4)에서는 다이오드(DIbn)에 순 방향으로 전류가 흐른 뒤 트랜지스터(TRbp)가 온 상태로 전환하므로, 다이오드(DIbn)가 역 바이어스 상태로 전환한다. 따라서, 다이오드(DIbn)의 축적 시간 동안 역 바이어스 전류가 흐르고, 트랜지스터(TRbp)에 리커버리 손실(축적 손실)이 발생한다. 마찬가지로, 시각(tb1)에서는 다이오드(DIan)가 순 방향 바이어스에서 역방향 바이어스로 바뀌므로, 트랜지스터(TRap)에 누적 손실이 발생한다. 그러나, 저압 직류 전압(Vdc)이 낮으면, 리커버리 손실의 영향은 적다.
도 9는 공진 전류 위상 지연 모드이며, DUTY 100% 미만일 때의 파형도이다. 도 9 (a)는 전압 폭을 단축시킨 경우의 전압 전류 파형도이며, 파선은 구형파 전압의 기본파를 나타낸다. 이때도 전류 파형(i)의 제로 크로스 타이밍은 인가 전압(v)의 상승 타이밍보다 뒤처져 있다. 즉, DUTY=100%는 아니지만, 구형파 전압의 펄스 폭이 넓은 경우이다. 도 9 (b)는 그때의 게이트 전압의 타이밍 차트를 나타낸 도면이다. 도 10 (a), (b)는 전류의 흐름을 나타내기 위한 역변환 장치(30)의 회로도이다. 도 10 (a), (b)의 회로도는 도 6 (b)와 전류의 흐름이 다른 뿐이므로 구성의 설명은 생략한다.
도 9 (a)에 있어서, 시각(tc1)에서 시각(tc3)까지는 트랜지스터(TRap,TRbn)가 도통 상태가 되고, 시각(tc3)에서 시각(tc5)까지는 트랜지스터(TRan,TRbn)가 도통 상태가 되고, 시각(tc5)에서 시각(tc7)까지는 트랜지스터(TRbp,TRan)가 도통 상태가 되며, 시각(tc7)에서 시각(tc9)까지 사이는 트랜지스터(TRan,TRbn)가 도통 상태가 된다. 여기서, 시각(tc3)에서 시각(tc5)까지와 시각(tc7)에서 시각(tc9)까지 사이는 하방 아암의 트랜지스터(TRan,TRbn)가 도통해 있기 때문에, 유도 가열 코일 양단의 전압이 제로가 되어, 스파이크 전압이 발생하지 않는다.
도 9, 도 10 (a), (b)을 이용하여 동작을 설명한다.
시각(tc1)에서 시각(tc2)까지는 다이오드(DIbn,DIap)를 통해 음(negative)의 정현파 형태의 코일 전류(ic1)가 흐르고, 시각(tc2)에서 전류가 제로 크로스 한다. 시각(tc2)에서 시각(tc3)까지 동안은 트랜지스터(TRap,TRbn)를 통해 양(positive)의 정현파 형태의 코일 전류(ic2)가 흐른다. 시각(tc3)에서 시각(tc5)까지는 다이오드(DIan), 및 트랜지스터(TRbn)를 통해 양의 코일 전류(ic3)가 흐른다. 시각(tc5)에서 시각(tc6)까지는 도 10 (b)에 있어서, 다이오드(DIan,DIbp)를 통해 양의 코일 전류(ic4)가 흐른다. 그리고, 코일 전류가 시각(tc6)에서 제로 크로스 한다. 시각(tc6)에서 시각(tc7)까지는 트랜지스터(TRbp,TRan)를 통해 음의 코일 전류(ic5)가 흐른다. 시각(tc7)에서 시각(tc1)까지는 다이오드(DIbn), 및 트랜지스터(TRan)을 통해서 코일 전류(ic6)가 흐른다.
여기에서, 시각(tc1)에 있어서는, 다이오드(DIbn)에 전류가 계속 흐를 뿐이므로, 리커버리 손실이 발생하지 않는 제로 전압 스위칭이 된다. 시각(tc3)의 스위칭에 있어서는 트랜지스터(TRap)에 흐르는 전류가 다이오드(DIan)에 흘러, 다이오드(DIan)가 오프 상태에서 온 상태로 변화할 뿐이므로, 리커버리 전류는 발생하지 않는다. 시각(tc5)의 스위칭에 있어서는 다이오드(DIan)에 흐르는 전류는 변화하지 않는다. 시각(tc7)의 스위칭에 있어서는 다이오드(DIbn)가 오프 상태에서 온 상태로 변화할 뿐이며, 리커버리 전류는 발생하지 않는다. 또한, 시각(tc2,tc6)에서는 제로 전류 스위치에 되어 있으며, 리커버리 손실은 발생하지 않는다.
따라서, 어느 스위칭에 있어서도 다이오드가 온 상태에서 오프 상태가 되는 일이 없으며 리커버리 전류는 발생하지 않는다.
이상 정지부(92)(도 4)는 위상차 판정부(93)의 판정 결과를 이용하여, 각 역변환 장치(30,31,32,33,34,35)의 구동을 정지시킨다. 구체적으로는 이상 정지부(92)는 입력 전압인 저압 직류 전압(Vdc)이 소정 값 이상(예를 들면, 직류 고전압(Vmax)의 50% 이상)이며, 구동 전압 파형의 상승 타이밍이 코일 전류의 제로 크로스 타이밍보다 선행되어 있을 때에 이상(異常) 정지시킨다. 강압 초퍼(10)의 출력 전압(저압 직류 전압 Vdc)을 낮춤으로써 과도 전압이 떨어져 IGBT의 파괴를 면한다. 또한, 구형파 전압의 주파수를 높임으로써, 보다 인덕티브한 운전이 되어 코일 전류의 제로 크로스 타이밍이 늦어져 위상 지연 상태가 확보된다.
또한, 이상 정지부(92)는, 코일 전류가 소정 값 이상(예를 들면, 최대 전류 값의 20%이상)이며, 위상 선행 모드 시에도 이상 정지시킨다. 바꾸어 말하면, 이상 정지부(92)는, 코일 전류가 소정 값 미만일 때는 스위칭 손실이 작기 때문에 위상 선행 모드라 하더라도 이상 정지시키지 않는다.
(변형 예)
본 발명은 상술한 실시 형태로 한정하는 것은 아니며, 예를 들면 아래와 같은 다양한 변형이 가능하다.
(1)상기 실시형태는, 역변환 장치의 스위칭 소자로서 IGBT를 사용했지만, FET이나 양극 트랜지스터 등의 트랜지스터를 사용할 수도 있다.
(2)상기 실시형태는, 역변환 장치에 직류 전력을 공급하기 위해 직류 전압에서 전압을 강하시키는 강압 초퍼(10)를 사용했지만, 상용 전원에서 순 변환 장치를 이용하여 직류 전압을 발생시킬 수 있다. 또한, 상용 전원으로는 단상 전원뿐 아니라 삼상 전원도 사용할 수 있다.
(3)상기 실시형태는, 모두 유도 가열 코일(20,21,...25)에 대응하는 역변환 장치(30,31,...35)에는 공통의 저압 직류 전압(Vdc)의 전력을 공급했지만, 최대 가열량이 필요한 유도 가열 코일과, 이 유도 가열 코일에 대응하는 역변환 장치를 추가하고, 추가한 역변환 장치에 직류 전압(Vmax)의 전력을 공급하고, 역변환 장치 (30,31,32,...35)에 저압 직류 전압(Vdc)의 전력을 공급할 수도 있다.
10; 강압 초퍼(DC/DC변환기, 초퍼)
15; 제어 회로
20,21,22,23,24,25; 유도 가열 코일
30,31,32,33,34,35; 역변환 장치
40,41,42,43,44,45; 콘덴서
46; 전해 콘덴서
47; 콘덴서
50; 구형파 전압 파형
51; 기본파 전압 파형
52; 코일 전류 파형
91; 펄스 폭 제어부
92; 이상 정지부
93; 위상차 판정부
94; 직류 전압 제어부
100; 유도 가열 장치
M, M1, M2, M3, M4, M5; 상호 유도 인덕턴스
Tr0, Tr1, Tr2, Tr3, Tr4, Tr5; 절연 트랜스
Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6; IGBT(트랜지스터, 스위칭 소자)
D1, D2, D3, D4, D5, D6; 전류 다이오드
CH; 초크 코일
Vmax; 직류 고전압
Vdc; 저압 직류 전압

Claims (10)

  1. 근접하게 배치된 복수의 유도 가열 코일과, 이 유도 가열 코일 각각에 직렬 접속된 콘덴서와, 직류 전압에서 변환시켜진 고주파 전압을 각각의 상기 유도 가열 코일 및 상기 콘덴서의 직렬 회로에 인가하는 복수의 역변환 장치와, 상기 고주파 전압을 전압 폭 제어하면서 동시에 상기 복수의 유도 가열 코일에 흐르는 코일 전류의 위상을 정렬하도록 상기 복수의 역변환 장치를 제어하는 제어 회로를 구비한 유도 가열 장치로서,
    상기 복수의 역변환 장치는, 각각의 상기 직류 전압이 공통하는 것을 특징으로 하는 유도 가열 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 직류 전압은, 상기 복수의 역변환 장치가 변환한 모든 고주파 전압의 전압 폭 최대 값이 소정 값 이상이 되도록 저하시켜지는 것을 특징으로 하는 유도 가열 장치.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 직류 전압은, 상기 직렬 회로에 인가되는 인가 전압의 상승 타이밍보다 상기 직렬 회로에 흐르는 코일 전류가 음에서 양으로 제로 크로스 하는 제로 크로스 타이밍 쪽이 늦어지도록 제어되는 것을 특징으로 하는 유도 가열 장치.
  4. 제 1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 역변환 장치는, 각 아암이 트랜지스터와 역 병렬 접속된 다이오드를 구비하고,
    상기 직류 전압은, 초퍼 회로, 또는 순 변환 장치에 의해 발생하도록 하는 것을 특징으로 하는 유도 가열 장치.
  5. 제 1항 내지 제 4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 코일 전류가 음에서 양으로 제로 크로스 한 뒤에 상기 고주파 전압이 상승했을 때에 상기 역변환 장치를 정지시키는 이상 정지부를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 유도 가열 장치.
  6. 제 1항 내지 제 5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 복수의 유도 가열 코일은 공통의 발열체에 근접하게 되어,
    상기 제어 회로는 각각의 상기 유도 가열 코일이 상기 발열체에 공급하는 전자 에너지가 균일하게 되도록 상기 고주파 전압으로서의 구형파 전압의 펄스 폭을 각각 가변 제어하는 것을 특징으로 하는 유도 가열 장치.
  7. 근접하게 배치된 복수의 유도 가열 코일과, 이 유도 가열 코일 각각에 직렬 접속된 콘덴서와, 직류 전압에서 변환시켜진 고주파 전압을 각각의 상기 유도 가열 코일 및 상기 콘덴서와의 직렬 회로에 인가하는 복수의 역변환 장치와, 상기 고주파 전압을 전압 폭 제어하는 제어 회로를 구비하는 유도 가열 장치에서 실행되는 유도 가열 방법으로서,
    상기 제어 회로는, 상기 복수의 유도 가열 코일에 흐르는 코일 전류의 위상을 정렬하도록 각각의 상기 직류 전압이 공통하는 상기 복수의 역변환 장치를 제어하는 것을 특징으로 하는 유도 가열 방법.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 직류 전압은 상기 복수의 역변환 장치가 변환한 고주파 전압의 전압 폭 최대값이 소정 값 이상이 되도록 저하시켜지는 것을 특징으로 하는 유도 가열 방법.
  9. 제 7항에 있어서,
    상기 직류 전압은 상기 직렬 회로에 인가되는 인가 전압의 상승 타이밍보다 상기 직렬 회로에 흐르는 전류의 제로 크로스 타이밍 쪽이 늦어지도록 제어되는 것을 특징으로 하는 유도 가열 방법.
  10. 제 7항 내지 제 9항 중 어느 한 항에 기재된 유도 가열 방법을 상기 제어 회로의 컴퓨터에 실행시키는 것을 특징으로 하는 프로그램.
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